JP4466599B2

JP4466599B2 - 電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法

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Publication number: JP4466599B2
Application number: JP2006099311A
Authority: JP
Inventors: 志謙陳; 勲藤原
Original assignee: Aisin AW Co Ltd
Current assignee: Aisin AW Co Ltd
Priority date: 2006-03-31
Filing date: 2006-03-31
Publication date: 2010-05-26
Anticipated expiration: 2026-03-31
Also published as: JP2007274843A

Description

本発明は、電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法に関するものである。

従来、電気自動車、ハイブリッド型車両等の電動車両に、電動機械としての駆動モータ又は発電機が配設され、該駆動モータ又は発電機は、Ｎ極及びＳ極の永久磁石から成る磁極対を備えたロータ、該ロータより径方向外方に配設され、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のステータコイルを備えたステータ等を備える。

そして、例えば、駆動モータを駆動し、駆動モータのトルクである駆動モータトルクを発生させるために電動駆動装置が配設される。また、駆動モータの制御を行うために電動機械制御装置としての駆動モータ制御装置が配設され、該駆動モータ制御装置において発生させられたＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号をインバータに送り、該インバータにおいて発生させられた相電流、すなわち、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流を前記各ステータコイルに供給することによって正弦波ＰＷＭ制御を行い、前記駆動モータトルクを発生させるようになっている。

ところで、前記駆動モータにおいては、ロータが回転するのに伴って逆起電力が発生し、駆動モータの回転速度である駆動モータ回転速度が高くなるほど駆動モータ又は発電機の端子電圧が高くなり、該端子電圧が閾（しきい）値を超えると、電圧飽和が発生し、駆動モータによる出力が不可能になってしまう。

そこで、電圧飽和の程度を表す値として変調率が算出され、該変調率が、理論上の最大電圧を表すための変調率の最大値、すなわち、最大変調率を超えると、弱め界磁制御領域に入ったと判断され、弱め界磁制御が行われるようになっている。そのために、記録装置に電流指令値マップが形成され、該電流指令値マップにおける駆動モータ回転速度の高い所定の領域で、ｄ軸電流指令値が負の方向に大きくされ、駆動モータの運転領域が拡大され、駆動モータトルクが大きくされる。

また、前記正弦波ＰＷＭ制御においては、正弦波ＰＷＭパターンで非同期ＰＷＭ信号が発生させられるが、各ステータコイルに印加することができる各相の電圧の振幅には上限があり、上限を超えて電圧を印加しようとすると、比例・積分演算において、電流指令値の変動に電圧指令値の算出を追随させることができなくなり、電圧指令値に振動が発生してしまう。

そこで、前記正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御、１パルス制御等とで電圧制御モードを切り換えることができるようにし、前記変調率が最大変調率以下である場合、正弦波ＰＷＭ制御を行い、前記変調率が最大変調率を超えると、過変調ＰＷＭ制御、１パルス制御等を行うようにしている（例えば、特許文献１参照。）。

図２は従来の電圧制御モードの切換えの説明図である。なお、図において、横軸に変調率を、縦軸に電圧制御モードを採ってある。

図に示されるように、変調率が最大変調率である１以下である場合、電圧制御モードは正弦波ＰＷＭ制御にされ、変調率が１より大きくなると、電圧制御モードは１パルス制御に切り換えられる。
特開２００５−２１８２９９号公報

しかしながら、前記従来の駆動モータ制御装置においては、変調率が１より大きくなると、電圧制御モードは１パルス制御に切り換えられ、変調率が１以下になると、電圧制御モードは正弦波ＰＷＭ制御に切り換えられるが、変調率が１前後にある場合、頻繁に１パルス制御が開始されたり、終了されたりするチャタリング現象が発生してしまう。

その結果、駆動モータを安定させて駆動することができない。

本発明は、前記従来の駆動モータ制御装置の問題点を解決して、電圧制御モードを切り換える際にチャタリング現象が発生するのを防止することができるとともに、電動機械を安定させて駆動することができる電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法を提供することを目的とする。

そのために、本発明の電動駆動制御装置においては、電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第１の電流指令値を算出する第１の電流指令値算出処理手段と、前記第１の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第２の電流指令値を算出する第２の電流指令値算出処理手段と、前記第１、第２の電流指令値及び直流電圧に基づいて変調率を算出する変調率算出処理手段と、前記変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行う弱め界磁制御処理手段と、前記変調率に基づいて前記弱め界磁制御を行うために算出された前記弱め界磁電流に基づいて、電圧制御モードを切り換える電圧制御モード切換処理手段とを有する。

本発明の電動駆動制御方法においては、電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第１の電流指令値を算出し、前記第１の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第２の電流指令値を算出し、前記第１、第２の電流指令値及び直流電圧に基づいて変調率を算出し、前記変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行い、前記変調率に基づいて前記弱め界磁制御を行うために算出された前記弱め界磁電流に基づいて、電圧制御モードを切り換える。

本発明によれば、電動駆動制御装置においては、電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第１の電流指令値を算出する第１の電流指令値算出処理手段と、前記第１の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第２の電流指令値を算出する第２の電流指令値算出処理手段と、前記第１、第２の電流指令値及び直流電圧に基づいて変調率を算出する変調率算出処理手段と、前記変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行う弱め界磁制御処理手段と、前記変調率に基づいて前記弱め界磁制御を行うために算出された前記弱め界磁電流に基づいて、電圧制御モードを切り換える電圧制御モード切換処理手段とを有する。

この場合、弱め界磁電流に基づいて電圧制御モードが切り換えられるので、電圧制御モードの切換えに伴って、チャタリング現象が発生するのを防止することができ、電動機械を安定させて駆動することができる。

また、弱め界磁電流は、積分値として発生させられるので、精度を高く、誤差を極めて小さくすることができる。したがって、ヒステリシス幅を小さくすることができるので、電圧制御モードを円滑に切り換えることができる。その結果、電圧振幅が急に変動することがなくなるので、電動機械トルクに変動が発生するのを防止することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。この場合、電動車両としての電気自動車、ハイブリッド型車両等に搭載された電動駆動装置、及び該電動駆動装置を作動させるための電動駆動制御装置について説明する。また、電動機械制御装置としての駆動モータ制御装置について説明する。

図１は本発明の実施の形態における駆動モータ制御装置の要部を示すブロック図、図３は本発明の実施の形態における電動駆動装置の概念図、図４は本発明の実施の形態における最大駆動モータ目標トルクマップを示す図、図５は本発明の実施の形態における第１の電流指令値マップを示す図、図６は本発明の実施の形態における第２の電流指令値マップを示す図、図７は本発明の実施の形態における電圧制御モード切換処理の動作を示す図である。なお、図４において、横軸に角速度ωを、縦軸に駆動モータ目標トルクＴＭ^*の最大値を表す最大駆動モータ目標トルクＴＭｍａｘ^*を、図５において、横軸に駆動モータ目標トルクＴＭ^*を、縦軸にｄ軸電流指令値ｉｄ^*を、図６において、横軸にｄ軸電流指令値ｉｄ^*を、縦軸にｑ軸電流指令値ｉｑ^*を、図７において、横軸に弱め界磁電流Δｉｄを、縦軸に電圧制御モードを採ってある。この場合、電動機械としての駆動モータ３１のトルクである駆動モータトルクＴＭによって電動機械トルクが、駆動モータトルクＴＭの目標値を表す駆動モータ目標トルクＴＭ^*によって電動機械目標トルクが構成される。

図３において、３１は電動機械としての駆動モータであり、該駆動モータ３１は、例えば、電気自動車の駆動軸等に取り付けられ、回転自在に配設された図示されないロータ、及び該ロータより径方向外方に配設されたステータを備える。前記ロータは、ロータコア、及びロータコアの円周方向における複数箇所に等ピッチで配設された永久磁石を備え、該永久磁石のＳ極及びＮ極によって磁極対が構成される。また、前記ステータは、円周方向における複数箇所に、径方向内方に向けて突出させてティースが形成されたステータコア、並びに前記ティースに巻装されたＵ相、Ｖ相及びＷ相のコイルとしてのステータコイル１１〜１３を備える。

前記ロータの出力軸に、ロータの磁極位置を検出するための磁極位置検出部として磁極位置センサ２１が配設され、該磁極位置センサ２１は、センサ出力として磁極位置信号ＳＧθを発生させ、電動機械制御装置としての駆動モータ制御装置４５に送る。なお、磁極位置検出部として前記磁極位置センサ２１に代えてレゾルバを配設し、該レゾルバによって磁極位置信号を発生させることができる。

そして、前記駆動モータ３１を駆動して電気自動車を走行させるために、バッテリ１４からの直流の電流が、電流発生装置としてのインバータ４０によって、相電流、すなわち、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに変換され、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ各ステータコイル１１〜１３に供給される。

そのために、前記インバータ４０は、６個のスイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路５１において発生させられた駆動信号を各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に送り、各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を選択的にオン・オフさせることによって、前記各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを発生させることができるようになっている。前記インバータ４０として、２〜６個のスイッチング素子を一つのパッケージに組み込むことによって形成されたＩＧＢＴ等のパワーモジュールを使用したり、ＩＧＢＴにドライブ回路等を組み込むことによって形成されたＩＰＭを使用したりすることができる。

前記バッテリ１４からインバータ４０に電流を供給する際の入口側に電圧検出部としての電圧センサ１５が配設され、該電圧センサ１５は、インバータ４０の入口側の直流電圧Ｖｄｃを検出し、駆動モータ制御装置４５に送る。なお、直流電圧Ｖｄｃとしてバッテリ電圧を使用することもでき、その場合、前記バッテリ１４に電圧検出部としてバッテリ電圧センサが配設される。

そして、前記駆動モータ３１、インバータ４０、ドライブ回路５１、図示されない駆動輪等によって電動駆動装置が構成され、該電動駆動装置及び駆動モータ制御装置４５によって電動駆動制御装置が構成される。また、１７はコンデンサである。

ところで、前記ステータコイル１１〜１３はスター結線されているので、各相のうちの二つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ相のステータコイル１１、１２のリード線に、Ｕ相及びＶ相の電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する電流検出部としての電流センサ３３、３４が配設され、該電流センサ３３、３４は、検出された電流を検出電流ｉｕ、ｉｖとして駆動モータ制御装置４５に送る。

該駆動モータ制御装置４５には、コンピュータとして機能する図示されないＣＰＵのほかに、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ、ＲＯＭ等の図示されない記録装置が配設され、該記録装置に第１、第２の電流指令値マップが設定される。なお、ＣＰＵに代えてＭＰＵを使用することができる。

そして、前記ＲＯＭには、各種のプログラム、データ等が記録されるようになっているが、プログラム、データ等を、外部記憶装置として配設されたハードディスク等の他の記録媒体に記録することもできる。その場合、例えば、前記駆動モータ制御装置４５にフラッシュメモリを配設し、前記記録媒体から前記プログラム、データ等を読み出してフラッシュメモリに記録する。したがって、外部の記録媒体を交換することによって、前記プログラム、データ等を更新することができる。

次に、前記駆動モータ制御装置４５の動作について説明する。

まず、前記駆動モータ制御装置４５の図示されない位置検出処理手段は、位置検出処理を行い、前記磁極位置センサ２１から送られた磁極位置信号ＳＧθを読み込み、該磁極位置信号ＳＧθに基づいて磁極位置θを検出する。また、前記位置検出処理手段の回転速度算出処理手段は、回転速度算出処理を行い、前記磁極位置信号ＳＧθに基づいて駆動モータ３１の角速度ωを算出する。なお、前記回転速度算出処理手段は、磁極数をｐとしたとき、前記角速度ωに基づいて駆動モータ３１の回転速度である駆動モータ回転速度ＮＭ
ＮＭ＝６０・（２／ｐ）・ω／２π
も算出する。該駆動モータ回転速度ＮＭによって電動機械回転速度が構成される。

また、前記駆動モータ制御装置４５の図示されない検出電流取得処理手段は、検出電流取得処理を行い、前記検出電流ｉｕ、ｉｖを読み込んで取得するとともに、検出電流ｉｕ、ｉｖに基づいて検出電流ｉｗ
ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖ
を算出することによって取得する。

次に、前記駆動モータ制御装置４５の図示されない駆動モータ制御処理手段は、駆動モータ制御処理を行い、駆動モータ目標トルクＴＭ^*、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、磁極位置θ、直流電圧Ｖｄｃ等に基づいて駆動モータ３１を駆動する。なお、本実施の形態においては、前記駆動モータ制御装置４５において、ロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われるようになっている。

そのために、前記駆動モータ制御装置４５の図示されない車速検出処理手段は、車速検出処理を行い、前記駆動モータ回転速度ＮＭに基づいて、駆動モータ回転速度ＮＭに対応する車速Ｖを検出し、検出された車速Ｖを、電気自動車の全体の制御を行う図示されない車両制御装置に送る。そして、該車両制御装置の車両用指令値算出処理手段は、車両用指令値算出処理を行い、前記車速Ｖ及びアクセル開度αを読み込み、車速Ｖ及びアクセル開度αに基づいて車両要求トルクＴＯ^*を算出し、該車両要求トルクＴＯ^*に対応させて駆動モータ目標トルクＴＭ^*を発生させ、前記駆動モータ制御装置４５に送る。

そして、該駆動モータ制御装置４５において、前記駆動モータ制御処理手段は、駆動モータ目標トルクＴＭ^*に基づいて駆動モータ３１を駆動するために、トルク指令値制限処理手段としてのトルク指令値制限部２２、電流指令値設定処理手段としての電流指令値設定部４６、弱め界磁制御処理手段としての弱め界磁制御部４７、電圧指令値設定処理手段としての電圧指令値設定部４８、第１の相変換処理手段としての三相二相変換部４９、及び出力信号発生処理手段としてのＰＷＭ発生器５０を備える。

前記電流指令値設定部４６は、電流指令値設定処理を行うために、第１の軸電流指令値算出処理手段として、ｄ軸電流指令値算出部（最大トルク制御部）５３及び減算器５５を、第２の軸電流指令値設定処理手段としてｑ軸電流指令値算出部（等トルク制御部）５４を備え、ｄ軸電流指令値算出部５３及び減算器５５は、第１の軸電流指令値設定処理を行い、ｄ軸電流ｉｄの目標値を表す第１の電流指令値としてのｄ軸電流指令値ｉｄ^*を算出し、前記ｑ軸電流指令値算出部５４は、第２の軸電流指令値設定処理を行い、ｑ軸電流ｉｑの目標値を表す第２の電流指令値としてのｑ軸電流指令値ｉｑ^*を算出する。なお、前記ｄ軸電流指令値算出部５３によって第１の電流指令値算出処理手段及び最大トルク制御処理手段が、ｑ軸電流指令値算出部５４によって第２の電流指令値算出処理手段及び等トルク制御部処理手段が、前記減算器５５によって電流指令値調整処理手段が構成される。

また、前記弱め界磁制御部４７は、弱め界磁制御処理を行うために、電圧飽和指標算出処理手段としての減算器５８、及び電圧飽和判定処理手段としての、かつ、弱め界磁電流算出処理手段としてのｄ軸電流調整制御部５９を備え、弱め界磁制御処理を行い、直流電圧Ｖｄｃ（又はバッテリ電圧）が低くなったり、角速度ω（又は駆動モータ回転速度ＮＭ）が高くなったりすると、自動的に弱め界磁制御を行う。なお、前記ｄ軸電流調整制御部５９は積分器によって構成される。

そして、前記電圧指令値設定部４８は、電圧指令値設定処理を行うために、電流制御処理手段としての、かつ、軸電圧指令値算出処理手段としての電流制御部６１、及び電圧制御処理手段としての、かつ、第２の相変換処理手段としての電圧制御部６２を備える。

前記電流制御部６１は、電流制御処理及び軸電圧指令値算出処理を行い、第１、第２の軸電圧指令値としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出する。また、前記電圧制御部６２は、第１の電圧指令値算出処理手段としての、かつ、変調率算出処理手段としての電圧振幅算出部６３、第２の電圧指令値算出処理手段としての、かつ、電圧位相角算出処理手段としての電圧位相角算出部６４、及び電圧位相角変換処理手段としての加算器６５を備える。そして、前記電圧制御部６２は、電圧制御処理を行い、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を変換し、第１、第２の電圧指令値としての変調率（電圧振幅指標）ｍ及び電圧位相角γを算出する。なお、前記ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*によって第１、第２の軸電圧指令値が構成される。

また、前記ＰＷＭ発生器５０は、出力信号発生処理を行うために、過変調ＰＷＭパターン発生処理手段としての過変調ＰＷＭパターン発生部７２、正弦波ＰＷＭパターン発生処理手段としての正弦波ＰＷＭパターン発生部７３、第１のパルスパターン発生処理手段としての、かつ、多パルスパターン発生処理手段としての５パルスパターン発生部７４、第２のパルスパターン発生処理手段としての、かつ、１パルスパターン発生処理手段としての１パルスパターン発生部７５、及び電圧モード切換処理手段としての電圧モード切換部７７を備える。該電圧モード切換部７７は、過変調ＰＷＭパターン、正弦波ＰＷＭパターン、５パルスパターン及び１パルスパターンの第１〜第４のパターンのうちの一つのパターンを選択し、選択されたパターンで各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを出力信号として発生させ、前記ドライブ回路５１に送る。

なお、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗは、過変調ＰＷＭパターンで発生させられる場合、過変調ＰＷＭ信号として、正弦波ＰＷＭパターンで発生させられる場合、正弦波ＰＷＭ信号として、５パルスパターンで発生させられる場合、５パルス信号として、１パルスパターンで発生させられる場合、１パルス信号として電圧モード切換部７７に送られる。なお、必要に応じて３パルスパターン発生部を配設し、３パルスパターンで３パルス信号を発生させることができる。前記過変調ＰＷＭ信号及び正弦波ＰＷＭ信号は非同期ＰＷＭ信号を構成し、５パルス信号、３パルス信号、１パルス信号等は同期ＰＷＭ信号を構成する。

前記ドライブ回路５１は、前記各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを受けて６個の駆動信号を発生させ、該各駆動信号をインバータ４０に送る。該インバータ４０は、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗに基づいて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をスイッチングして各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを発生させ、該各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前記駆動モータ３１の各ステータコイル１１〜１３に供給する。

このように、駆動モータ目標トルクＴＭ^*に基づいてトルク制御が行われ、駆動モータ３１が駆動されて電気自動車が走行させられる。

次に、前記電流指令値設定部４６の動作について説明する。

この場合、前記電流指令値設定部４６は、駆動モータ目標トルクＴＭ^*、角速度ω及び直流電圧Ｖｄｃを読み込み、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を算出する。

そのために、前記車両用指令値算出処理手段から駆動モータ制御装置４５に駆動モータ目標トルクＴＭ^*が送られると、前記トルク指令値制限部２２は、トルク指令値制限処理を行い、前記直流電圧Ｖｄｃ、角速度ω及び駆動モータ目標トルクＴＭ^*を読み込み、前記記録装置に設定された図４の最大駆動モータ目標トルクマップを参照し、前記直流電圧Ｖｄｃ及び角速度ωに対応する最大駆動モータ目標トルクＴＭｍａｘ^*を読み込み、駆動モータ目標トルクＴＭ^*が最大駆動モータ目標トルクＴＭｍａｘ^*を超えないように制限する。

前記駆動モータ目標トルクマップにおいて、角速度ωが所定の値ω１以下である場合、最大駆動モータ目標トルクＴＭｍａｘ^*は一定の値を採り、角速度ωが所定の値ω１を超えると、最大駆動モータ目標トルクＴＭｍａｘ^*は曲線状に小さくされる。角速度ωが所定の値ω１を超える領域において、最大駆動モータ目標トルクＴＭｍａｘ^*は、直流電圧Ｖｄｃが高いほど大きく、直流電圧Ｖｄｃが低いほど小さく設定される。なお、前記最大駆動モータ目標トルクマップによって最大電動機械目標トルクマップが、前記最大駆動モータ目標トルクＴＭｍａｘ^*によって最大電動機械目標トルクが構成される。

続いて、前記ｄ軸電流指令値算出部５３は、第１の電流指令値算出処理及び最大トルク制御処理を行い、前記トルク指令値制限部２２において制限された駆動モータ目標トルクＴＭ^*を読み込み、前記記録装置に設定された図５の第１の電流指令値マップを参照し、前記駆動モータ目標トルクＴＭ^*に対応するｄ軸電流指令値ｉｄ^*を読み出し、該ｄ軸電流指令値ｉｄ^*を減算器５５に送る。

この場合、前記第１の電流指令値マップにおいて、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*は、駆動モータ目標トルクＴＭ^*を達成するために電流振幅指令値の絶対値が最も小さくなるように設定される。そして、前記第１の電流指令値マップにおいて、駆動モータ目標トルクＴＭ^*が正の値を採るのに対して、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*は負の値を採り、駆動モータ目標トルクＴＭ^*が零（０）である場合、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*は零にされ、駆動モータ目標トルクＴＭ^*が大きくなるにつれてｄ軸電流指令値ｉｄ^*は負の方向に大きくなるように設定される。

このようにして、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*が算出されると、前記ｑ軸電流指令値算出部５４は、前記トルク指令値制限部２２において制限された駆動モータ目標トルクＴＭ^*を読み込み、前述されたように、第１の電流指令値マップを参照し、前記駆動モータ目標トルクＴＭ^*に対応するｄ軸電流指令値ｉｄ^*を読み出し、続いて、前記記録装置に設定された図６の第２の電流指令値マップを参照し、駆動モータ目標トルクＴＭ^*及びｄ軸電流指令値ｉｄ^*に対応するｑ軸電流指令値ｉｑ^*を読み出すことによって算出し、該ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を前記電流制御部６１に送る。

なお、前記第２の電流指令値マップにおいて、駆動モータ目標トルクＴＭ^*が大きくなるほどｄ軸電流指令値ｉｄ^*が負の方向に、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*が正の方向に大きくなり、駆動モータ目標トルクＴＭ^*が小さくなるほどｄ軸電流指令値ｉｄ^*が負の方向に、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*が正の方向に小さくなるように設定される。また、駆動モータ目標トルクＴＭ^*が一定の場合、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*が負の方向に大きくなると、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*が正の方向に小さくなる。

続いて、前記電圧指令値設定部４８の動作について説明する。

前記三相二相変換部４９は、第１の相変換処理としての三相／二相変換を行い、磁極位置θを読み込み、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをそれぞれｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換し、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを第１、第２の実電流として算出し、電流制御部６１に送る。そして、電流制御部６１は、減算器５５を介してｄ軸電流指令値算出部５３から送られたｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値算出部５４から送られたｑ軸電流指令値ｉｑ^*を受け、三相二相変換部４９から前記ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを受けると、フィードバック制御を行う。

そのために、電流制御部６１は、前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ、δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御から成る比例積分演算を行う。

すなわち、前記電流制御部６１は、電流偏差δｉｄに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｐ、及び積分成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｉを算出し、電圧降下Ｖｚｄｐ、Ｖｚｄｉを加算して、電圧降下Ｖｚｄ
Ｖｚｄ＝Ｖｚｄｐ＋Ｖｚｄｉ
を算出する。

また、前記電流制御部６１は、角速度ω及びｑ軸電流ｉｑを読み込み、角速度ω、ｑ軸電流ｉｑ及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、ｑ軸電流ｉｑによって誘起される誘起電圧ｅｄ
ｅｄ＝ω・Ｌｑ・ｉｑ
を算出するとともに、前記電圧降下Ｖｚｄから誘起電圧ｅｄを減算し、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*
ｖｄ^*＝Ｖｚｄ−ｅｄ
＝Ｖｚｄ−ω・Ｌｑ・ｉｑ
を算出する。

また、電流制御部６１は、電流偏差δｉｑに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｐ、及び積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｉを算出し、電圧降下Ｖｚｑｐ、Ｖｚｑｉを加算して、電圧降下Ｖｚｑ
Ｖｚｑ＝Ｖｚｑｐ＋Ｖｚｑｉ
を算出する。

さらに、電流制御部６１は、角速度ω及びｄ軸電流ｉｄを読み込み、角速度ω、逆起電圧定数ＭＩｆ、ｄ軸電流ｉｄ及びｄ軸インダクタンスＬｄに基づいて、ｄ軸電流ｉｄによって誘起される誘起電圧ｅｑ
ｅｑ＝ω（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ）
を算出するとともに、電圧降下Ｖｚｑに誘起電圧ｅｑを加算し、出力電圧としてのｑ軸電圧指令値ｖｑ^*
ｖｑ^*＝Ｖｚｑ＋ｅｑ
＝Ｖｚｑ＋ω（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ）
を算出する。

続いて、前記電圧制御部６２は、前記ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*、直流電圧Ｖｄｃ及び磁極位置θを読み込み、変調率ｍ及びｄ−ｑ座標上の電圧位相角γを算出し、該電圧位相角γを固定座標上の電圧位相角βに変換し、変調率ｍ及び電圧位相角βをＰＷＭ発生器５０に送る。

そのために、前記電圧振幅算出部６３は、変調率算出処理を行い、電圧振幅｜ｖ｜

を、理論上の最大の電圧Ｖｍａｘ
Ｖｍａｘ＝０．７８×Ｖｄｃ
によって除算することによって、変調率ｍ

を算出してＰＷＭ発生器５０に送る。なお、前記変調率ｍは、電圧振幅｜ｖ｜の程度を表す値である。また、前記電圧位相角算出部６４は、ｄ−ｑ座標上の電圧位相角γ
γ＝ａｒｃｔａｎ（ｖｑ^*／ｖｄ^*）
を算出して加算器６５に送り、該加算器６５は、電圧位相角変換処理を行い、電圧位相角γに磁極位置θを加算して、固定座標上の前記電圧位相角β
β＝γ＋θ
を算出し、ＰＷＭ発生器５０に送る。

次に、弱め界磁制御部４７の動作について説明する。

ところで、前記駆動モータ３１においては、ロータが回転するのに伴って逆起電力が発生するが、駆動モータ回転速度ＮＭが高くなるほど駆動モータ３１の端子電圧が高くなり、該端子電圧が閾値を超えると、電圧飽和が発生し、駆動モータ３１による出力が不可能になってしまう。

そこで、前記減算器５８は、電圧飽和指標算出処理を行い、前記変調率ｍを読み込むとともに、あらかじめ設定された変調率ｍの指令値、すなわち、変調率指令値ｋを読み込み、電圧飽和の程度を表す指標である電圧飽和指標Δｍ
Δｍ＝ｍ−ｋ
を算出し、電圧飽和指標Δｍをｄ軸電流調整制御部５９に送る。

続いて、該ｄ軸電流調整制御部５９は、電圧飽和判定処理及び弱め界磁電流算出処理を行い、制御タイミングごとに前記電圧飽和指標Δｍを積算し、積算値ΣΔｍを算出し、該積算値ΣΔｍが正の値を採るかどうかによって電圧飽和が生じているかどうかを判断し、積算値ΣΔｍが正の値を採り、電圧飽和が生じている場合、積算値ΣΔｍに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うための弱め界磁電流Δｉｄを算出して設定し、積算値ΣΔｍが零以下の値を採り、電圧飽和が生じていない場合、前記弱め界磁電流Δｉｄを零にする。

そして、弱め界磁電流Δｉｄは、ｑ軸電流指令値算出部５４及び減算器５５に送られ、該減算器５５は、弱め界磁電流Δｉｄを受けると、電流指令値調整処理を行い、前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^*から弱め界磁電流Δｉｄを減算することによってｄ軸電流指令値ｉｄ^*を調整し、弱め界磁電流Δｉｄを電流制御部６１に送る。

この場合、弱め界磁電流Δｉｄが零の値を採るとき、実質的にｄ軸電流指令値ｉｄ^*の調整は行われず、弱め界磁制御も行われない。一方、弱め界磁電流Δｉｄが正の値を採るとき、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*は調整されて値が負の方向に大きくされ、弱め界磁制御が行われる。

したがって、図６に示されるように、減算器５５に送られたｄ軸電流指令値ｉｄ^*の値がｉｄａ^*であるときに、弱め界磁電流Δｉｄが零であって弱め界磁制御が行われない場合は、ｑ軸電流指令値算出部５４において、値ｉｄａ^*に対応するｑ軸電流指令値ｉｑ^*の値ｉｑａ^*が読み出される。これに対して、弱め界磁電流Δｉｄが正の値を採り、弱め界磁制御が行われる場合、例えば、減算器５５において、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*は、負の方向に弱め界磁電流Δｉｄだけ大きい値ｉｄｂ^*にされ、値ｉｄｂ^*がｑ軸電流指令値算出部５４に送られる。したがって、ｑ軸電流指令値算出部５４においてｑ軸電流指令値ｉｑ^*は値ｉｑａ^*より正の方向に小さくされて、値ｉｑｂ^*になる。

ところで、前述されたように、ＰＷＭ発生器５０は、変調率ｍ及び電圧位相角βを受けると、出力信号発生処理を行い、過変調ＰＷＭパターン、正弦波ＰＷＭパターン、５パルスパターン及び１パルスパターンの各パターンのうちの一つのパターンを選択し、選択されたパターンで各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを発生させるようになっている。

次に、前記ＰＷＭ発生器５０の動作について説明する。

ところで、電圧飽和が生じておらず、電圧振幅｜ｖ｜の低い領域、すなわち、正弦波領域において、電圧モード切換部７７は、電圧モード切換処理を行い、正弦波ＰＷＭパターン発生部７３で発生させられた正弦波ＰＷＭ信号を受け、前記ドライブ回路５１に送る。

そのために、前記正弦波ＰＷＭパターン発生部７３は、正弦波ＰＷＭパターン発生処理を行い、変調率ｍ及び電圧位相角βを受け、変調率ｍ及び電圧位相角βに基づいて各相の正弦波を発生させ、該正弦波と一定の周波数及び一定の振幅で発振する三角波とを比較し、不等のパルス幅を有する複数のパルスから成るパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを発生させ、該パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを電圧モード切換部７７に送る。このようにして、正弦波ＰＷＭ信号に基づいて、非同期ＰＷＭ制御としての正弦波ＰＷＭ制御が行われる。

ところで、前記正弦波ＰＷＭ制御においては、正弦波ＰＷＭパターンで正弦波ＰＷＭ信号が発生させられるが、各ステータコイル１１〜１３に印加することができる各相の電圧の振幅｜ｖ｜には上限があり、上限を超えて電圧を印加しようとすると、比例・積分演算において、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*の変動に変調率ｍ及び電圧位相角βの算出を追随させることができなくなり、変調率ｍ及び電圧位相角βに振動が発生してしまう。

そこで、電圧振幅｜ｖ｜が高くなると、電圧モード切換部７７の図示されない過変調領域判定処理手段は、過変調領域判定処理を行い、駆動モータ回転速度ＮＭが所定の値Ｎ１より低い領域、すなわち、過変調領域に収まるかどうかを判断し、駆動モータ回転速度ＮＭが過変調領域に収まる場合、電圧モード切換部７７の図示されない電圧制御モード切換処理手段は、電圧制御モード切換処理を行い、過変調ＰＷＭパターン発生部７２で発生させられた過変調ＰＷＭ信号を受け、前記ドライブ回路５１に送り、電圧制御モードを正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御に切り換える。

そして、過変調ＰＷＭパターン発生部７２は、過変調領域で過変調ＰＷＭパターン発生処理を行い、電圧位相角βに基づいて、各相の第１の値ｖ１以上の部分、すなわち、正弦波のピーク値の近傍がカットされた正弦波を発生させ、該正弦波と一定の周波数及び一定の振幅で発振する三角波とを比較し、不等のパルス幅を有する複数のパルスから成るパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを発生させ、該パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを電圧モード切換部７７に送る。このようにして、過変調ＰＷＭ信号に基づいて、過変調ＰＷＭ制御が行われる。

ところで、前記インバータ４０の各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６によるスイッチングのタイミングが、電圧位相角βと同期させられるようになっていないので、高速回転領域において駆動モータ３１を駆動しようとすると、各相の電圧に振動が発生し、ビート現象が発生してしまう。

そこで、本実施の形態においては、過変調ＰＷＭ制御と１パルス制御とで、更に電圧制御モードを切り換えることができるようになっている。そのために、前記電圧制御モード切換処理手段は、前記過変調領域のような、駆動モータ回転速度ＮＭが前記値Ｎ１より低い低速領域においては、過変調ＰＷＭ制御を行い、電圧振幅｜ｖ｜が第１の値ｖ１以上で、かつ、駆動モータ回転速度ＮＭが値Ｎ１以上になる高速領域、すなわち、同期領域においては、１パルス信号を発生させて、１パルス制御を行うようにしている。

そのために、電圧モード切換部７７は、１パルスパターン発生部７５で発生させられた１パルス信号を受け、該１パルス信号を前記ドライブ回路５１に送る。

前記１パルスパターン発生部７５は、第２のパルスパターン発生処理及び１パルスパターン発生処理を行い、電圧位相角βを受け、電圧位相角βに基づいて、電気角で原点を中心に最大で±１８０〔°〕の範囲内で、例えば、±９０〔°〕の範囲で１個のパルスを有する１パルス信号を発生させる。このようにして、１パルス制御を行うことができる。

ところが、駆動モータ回転速度ＮＭが高い領域で過変調ＰＷＭ制御を行うと、ビート現象が発生してしまう。

そこで、前記電圧制御モード切換処理手段の非同期・同期切換処理手段は、非同期・同期切換処理を行い、電圧制御モードを正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御から１パルス制御に切り換えるに当たり、あらかじめ５パルス制御を行うようにしている。そのために、電圧モード切換部７７は、５パルスパターン発生部７４で発生させられた５パルス信号を受け、該５パルス信号を前記ドライブ回路５１に送る。

前記５パルスパターン発生部７４は、第１のパルスパターン発生処理及び５パルスパターン発生処理を行い、変調率ｍ及び電圧位相角βを受け、変調率ｍ及び電圧位相角βに基づいて、原点を中心に±１８０〔°〕の範囲内で５個のパルスを有する５パルスパターンの同期ＰＷＭ信号を発生させる。このようにして、同期制御のうちの５パルス制御、すなわち、多パルス制御を行うことができる。

なお、前記５パルスパターン発生処理が終了したときと１パルスパターン発生処理が開始されたときとで、各ステータコイル１１〜１３に印加される電圧の変化をなくすために、前述されたように、３パルスパターン発生部を配設し、該３パルスパターンによって三つのパルスを有する３パルスパターンの同期ＰＷＭ信号を発生させ、３パルスパターンを介して５パルスパターンから１パルスパターンに移行させることができる。

ところで、本実施の形態においては、前述されたように、電圧振幅｜ｖ｜が変動するのに伴って、前記正弦波ＰＷＭ制御と、過変調ＰＷＭ制御、１パルス制御、５パルス制御等とで電圧制御モードを切り換えることができるようになっているが、電圧制御モードを変調率ｍに従って切り換え、例えば、変調率ｍが最大変調率以下である場合、過変調ＰＷＭ制御、５パルス制御等を行い、前記変調率ｍが最大変調率を超えると、１パルス制御を行うようにすると、駆動モータ３１を安定させて駆動することができない。

すなわち、変調率ｍが最大変調率である１前後にある場合、１パルス制御を開始したり、終了したりするチャタリング現象が発生してしまう。

そこで、変調率ｍにヒステリシスを設定し、変調率ｍが最大変調率より所定の値だけ大きい第１の値、及び最大変調率より所定の値だけ小さい第２の値を設定し、変調率ｍが第１の値より大きくなると１パルス制御を行い、変調率ｍが第２の値より小さくなると、過変調ＰＷＭ制御、５パルス制御等を行うことが考えられる。

ところが、変調率ｍは、ｄ軸電圧指令値ｖｑ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づいて算出され、該ｄ軸電圧指令値ｖｑ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*は更にｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｄ軸電流ｉｄ（実電流）、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*及びｑ軸電流ｉｑ（実電流）に基づいて算出されるようになっているので、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑにノイズが発生すると、変調率ｍに比較的に大きいノイズが発生してしまう。

したがって、チャタリング現象が発生するのを防止しようとすると、ヒステリシス幅を大きくしなければならなくなるので、電圧制御モードの切換えを円滑に行うことができなくなってしまう。

そこで、本実施の形態においては、弱め界磁電流Δｉｄに基づいて、しかも、弱め界磁電流Δｉｄにヒステリシスを設定して、電圧制御モードの切換えを行うようにしている。

すなわち、電圧モード切換部７７の前記電圧制御モード切換処理手段は、図７に示されるように、弱め界磁電流Δｉｄに第１、第２の閾値ｉｄ１、ｉｄ２を設定し、第１、第２の閾値ｉｄ１、ｉｄ２間にヒステリシスを設定するようにしている。

そして、弱め界磁電流Δｉｄが負の方向に大きくなり、第２の閾値ｉｄ２より大きくなると、前記電圧制御モード切換処理手段は、電圧制御モードを過変調ＰＷＭ制御、５パルス制御等から１パルス制御に切り換え、弱め界磁電流Δｉｄが負の方向に小さくなり、第１の閾値ｉｄ１より小さくなると、前記電圧制御モード切換処理手段は、電圧制御モードを１パルス制御から過変調ＰＷＭ制御、５パルス制御等に切り換える。

なお、前記第１、第２の閾値ｉｄ１、ｉｄ２は、過変調ＰＷＭ制御、５パルス制御等を行うときの電圧振幅｜ｖ｜の最大値に対応させて設定される。また、前記過変調ＰＷＭ制御、５パルス制御等によって第１のパルス制御が、１パルス制御によって第２のパルス制御が構成される。

このように、本実施の形態においては、電圧制御モードを弱め界磁電流Δｉｄに基づいて切り換え、該弱め界磁電流Δｉｄにヒステリシスが設定されるようになっているので、電圧制御モードの切換えに伴って、チャタリング現象が発生するのを防止することができる。

また、弱め界磁電流Δｉｄは、ｄ軸電流調整制御部５９による積分値として発生させられるので、精度を高く、誤差を極めて小さくすることができる。したがって、ヒステリシス幅を小さくすることができるので、電圧制御モードを円滑に切り換えることができる。その結果、電圧振幅｜ｖ｜が急に変動することがなくなるので、駆動モータトルクＴＭに変動が発生するのを防止することができ、電動機械を安定させて駆動することができる。

なお、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除するものではない。

本発明の実施の形態における駆動モータ制御装置の要部を示すブロック図である。従来の電圧制御モードの切換えの説明図である。本発明の実施の形態における電動駆動装置の概念図である。本発明の実施の形態における最大駆動モータ目標トルクマップを示す図である。本発明の実施の形態における第１の電流指令値マップを示す図である。本発明の実施の形態における第２の電流指令値マップを示す図である。本発明の実施の形態における電圧制御モード切換処理の動作を示す図である。

符号の説明

３１駆動モータ
４０インバータ
４５駆動モータ制御装置
４６電流指令値設定部
４７弱め界磁制御部
５１ドライブ回路
５３ｄ軸電流指令値算出部
５４ｑ軸電流指令値算出部
５９ｄ軸電流調整制御部
６３電圧振幅算出部

Claims

電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第１の電流指令値を算出する第１の電流指令値算出処理手段と、前記第１の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第２の電流指令値を算出する第２の電流指令値算出処理手段と、前記第１、第２の電流指令値及び直流電圧に基づいて変調率を算出する変調率算出処理手段と、前記変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行う弱め界磁制御処理手段と、前記変調率に基づいて前記弱め界磁制御を行うために算出された前記弱め界磁電流に基づいて、電圧制御モードを切り換える電圧制御モード切換処理手段とを有することを特徴とする電動駆動制御装置。
前記電圧制御モード切換処理手段は、設定されたヒステリシスに従って電圧制御モードを切り換える請求項１に記載の電動駆動制御装置。
前記弱め界磁電流に第１、第２の閾値が設定され、前記電圧制御モード切換処理手段は、弱め界磁電流が第２の閾値より大きくなると、電圧制御モードを過変調ＰＷＭ制御又は多パルス制御から１パルス制御に切り換え、弱め界磁電流が第１の閾値より小さくなると、電圧制御モードを１パルス制御から過変調ＰＷＭ制御又は多パルス制御に切り換える請求項１に記載の電動駆動制御装置。
前記第１、第２の閾値は、過変調ＰＷＭ制御又は多パルス制御を発生させるときの電圧振幅の最大値に対応させて設定される請求項３に記載の電動駆動制御装置。
前記変調率算出処理手段は、前記第１、第２の電流指令値及び第１、第２の実電流によって算出される第１、第２の電圧指令値に基づいて、前記変調率を算出する請求項１に記載の電動駆動制御装置。
電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第１の電流指令値を算出し、前記第１の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第２の電流指令値を算出し、前記第１、第２の電流指令値及び直流電圧に基づいて変調率を算出し、該変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行い、前記変調率に基づいて前記弱め界磁制御を行うために算出された前記弱め界磁電流に基づいて、電圧制御モードを切り換えることを特徴とする電動駆動制御方法。