JP4380247B2

JP4380247B2 - 電動駆動制御装置、電動駆動制御方法及びプログラム

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Publication number: JP4380247B2
Application number: JP2003208581A
Authority: JP
Inventors: 靖彦小林; 康夫山口
Original assignee: Aisin AW Co Ltd
Current assignee: Aisin AW Co Ltd
Priority date: 2003-08-25
Filing date: 2003-08-25
Publication date: 2009-12-09
Anticipated expiration: 2023-08-25
Also published as: JP2005073307A; US20050046369A1; US7012389B2; DE102004040803A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動駆動制御装置、電動駆動制御方法及びプログラムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、車両、例えば、電動車両としての電気自動車に搭載され、電動機械としての駆動モータのトルク、すなわち、駆動モータトルクを発生させるようにした電動駆動装置においては、前記駆動モータトルクを駆動輪に伝達して駆動力を発生させるようにしている。
【０００３】
また、電動車両としてのハイブリッド型車両に搭載され、エンジンのトルク、すなわち、エンジントルクの一部を第１の電動機械としての発電機（発電機モータ）に、残りを駆動輪に伝達するようにした電動駆動装置においては、サンギヤ、リングギヤ及びキャリヤを備えたプラネタリギヤユニットを有し、前記キャリヤとエンジンとを連結し、リングギヤと駆動輪とを連結し、サンギヤと発電機とを連結し、前記リングギヤ及び第２の電動機械としての駆動モータから出力された回転を駆動輪に伝達して駆動力を発生させるようにしている。
【０００４】
そして、発電機及び駆動モータには、回転自在に配設され、Ｎ極及びＳ極の永久磁石から成る磁極対を備えたロータ、該ロータより径方向外方に配設され、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のステータコイルを備えたステータ等が配設される。
【０００５】
また、前記電気自動車には駆動モータ制御装置が、前記ハイブリッド型車両には電動機械制御装置として発電機制御装置及び駆動モータ制御装置がそれぞれ配設され、該発電機制御装置及び駆動モータ制御装置において発生させられたＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号をインバータに送り、該インバータにおいて発生させられた相電流、すなわち、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流を前記各ステータコイルに供給することによって、非同期ＰＷＭ制御を行い、前記駆動モータを駆動して駆動モータトルクを発生させたり、発電機を駆動して、発電機のトルク、すなわち、発電機トルクを発生させたりするようになっている。
【０００６】
ところで、例えば、前記駆動モータ制御装置においては、ロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われるようになっている。そのために、前記駆動モータ制御装置は、各ステータコイルに供給される電流、ロータの磁極位置、インバータの入口側の直流電圧等を検出し、検出された電流、すなわち、検出電流を磁極位置に基づいてｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、前記直流電圧等に基づいてｄ軸電流及びｑ軸電流の目標値を表すｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を算出し、前記ｄ軸電流とｄ軸電流指令値との偏差、及びｑ軸電流とｑ軸電流指令値との偏差が零（０）になるようにしている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００７】
【特許文献１】
特開平５−１３０７１０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の駆動モータ制御装置においては、前記電流を検出する電流センサ、磁極位置を検出する磁極位置センサ、直流電圧を検出する電圧センサ等の各センサに検出誤差があったり、温度変化に伴って、駆動モータの逆起電圧定数Ｍｉｆ、ステータコイルのインダクタンスＬｄ、Ｌｑ、ステータコイルの抵抗Ｒａ等の機器定数が変化したりすると、実現不可能なｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を設定してしまう。
【０００９】
その結果、電圧飽和が発生し、駆動モータ目標トルクＴＭ^*と実際に発生させられる駆動モータトルクＴＭとの間にずれが生じてしまい、走行に伴って運転者に違和感を感じさせたり、駆動モータの駆動が困難になったりしてしまう。
【００１０】
そこで、制御変量として、例えば、電気角速度を補正することによって電圧飽和が発生するのを防止することが考えられるが、非同期ＰＷＭ制御が行われるので、駆動モータを高速で回転させる高速回転領域では駆動モータに振動が発生してしまう。その結果、駆動モータを円滑に駆動することができない。
【００１１】
本発明は、前記従来の駆動モータ制御装置の問題点を解決して、電動機械を円滑に駆動することができる電動駆動制御装置、電動駆動制御方法及びプログラムを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
そのために、本発明の電動駆動制御装置においては、電動機械と、電動機械トルクの目標値を表す電動機械目標トルク及び電動機械回転速度に基づいて指令値を算出する指令値算出処理手段と、前記指令値に基づいてそれぞれ駆動信号を発生させる複数の信号発生処理手段と、電圧飽和の発生しやすさを表す電圧飽和変量を算出する電圧飽和変量算出処理手段と、前記電圧飽和変量に基づいて、自動弱め界磁制御における電気角速度補正値又は磁極位置補正値を制御変量の補正値として算出する制御変量補正値算出処理手段と、前記制御変量の補正値に基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるための切替条件が成立したかどうかを判断する制御切替判定処理手段と、該制御切替判定処理手段による判断結果に基づいて前記駆動信号を選択して出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替える制御切替処理手段とを有する。
【００２０】
本発明の電動駆動制御方法においては、電動機械トルクの目標値を表す電動機械目標トルク及び電動機械回転速度に基づいて指令値を算出し、該指令値に基づいて複数の駆動信号を発生させ、電圧飽和の発生しやすさを表す電圧飽和変量を算出し、該電圧飽和変量に基づいて、自動弱め界磁制御における電気角速度補正値又は磁極位置補正値を制御変量の補正値として算出し、該制御変量の補正値に基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるための切替条件が成立したかどうかを判断し、該切替条件が成立したかどうかの判断結果に基づいて前記駆動信号を選択して出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替える。
【００２１】
本発明のプログラムにおいては、コンピュータを、電動機械トルクの目標値を表す電動機械目標トルク及び電動機械回転速度に基づいて指令値を算出する指令値算出処理手段、前記指令値に基づいてそれぞれ駆動信号を発生させる複数の信号発生処理手段、電圧飽和の発生しやすさを表す電圧飽和変量を算出する電圧飽和変量算出処理手段、前記電圧飽和変量に基づいて、自動弱め界磁制御における電気角速度補正値又は磁極位置補正値を制御変量の補正値として算出する制御変量補正値算出処理手段、前記制御変量の補正値に基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるための切替条件が成立したかどうかを判断する制御切替判定処理手段、及び該制御切替判定処理手段による判断結果に基づいて前記駆動信号を選択して出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替える制御切替処理手段として機能させる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２３】
この場合、車両、例えば、電動車両としての電気自動車について説明するが、本発明をハイブリッド型車両に適用することもできる。
【００２４】
図１は本発明の実施の形態における電動駆動制御装置の機能ブロック図である。
【００２５】
図において、３１は電動機械としての駆動モータ、９１は電動機械トルク（駆動モータトルク）の目標値を表す電動機械目標トルク（駆動モータ目標トルク）及び電動機械回転速度（駆動モータ３１の回転速度、すなわち、駆動モータ回転速度）に基づいて指令値（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を算出する指令値算出処理手段、６８、２６は前記指令値に基づいてそれぞれ駆動信号（パルス幅変調信号及び矩（く）形波信号）を発生させる複数の、本実施の形態においては、第１、第２の信号発生処理手段としてのＰＷＭ発生器及び矩形波発生器、４３は電圧飽和の発生しやすさを表す電圧飽和変量を算出する電圧飽和変量算出処理手段としての電圧飽和変量算出部、３２は、前記電圧飽和変量に基づいて制御を非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御とで切り替えるための切替条件が成立したかどうかを判断する制御切替判定処理手段としてのフラグ作成部、６９は、該フラグ作成部３２による判断結果に基づいて前記駆動信号を選択して出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御とで切り替える制御切替処理手段としてのセレクタである。
【００２６】
次に、電気自動車に搭載された電動駆動制御装置について説明する。
【００２７】
図２は本発明の実施の形態における電動駆動制御装置の概略図、図３は本発明の実施の形態における電動駆動制御装置のブロック図、図４は本発明の実施の形態における電圧飽和回避処理部のブロック図、図５は本発明の実施の形態における電動駆動制御装置の動作を示すメインフローチャート、図６は本発明の実施の形態における位置検出処理のサブルーチンを示す図、図７は本発明の実施の形態における制御変量補正処理のサブルーチンを示す図、図８は本発明の実施の形態における駆動モータ制御処理のサブルーチンを示す図、図９は本発明の実施の形態における信号出力処理のサブルーチンを示す図、図１０は本発明の実施の形態における電圧制限楕（だ）円を示す図、図１１は本発明の実施の形態における非同期ＰＷＭ制御と自動弱め界磁制御との関係を説明する図、図１２は本発明の実施の形態における非同期ＰＷＭ制御によるパルス幅変調信号の波形図、図１３は本発明の実施の形態における非同期ＰＷＭ制御による各相の電圧の波形図、図１４は本発明の実施の形態における矩形波電圧制御による矩形波信号の波形図、図１５は本発明の実施の形態における矩形波電圧制御による各相の電圧の波形図、図１６は本発明の実施の形態における電流指令値マップにおける制御領域を示す図、図１７は本発明の実施の形態における非同期ＰＷＭ制御及び矩形波電圧制御の電圧制限楕円を示す図、図１８は本発明の実施の形態における矩形波電圧制御と自動弱め界磁制御との関係を説明する図である。なお、図１６において、横軸に駆動モータ目標トルクＴＭ^*を、縦軸に電気角速度ωを採ってある。
【００２８】
図において、３１は電動機械としての駆動モータであり、該駆動モータ３１としてＤＣブラシレス駆動モータが使用され、例えば、駆動モータ３１は電動車両の図示されない駆動軸等に取り付けられる。前記駆動モータ３１は、回転自在に配設された図示されないロータ、及び該ロータより径方向外方に配設されたステータを備える。前記ロータは、ロータコア、及び該ロータコアの円周方向における複数箇所に配設された永久磁石を備え、該永久磁石のＳ極及びＮ極によって磁極対が構成される。また、前記ステータは、円周方向における複数箇所に、径方向内方に向けて突出させてティースが形成された図示されないステータコア、並びに前記ティースに巻装されたＵ相、Ｖ相及びＷ相のコイルとしてのステータコイル１１〜１３を備える。
【００２９】
前記ロータの出力軸に、磁極位置θを検出するための磁極位置検出部としてパルス発生型の磁極位置センサ２１が配設され、該磁極位置センサ２１は、センサ出力として磁極位置信号ＳＧθを発生させ、電動機械制御装置としての駆動モータ制御装置４５に送る。
【００３０】
そして、前記駆動モータ３１を駆動して電動車両を走行させるために、バッテリ１４からの直流の電流が電流発生装置としてのインバータ４０によって相電流、すなわち、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに変換され、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ各ステータコイル１１〜１３に供給される。
【００３１】
そのために、前記インバータ４０は、６個のスイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を選択的にオン・オフさせることによって、前記各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを発生させることができるようになっている。
【００３２】
本実施の形態においては、電流発生装置としてインバータ４０を使用するようになっているが、該インバータ４０として、２〜６個のスイッチング素子を一つのパッケージに組み込むことによって形成されたＩＧＢＴ等のパワーモジュールを使用したり、ＩＧＢＴにドライブ回路等を組み込むことによって形成されたＩＰＭを使用したりすることができる。
【００３３】
前記バッテリ１４からインバータ４０に電流を供給する際の入口側に電圧検出部としての電圧センサ１５が配設され、該電圧センサ１５は、インバータ４０の入口側の直流電圧Ｖｄｃを検出し、駆動モータ制御装置４５に送る。前記直流電圧Ｖｄｃとしてバッテリ電圧を使用することもでき、その場合、前記バッテリ１４に電圧検出部としてバッテリ電圧センサが配設される。
【００３４】
なお、前記駆動モータ３１、インバータ４０、図示されない駆動輪等によって電動駆動装置が構成される。また、１７はバッテリ１４と並列に接続されたコンデンサである。
【００３５】
ところで、前記ステータコイル１１〜１３はスター結線されているので、各相のうちの二つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ相のステータコイル１１〜１３のリード線にＵ相及びＶ相の電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する電流検出部としての電流センサ３３、３４が配設され、該電流センサ３３、３４は検出電流ｉｕ、ｉｖを駆動モータ制御装置４５に送る。
【００３６】
該駆動モータ制御装置４５には、コンピュータとして機能する図示されないＣＰＵのほかに、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ、ＲＯＭ等の図示されない記録装置が配設され、前記ＲＯＭに電流指令値マップが設定される。
【００３７】
そして、前記ＲＯＭには、各種のプログラム、データ等が記録されるようになっているが、プログラム、データ等を同じ外部の記録媒体に記録することもできる。その場合、例えば、前記駆動モータ制御装置４５にフラッシュメモリを配設し、前記外部の記録媒体から前記プログラム、データ等を読み出してフラッシュメモリに記録する。したがって、外部の記録媒体を交換することによって、前記プログラム、データ等を更新することができる。
【００３８】
また、２２はアクセル操作部としてのアクセルペダル２３に隣接させて配設されたアクセルセンサであり、該アクセルセンサ２２によってアクセルペダル２３の操作量（踏込量）を表すアクセル開度αが検出される。
【００３９】
次に、前記駆動モータ制御装置４５の動作について説明する。
【００４０】
まず、前記駆動モータ制御装置４５の図示されない位置検出処理手段は、位置検出処理を行い、前記磁極位置センサ２１から送られた磁極位置信号ＳＧθを読み込み、該磁極位置信号ＳＧθに基づいて磁極位置θを検出する。そのために、前記位置検出処理手段の電動機械回転速度算出処理手段は、電動機械回転速度算出処理を行い、前記磁極位置信号ＳＧθに発生させられたパルス間の平均速度を駆動モータ３１の制御変量としての電気角速度ωとして算出し、前記位置検出処理手段の磁極位置算出処理手段は、磁極位置算出処理を行い、前記電気角速度ωに従って磁極位置θを算出する。
【００４１】
なお、前記電動機械回転速度算出処理手段は、前記電気角速度ωに基づいて電動機械回転速度としての駆動モータ回転速度ＮＭ
ＮＭ＝６０・ω／２π
も算出する。
【００４２】
続いて、前記位置検出処理手段の制御変量補正処理手段としての電圧飽和回避処理部２５は、後述されるように、制御変量補正処理を行い、駆動モータ３１の駆動に伴って変化し、電圧飽和の発生しやすさを表す電圧飽和変量λを算出し、該電圧飽和変量λに基づいて電気角速度ωを補正する。
【００４３】
次に、前記駆動モータ制御装置４５の図示されない駆動モータ制御処理手段は、駆動モータ制御処理を行い、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、磁極位置θ、直流電圧Ｖｄｃ、電気角速度ω等に基づいて駆動モータ３１を駆動する。
【００４４】
そのために、駆動モータ制御装置４５の図示されない車速検出処理手段は、車速検出処理を行い、前記駆動モータ回転速度ＮＭに対応する車速Ｖを検出し、検出された車速Ｖを、電気自動車の全体の制御を行う図示されない車両制御装置に送る。そして、該車両制御装置の車両用指令値算出処理手段は、車両用指令値算出処理を行い、前記車速Ｖ及びアクセル開度αを読み込み、車速Ｖ及びアクセル開度αに基づいて車両要求トルクＴＯ^*を算出し、該車両要求トルクＴＯ^*に対応させて駆動モータトルクＴＭの目標値を表す駆動モータ目標トルク（トルク指令値）ＴＭ^*を発生させ、前記駆動モータ制御装置４５に送る。なお、駆動モータトルクＴＭによって電動機械トルクが、駆動モータ目標トルクＴＭ^*によって電動機械目標トルクが構成される。
【００４５】
ところで、前記駆動モータ制御装置４５においては、ロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われるようになっている。
【００４６】
そこで、前記駆動モータ制御処理手段の電流指令値算出処理手段としてのトルク指令・電流指令変換部２４は、電流指令値算出処理を行い、駆動モータ目標トルクＴＭ^*、直流電圧Ｖｄｃ及び電気角速度ωを読み込み、図示されない電流指令値マップ及び電流位相指令値マップを参照し、電流指令値、すなわち、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑの目標値を表すｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を算出する。
【００４７】
前記電流指令値マップ及び電流位相指令値マップは、各直流電圧Ｖｄｃごとに設定されていて、駆動モータ目標トルクＴＭ^*及び電気角速度ωが与えられると、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*のベクトル長さ、並びに電流位相を算出することができる。したがって、ベクトル長さ及び電流位相に従ってｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を算出することができる。なお、前記電流指令値マップ及び電流位相指令値マップに代えて、直接ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を算出することができるような電流指令値マップを使用することができる。
【００４８】
前記トルク指令・電流指令変換部２４によって第１の指令値算出処理手段が構成され、該第１の指令値算出処理手段は、第１の指令値算出処理を行い、前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を第１の指令値として算出する。
【００４９】
次に、前記駆動モータ制御処理手段の検出電流取得処理手段は、検出電流取得処理を行い、前記検出電流ｉｕ、ｉｖを読み込んで取得するとともに、検出電流取得処理手段の演算器３５は、前記検出電流ｉｕ、ｉｖに基づいて検出電流ｉｗ
ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖ
を算出して取得する。なお、検出電流ｉｗを検出するための電流センサを配設することもできる。
【００５０】
続いて、前記駆動モータ制御処理手段の第１の変換処理手段としての三相二相変換部６１は、第１の変換処理としての三相二相変換処理を行い、磁極位置θを読み込み、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをそれぞれｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換する。
【００５１】
このようにして、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが実電流として算出され、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が算出されると、前記ｄ軸電流及びｑ軸電流、並びにｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいて、ｄ軸電流ｉｄとｄ軸電流指令値ｉｄ^*とのｄ軸電流偏差Δｉｄ、及びｑ軸電流ｉｑとｑ軸電流指令値ｉｑ^*とのｑ軸電流偏差Δｉｑが零になるように、フィードバック制御が行われる。
【００５２】
ところで、例えば、運転者がアクセルペダル２３を強く踏み込んで車両を急発進させた場合に、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急激に変動することがあるが、前記検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのサンプリング周期が長いと、フィードバック制御を行うに当たりゲインを大きくすることができない。そこで、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗがサンプリングされた後のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ、例えば、所定の数（本実施の形態においては、一つ）のサンプリングタイミングだけ後のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを予測し、実質的にサンプリング周期を短くするようにしている。
【００５３】
また、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを予測するに当たり、例えば、各ステータコイル１１〜１３に供給される電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが変化して各ステータコイル１１〜１３のインダクタンスＬｄ、Ｌｑが変化すると、それに伴って、予測されたｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐに予測電流誤差が発生することがあり、その場合、フィードバック制御によってｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑを零に近づけるのが困難になり、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*との間に定常偏差が発生してしまう。
【００５４】
そこで、本実施の形態においては、予測されたｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐに基づいて比例制御を行い、実際のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに基づいて積分制御を行うようにしている。
【００５５】
そのために、ｄ軸電流ｉｄは、一方で、駆動モータ制御処理手段の電流予測処理手段としての電流予測部７１に送られ、該電流予測部７１において電流予測処理が行われ、一つのサンプリングタイミングだけ後のｄ軸電流ｉｄが算出されて予測され、予測されたｄ軸電流ｉｄｐが予測電流として、前記駆動モータ制御処理手段の予測偏差算出処理手段としての減算器８１に送られる。また、前記ｄ軸電流ｉｄは、他方で、そのまま、実電流として、前記駆動モータ制御処理手段の実偏差算出処理手段としての減算器８２に送られる。
【００５６】
前記電流予測部７１は、乗算器（Ｒａ）ｄ１、減算器ｄ２、乗算器（Ｔ／Ｌｄ）ｄ３及び加算器ｄ４を備え、現在のサンプリングタイミングをｎ−１とし、一つ後のサンプリングタイミングをｎとし、現在のｄ軸電流ｉｄをｉｄ（ｎ−１）とし、サンプリング周期をＴとし、ステータコイル１１〜１３のｄ軸上のインダクタンスをＬｄとし、ステータコイル１１〜１３の抵抗をＲａとし、現在の電圧降下Ｖｚｄの値をＶｚｄ（ｎ−１）としたとき、予測されたｄ軸電流ｉｄｐの値ｉｄ（ｎ）は、
ｉｄ（ｎ）＝ｉｄ（ｎ−１）＋（Ｔ／Ｌｄ）｛Ｖｚｄ（ｎ−１）
−Ｒａ・ｉｄ（ｎ−１）｝
になる。
【００５７】
そして、前記減算器８１は、予測偏差算出処理を行い、ｄ軸電流ｉｄｐと前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^*との予測偏差としてのｄ軸電流偏差Δｉｄｐを算出し、前記減算器８２は、実偏差算出処理を行い、ｄ軸電流ｉｄと前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^*との実偏差としてのｄ軸電流偏差Δｉｄを算出し、ｄ軸電流偏差Δｉｄｐ、Δｉｄを、前記駆動モータ制御処理手段の電圧指令値算出処理手段としての電圧指令値算出部７８に送る。
【００５８】
同様に、ｑ軸電流ｉｑは、一方で、前記電流予測処理手段としての電流予測部７２に送られ、該電流予測部７２において電流予測処理が行われ、一つのサンプリングタイミングだけ後のｑ軸電流ｉｑが算出されて予測され、予測されたｑ軸電流ｉｑｐが予測電流として、前記駆動モータ制御処理手段の予測偏差算出処理手段としての減算器８６に送られる。また、前記ｑ軸電流ｉｑは、他方で、そのまま、実電流として、前記駆動モータ制御処理手段の実偏差算出処理手段としての減算器８７に送られる。
【００５９】
前記電流予測部７２は、乗算器（Ｒａ）ｑ１、減算器ｑ２、乗算器（Ｔ／Ｌｑ）ｑ３及び加算器ｑ４を備え、現在のｑ軸電流ｉｑをｉｑ（ｎ−１）とし、ステータコイル１１〜１３のｑ軸上のインダクタンスをＬｑとし、現在の電圧降下Ｖｚｑの値をＶｚｑ（ｎ−１）としたとき、予測されたｑ軸電流ｉｑｐの値ｉｑ（ｎ）は、
ｉｑ（ｎ）＝ｉｑ（ｎ−１）＋（Ｔ／Ｌｑ）｛Ｖｚｑ（ｎ−１）
−Ｒａ・ｉｑ（ｎ−１）｝
になる。
【００６０】
そして、前記減算器８６は、予測偏差算出処理を行い、ｑ軸電流ｉｑｐと前記ｑ軸電流指令値ｉｑ^*との予測偏差としてのｑ軸電流偏差Δｉｑｐを算出し、前記減算器８７は、実偏差算出処理を行い、ｑ軸電流ｉｑと前記ｑ軸電流指令値ｉｑ^*との実偏差としてのｑ軸電流偏差Δｉｑを算出し、ｑ軸電流偏差Δｉｑｐ、Δｉｑを、前記駆動モータ制御処理手段の電圧指令値算出処理手段としての電圧指令値算出部７９に送る。
【００６１】
前記電圧指令値算出部７８は、電圧指令値算出処理を行い、前記ｄ軸電流偏差Δｉｄｐ、Δｉｄが零になるように電圧指令値としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*を算出し、前記電圧指令値算出部７９は、電圧指令値算出処理を行い、ｑ軸電流偏差Δｉｑｐ、Δｉｑが零になるように電圧指令値としてのｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出する。
【００６２】
なお、前記電圧指令値算出部７８、７９によって第２の指令値算出処理手段及び比例積分演算処理手段が構成され、電圧指令値算出処理によって第２の指令値算出処理及び比例積分（ＰＩ）演算処理が構成される。また、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*によって第２の指令値が構成される。前記第１、第２の指令値算出処理手段によって、指令値算出処理手段９１（図１）が構成され、該指令値算出処理手段９１は第１、第２の指令値算出処理を行う。
【００６３】
前記電圧指令値算出部７８は、比例演算処理手段としての比例演算部８３、積分演算処理手段としての積分演算部８４、電圧降下算出処理手段としての加算器８５、及び電圧算出処理手段としての加算器７４を備える。そして、前記比例演算部８３において、リミッタｄ１１及びゲイン乗算器（Ｇｐｄ）ｄ１２によって比例演算処理が行われ、ｄ軸電流偏差Δｉｄｐ及び比例演算用のゲインＧｐｄに基づいて比例項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｐ
Ｖｚｄｐ＝Ｇｐｄ・Δｉｄｐ
が比例演算値として算出される。また、前記積分演算部８４において、積分器（１／ｓ）ｄ１３、リミッタｄ１４及びゲイン乗算器（Ｇｉｄ）ｄ１５によって積分演算処理が行われ、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及び積分演算用のゲインＧｉｄに基づいて積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｉ
Ｖｚｄｉ＝Ｇｉｄ・ΣΔｉｄ
が積分演算値として算出される。そして、前記加算器８５において電圧降下算出処理が行われ、電圧降下Ｖｚｄｐ、Ｖｚｄｉが加算されて、電圧降下Ｖｚｄ
Ｖｚｄ＝Ｖｚｄｐ＋Ｖｚｄｉ
＝Ｇｐｄ・Δｉｄｐ＋Ｇｉｄ・ΣΔｉｄ
が算出される。なお、前記リミッタｄ１１はｄ軸電流偏差Δｉｄｐが、前記リミッタｄ１４は積分値ΣΔｉｄが発散しないように制限する。
【００６４】
また、前記駆動モータ制御処理手段の第１の誘起電圧算出処理手段は、第１の誘起電圧算出処理を行い、電気角速度ω及びｑ軸電流ｉｑｐを読み込み、乗算器（−Ｌｑ）ｑ１６及び乗算器（ω）ｑ１８によって、前記電気角速度ω、ｑ軸電流ｉｑｐ及びｑ軸上のインダクタンスＬｑに基づいて、ｑ軸電流ｉｑｐによって誘起される誘起電圧ｅｄ
ｅｄ＝−ω・Ｌｑ・ｉｑｐを算出する。
【００６５】
続いて、前記加算器７４は、加算器８５から送られた電圧降下Ｖｚｄに誘起電圧ｅｄを加算し、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*
ｖｄ^*＝Ｖｚｄ＋ｅｄ
＝Ｖｚｄ−ω・Ｌｑ・ｉｑｐ
を算出する。このようにして、ｄ軸電流偏差Δｉｄｐ、Δｉｄが零になるようにｄ軸電圧指令値ｖｄ^*が発生させられ、該ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*が、リミッタｄ１９を介して前記駆動モータ制御処理手段の第２の変換処理手段としての二相三相変換部６７に送られる。なお、前記リミッタｄ１９は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*が発散しないように制限される。
【００６６】
一方、前記電圧指令値算出部７９は、比例演算処理手段としての比例演算部８８、積分演算処理手段としての積分演算部８９、電圧降下算出処理手段としての加算器９０、及び電圧算出処理手段としての加算器７６を備える。そして、前記比例演算部８８において、リミッタｑ１１及びゲイン乗算器（Ｇｐｑ）ｑ１２によって比例演算処理が行われ、ｑ軸電流偏差Δｉｑｐ及び比例演算用のゲインＧｐｑに基づいて比例項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｐ
Ｖｚｑｐ＝Ｇｐｑ・Δｉｑｐ
が比例演算値として算出される。また、前記積分演算部８９において、積分器（１／ｓ）ｑ１３、リミッタｑ１４及びゲイン乗算器（Ｇｉｑ）ｑ１５によって積分演算処理が行われ、ｑ軸電流偏差Δｉｑ及び積分演算用のゲインＧｉｑに基づいて積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｉ
Ｖｚｑｉ＝Ｇｉｑ・ΣΔｉｑ
が積分演算値として算出される。そして、前記加算器９０において電圧降下算出処理が行われ、電圧降下Ｖｚｑｐ、Ｖｚｑｉが加算されて、電圧降下Ｖｚｑ
Ｖｚｑ＝Ｖｚｑｐ＋Ｖｚｑｉ
＝Ｇｐｑ・Δｉｑｐ＋Ｇｉｑ・ΣΔｉｑ
が算出される。なお、前記リミッタｑ１１はｑ軸電流偏差Δｉｄｑが、前記リミッタｑ１４は積分値ΣΔｉｑが発散しないように制限される。
【００６７】
また、前記駆動モータ制御処理手段の第２の誘起電圧算出処理手段は、第２の誘起電圧算出処理を行い、電気角速度ω及びｄ軸電流ｉｄを読み込み、乗算器（Ｌｄ）ｄ１６、加算器ｄ１７及び乗算器（ω）ｄ１８によって、前記電気角速度ω、逆起電圧定数Ｍｉｆ、ｄ軸電流ｉｄｐ及びｄ軸上のインダクタンスＬｄに基づいて、ｄ軸電流ｉｄｐによって誘起される誘起電圧ｅｑ
ｅｑ＝ω（Ｍｉｆ＋Ｌｄ・ｉｄｐ）
を算出する。
【００６８】
続いて、前記加算器７６は、加算器９０から送られた電圧降下Ｖｚｑに誘起電圧ｅｑを加算し、出力電圧としてのｑ軸電圧指令値ｖｑ^*
ｖｑ^*＝Ｖｚｑ＋ｅｑ
＝Ｖｚｑ＋ω（Ｍｉｆ＋Ｌｄ・ｉｄｐ）
を算出する。このようにして、ｑ軸電流偏差Δｉｑｐ、Δｉｑが零になるように、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が発生させられ、該ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*がリミッタｑ１９を介して前記二相三相変換部６７に送られる。なお、前記リミッタｑ１９は、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が発散しないように制限される。
【００６９】
続いて、前記二相三相変換部６７は、前記ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*及び磁極位置θを読み込み、第２の変換処理としての二相／三相変換を行い、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換し、該電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を、駆動モータ制御処理手段の第１の信号発生処理手段及び非同期ＰＷＭ信号発生処理手段としてのＰＷＭ発生器６８に送る。
【００７０】
該ＰＷＭ発生器６８は、第１の信号発生処理及び非同期ＰＷＭ信号発生処理を行い、前記各相の電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*及び前記直流電圧Ｖｄｃに基づいて、前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対応するパルス幅を有する非同期ＰＷＭ信号としての各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを発生させ、制御切替処理手段及び信号出力処理手段としてのセレクタ６９に送る。なお、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗによって第１の駆動信号が構成される。
【００７１】
前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗは、セレクタ６９を介して駆動モータ制御装置４５外に配設されたドライブ回路５１に送られると、該ドライブ回路５１は、前記各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを受けて６個のゲート信号を発生させ、該ゲート信号をインバータ４０に送る。該インバータ４０は、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗに基づいて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を所定のキャリア周期ごとにスイッチング（オン・オフ）して各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを発生させ、該各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前記駆動モータ３１の各ステータコイル１１〜１３に供給する。
【００７２】
このように、駆動モータ目標トルクＴＭ^*に基づいて非同期ＰＷＭ制御によるトルク制御が行われ、駆動モータ３１が駆動されて電動車両が走行させられる。
【００７３】
ところで、前記非同期ＰＷＭ制御を行うに当たり、駆動モータ３１において、各ステータコイル１１〜１３に各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを所定の振幅及び位相で供給する場合、抵抗Ｒａ、インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、逆起電圧等を考慮してインバータ４０のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をスイッチングし、各ステータコイル１１〜１３に所定の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを印加する必要がある。ところが、電気角速度ωが大きくなり、駆動モータ回転速度ＮＭが高くなるのに伴って、逆起電圧が高くなると、所定のバッテリ電圧ＶＢ（又は直流電圧Ｖｄｃ）では、前記各ステータコイル１１〜１３に前記所定の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを印加することができなくなり、駆動モータ３１が、図１０に示されるｄ軸及びｑ軸から成る回転座標系において、電圧制限楕円Ｏｖ１で表される出力限界に達してしまう。そして、駆動モータ３１が出力限界に達すると、前記電圧指令値算出部７８、７９による比例積分処理が発散してしまう。
【００７４】
ここで、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗが、パルス幅で表されるオン時間が最大になるフルオン状態になるときの指令電圧をＶｌｉｍとしたとき、指令電圧Ｖｌｉｍは、
Ｖｌｉｍ＝√（ｖｄｌｉｍ²＋ｖｑｌｉｍ²） ……（１）
になる。そして、フルオン状態で、しかも、定常状態におけるｄ軸電圧指令値ｖｄｌｉｍ及びｑ軸電圧指令値ｖｑｌｉｍは、
ｖｄｌｉｍ＝Ｒａ・ｉｄｌｉｍ−ω・Ｌｑ・ｉｑｌｉｍ ……（２）
ｖｑｌｉｍ＝Ｒａ・ｉｑｌｉｍ＋ω（Ｍｉｆ＋Ｌｄ・ｉｄｌｉｍ）
……（３）になる。
【００７５】
したがって、前記電圧制限楕円Ｏｖ１は、前記式（１）に式（２）、（３）を代入し、かつ、抵抗Ｒａが小さいと仮定すると次の式（４）で表すことができる。
【００７６】
【数１】

そして、電圧制限楕円Ｏｖ１の中心の座標はＯ（−Ｍｉｆ／Ｌｄ，０）となり、長径ｒ１は、
ｒ１＝Ｖｌｉｍ／（ω・Ｌｄ）
になり、短径ｒ２は、
ｒ２＝Ｖｌｉｍ／（ω・Ｌｑ）
になる。
【００７７】
この場合、前述されたように、駆動モータ３１の出力限界は前記電圧制限楕円Ｏｖ１で表されるので、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*は前記電圧制限楕円Ｏｖ１より外の値を採ることができない。そして、前記電圧制限楕円Ｏｖ１の中心で表されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*
ｉｄ^*＝Ｍｉｆ／Ｌｄ
ｉｑ^*＝０
が、電圧飽和に対して最も安全な値になり、前記電圧制限楕円Ｏｖ１に近い点で表されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*ほど電圧飽和によって制御の発散が発生しやすい。
【００７８】
ところで、駆動モータ３１が振動する等によって速度変動が大きい場合に、検出される電気角速度ωに誤差ωｅが発生したときに、実現不可能なｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が設定されると、電圧飽和が発生することがある。
【００７９】
この場合、電圧飽和が発生すると、駆動モータ目標トルクＴＭ^*と実際に発生させられる駆動モータトルクＴＭとの間にずれが生じて、走行に伴って運転者に違和感を感じさせたり、駆動モータ３１の駆動が困難になったりしてしまう。
【００８０】
例えば、ｄ軸及びｑ軸から成る回転座標系においては、電流指令値をベクトル長さＥ及び電流位相β（ベクトルとｄ軸との成す角度）から成るベクトルＢで表すことができ、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、
ｉｄ^*＝−Ｅ・ｓｉｎβ
ｉｑ^*＝Ｅ・ｃｏｓβ
になる。
【００８１】
この場合、図１１に示されるように、例えば、電気角速度ωが低いと判断してベクトルＢ１が表される電流指令値を選択したときに、実際の電気角速度ωが高い場合には、所定の駆動モータ目標トルクＴＭ^*で表される等トルク曲線上においてベクトルＢ２で表される電流指令値を選択しないと、電圧飽和が発生してしまう。なお、Ｏｖ２は電気角速度ωが低いと判断したときの電圧制限楕円、Ｏｖ３は実際の電気角速度ωによる電圧制限楕円である。
【００８２】
また、前記電流センサ３３、３４、磁極位置センサ２１、電圧センサ１５等の各センサに検出誤差があったり、温度変化に伴って、逆起電圧定数Ｍｉｆ、インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、抵抗Ｒａ等の機器定数が変化したりしたときにも、同様に、電圧飽和が発生することがある。この場合、前記磁極位置センサ２１によって検出された磁極位置θに誤差θｅが生じると、該誤差θｅだけ傾斜したｄ軸及びｑ軸から成る回転座標系が形成され、ステータコイル１１〜１３が電流位相β−θｅで通電され、誤差θｅだけ回転させられたベクトルで表される実現不可能な電流指令値が発生させられる。その場合も、ベクトルが電圧制限楕円の外に出てしまい、電圧飽和を発生させてしまう。
【００８３】
そこで、電圧飽和が発生するのを防止するために、駆動モータ制御装置４５に前記電圧飽和回避処理部２５及び加算器９５が配設される。そして、前記電圧飽和回避処理部２５は、電圧飽和変量算出処理手段としての電圧飽和変量算出部４３、及び制御変量補正値算出処理手段としての電気角速度補正値算出部４４を備え、前記電圧飽和変量算出部４３は、電圧飽和変量算出処理を行い、ノイズの影響を受けない変量、本実施の形態においては、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*及び電圧降下Ｖｚｄｉ、Ｖｚｑｉに基づいて電圧飽和変量λを算出し、前記電気角速度補正値算出部４４は、電気角速度補正値算出処理を行い、前記電圧飽和変量λに基づいて積分演算を行い、電気角速度ωを補正するための補正値を表す電気角速度補正値ｄωを算出する。また、前記加算器９５は、電気角速度ωに電気角速度補正値ｄωを加算することによって値ω＋ｄωを算出し、該値ω＋ｄωを補正された後の電気角速度ωとしてトルク指令・電流指令変換部２４に送る。
【００８４】
そのために、電圧飽和変量算出部４３において、乗算器（−Ｌｑ）ｑ２１、乗算器（ω）ｑ２３によって、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいて、非干渉項分の電圧指令値−ω・Ｌｑ・ｉｑ^*が算出され、加算器ｄ２４によって、前記非干渉項分の電圧指令値−ω・Ｌｑ・ｉｑ^*と積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｉとが加算されてｄ軸電圧指令値ｖｄｆ^*が算出される。また、乗算器（Ｌｄ）ｄ２１、加算器ｄ２２、乗算器（ω）ｄ２３によって、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*に基づいて、非干渉項分の電圧指令値ω（Ｍｉｆ＋Ｌｄ・ｉｄ^*）が算出され、加算器ｑ２４によって、前記非干渉項分の電圧指令値ω（Ｍｉｆ＋Ｌｄ・ｉｄ^*）と積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｉとが加算されてｑ軸電圧指令値ｖｑｆ^*が算出される。
【００８５】
なお、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、電気角速度ωに基づいて算出されるが、電気角速度ωは算出処理上、磁極位置θの誤差θｅを含まないので、本来ノイズの影響を受けない。また、電圧降下Ｖｚｄｉ、Ｖｚｑｉは、積分演算部８４、８９による積分演算処理が行われて算出されたものであるので、ノイズの影響を無視することができる。したがって、ｄ軸電圧指令値ｖｄｆ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑｆ^*はノイズの影響を受けない。また、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいてｄ軸電圧指令値ｖｄｆ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑｆ^*を算出するようになっているので電圧飽和が発生するのを早く検出することができる。
【００８６】
なお、比例項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｐ、Ｖｚｑｐは、定常状態においてほぼ零であるので、ｄ軸電圧指令値ｖｄｆ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑｆ^*を算出する上で無視される。
【００８７】
続いて、電圧飽和変量算出部４３において、ｄ軸電圧指令値ｖｄｆ^*は、リミッタｄ２５を介して乗算器ｄ２６（ｘ）に送られ、該乗算器ｄ２６（ｘ）によって二乗され、ｑ軸電圧指令値ｖｑｆ^*はリミッタｑ２５を介して乗算器ｑ２６（ｘ）に送られ、該乗算器ｑ２６（ｘ）によって二乗され、加算器ｆ１によって値ｖｄｆ^{* 2}と値ｖｑｆ^{* 2}とが加算されて指令電圧Ｖｏｍ
Ｖｏｍ＝√（ｖｄｆ^{* 2}＋ｖｑｆ^{* 2}）
が算出される。なお、前記リミッタｄ２５はｄ軸電圧指令値ｖｄｆ^*を、前記リミッタｑ２５はｑ軸電圧指令値ｖｑｆ^*を発散しないように制限する。
【００８８】
そして、電圧飽和回避処理部２５の指令電圧制限値算出処理手段としての指令電圧制限値作成部２９は、指令電圧制限値算出処理を行い、直流電圧Ｖｄｃを読み込み、該直流電圧Ｖｄｃに基づいて、電圧飽和が発生しないようにするための指令電圧Ｖｏｍの目標値を表す指令電圧制限値Ｖｏｍ^*
Ｖｏｍ^*＝√（（２／３）Ｖｄｃ）
を算出し、減算器ｆ２に送る。
【００８９】
そして、前記電圧飽和変量算出部４３において、減算器ｆ２は、電圧飽和変量λとして指令電圧Ｖｏｍと指令電圧制限値Ｖｏｍ^*との偏差ΔＶｏｍ
ΔＶｏｍ＝Ｖｏｍ−Ｖｏｍ^*
を算出し、該偏差ΔＶｏｍを電気角速度補正値算出部４４に送る。
【００９０】
続いて、電気角速度補正値算出部４４において、前記偏差ΔＶｏｍに基づいて、積分器（１／ｓ）ｈ１によって偏差ΔＶｏｍが積分され、積分値ΣΔＶｏｍが算出され、リミッタｈ２によって積分値ΣΔＶｏｍの発散が制限され、ゲイン乗算器（Ｇｉ）ｈ３によって積分成分Ｇｉ・ΣΔＶｏｍが電気角速度補正値ｄωとして算出される。前記リミッタｈ２は、非同期ＰＷＭ制御が行われている間、積分値ΣΔＶｏｍが所定の電圧を超えないようにする。
【００９１】
このようにして、電気角速度補正値ｄωが算出されると、該電気角速度補正値ｄωは前記加算器９５に送られ、該加算器９５は、電気角速度ωに電気角速度補正値ｄωを加算し、電気角速度ωを補正する。
【００９２】
このように、電気角速度ωが電圧飽和変量λに対応させて補正されるので、磁極位置センサ２１として電気角速度ωの誤差が大きいセンサを使用したり、振動等による速度変動が大きい駆動モータ３１を使用したりしても、電圧飽和が発生するのを防止することができる。したがって、電気自動車の走行に伴って運転者に違和感を感じさせたり、電圧飽和が発生して駆動モータ３１の駆動が困難になったりすることがない。
【００９３】
また、前記電流センサ３３、３４、磁極位置センサ２１、電圧センサ１５等の各センサに検出誤差があったり、温度変化に伴って、逆起電圧定数Ｍｉｆ、インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、抵抗Ｒａ等の機器定数が変化したりしたときにも、同様に、電気角速度ωが電圧飽和変量λに対応させて補正されるので、電圧飽和が発生するのを防止することができる。したがって、電気自動車の走行に伴って運転者に違和感を感じさせたり、電圧飽和が発生して駆動モータ３１の駆動が困難になったりすることがない。
【００９４】
ところで、前記非同期ＰＷＭ制御においては、各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗが図１２に示されるように発生させられ、各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ（図１３においては、電圧Ｖｕだけが示される。）が前記各ステータコイル１１〜１３に印加される。
【００９５】
この場合、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅の上限Ｖｈｍａｘは、
Ｖｈｍａｘ＝０．５８×Ｖｄｃ
であり、それ以上の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを印加して過変調領域で駆動モータ３１を駆動しようとすると、比例積分演算処理において、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*の変動に電圧指令値算出部７８、７９による電圧指令値算出処理が追随することができず、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に振動が発生してしまう。
【００９６】
また、前記非同期ＰＷＭ制御において、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６によるスイッチングのタイミングは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の位相と同期させられるようになっていないので、駆動モータ３１を高速で回転させる高速回転領域で駆動しようとすると、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに振動が発生し、ビート現象が現れてしまう。そこで、高速回転領域においては、十分な駆動モータトルクＴＭを発生させることができなくなってしまう。
【００９７】
すなわち、前記非同期ＰＷＭ制御は、主として、駆動モータ３１を中速又は低速で回転させる中速回転領域又は低速回転領域で行うのには適しているが、駆動モータ３１を高速で回転させる高速回転領域で行うのには適さない。したがって、駆動モータ３１を円滑に駆動することができない。
【００９８】
そこで、本実施の形態においては、前記非同期ＰＷＭ制御のほかに、同期ＰＷＭ制御、例えば、矩形波電圧制御（１パルス制御）を行うことができるようになっていて、所定の切替条件が成立すると、制御が非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えられるようになっている。そのために、前記電気角速度補正値ｄωは、電圧飽和回避処理部２５の制御切替判定処理手段としてのフラグ作成部３２に送られる。該フラグ作成部３２は、制御切替判定処理を行い、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるための切替判定指標として前記電気角速度補正値ｄωを読み込み、該電気角速度補正値ｄωに基づいて、所定の第１、第２の切替条件が成立するかどうかを判断し、該第１、第２の切替条件が成立すると、制御切替用の切替信号としてのフラグＩＰを設定する。すなわち、前記フラグ作成部３２は、電気角速度補正値ｄωが閾（しきい）値ｄωｔｈ１以上である場合、第１の切替条件が成立したと判断し、フラグＩＰをオンにし、電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ２より小さい場合、第２の切替条件が成立したと判断し、フラグＩＰをオフにする。なお、電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ１より小さく、閾値ｄωｔｈ２以上である場合、前記フラグ作成部３２はフラグＩＰを変更しない。
【００９９】
また、電圧指令値算出部７８、７９は、二相三相変換部６７のほかに、第２の信号発生処理手段及び同期ＰＷＭ信号発生処理手段としての矩形波発生器２６にも接続され、電圧指令値算出部７８、７９によってｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が算出されると、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*は矩形波発生器２６にも送られるようになっている。
【０１００】
そして、該矩形波発生器２６は、第２の信号発生処理及び同期ＰＷＭ信号発生処理を行い、前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいて、図１４に示されるような同期ＰＷＭ信号としての各相の矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを発生させ、前記セレクタ６９に送る。前記矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗは、電気角で３６０〔°〕の間に一回ずつ１８０〔°〕のパルス幅で発生させられ、矩形波の形状の電圧から成り、第２の駆動信号を構成する。
【０１０１】
そして、前記セレクタ６９は、制御切替処理及び信号出力処理を行い、前記電圧飽和回避処理部２５から送られた制御切換用のフラグＩＰを読み込み、該フラグＩＰのオン・オフに従ってパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗ及び矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗのうちのいずれか一方を選択し、前記ドライブ回路５１に送ることによって出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替える。
【０１０２】
本実施の形態において、前記フラグＩＰがオンである場合、セレクタ６９は矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御に切り替える。また、前記フラグＩＰがオフである場合、セレクタ６９はパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを出力し、制御を矩形波電圧制御から非同期ＰＷＭ制御に切り替える。
【０１０３】
そして、前記矩形波電圧制御において、前記矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗがドライブ回路５１に送られると、該ドライブ回路５１は、前記各相の矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを受けて６個のゲート信号を発生させ、該ゲート信号をインバータ４０に送る。該インバータ４０は、前記矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗに基づいて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を所定のキャリア周期でスイッチング（オン・オフ）して各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを発生させ、該各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前記駆動モータ３１の各ステータコイル１１〜１３に供給する。
【０１０４】
この場合、各相の矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗが出力されるのに伴って、図１５に実線で示されるように、各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが前記各ステータコイル１１〜１３に印加される（図１５においては、電圧Ｖｕだけが示される。）。そして、各電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの基本波成分（図１５において破線で示される。）の振幅の上限Ｖｈｍａｘは、
Ｖｈｍａｘ＝０．６４×Ｖｄｃ
になる。
【０１０５】
前記矩形波電圧制御において、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６によるスイッチングのタイミングは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の位相と同期するので、駆動モータ３１を高速回転領域で駆動しても、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに振動が発生することがなく、ビート現象が現れることはない。
【０１０６】
この場合、矩形波電圧制御においては、矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗの電圧は一定であるので、基本波成分の上限Ｖｈｍａｘを変化させることができない。したがって、矩形波電圧制御において駆動モータ３１を中速回転領域及び低速回転領域で駆動しようとすると、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が過剰に高くなり、駆動モータ３１の駆動効率が低くなってしまう。そこで、前記矩形波電圧制御は、駆動モータ３１を高速回転領域で駆動するのに適している。
【０１０７】
なお、図１６に示されるように、電流指令値マップにおいて制御領域ＡＲ１、ＡＲ２が設定され、電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ２より小さい場合、フラグＩＰがオフにされ、制御領域ＡＲ１内で非同期ＰＷＭ制御が行われ、駆動モータ目標トルクＴＭ^*及び補正された後の電気角速度ω（値ω＋ｄω）に対応するｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が電流指令値マップから読み出され、電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ１以上である場合、フラグＩＰがオンにされ、制御領域ＡＲ２内で矩形波電圧制御が行われ、同様に駆動モータ目標トルクＴＭ^*及び補正された後の電気角速度ωに対応するｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が電流指令値マップから読み出される。そのために、図１７に示されるように、非同期ＰＷＭ制御用の電圧制限楕円Ｏｖ１及び矩形波電圧制御用の電圧制限楕円Ｏｖ４が設定され、前記電圧制限楕円Ｏｖ１上、及び電圧制限楕円Ｏｖ１より径方向内方のｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が制御領域ＡＲ１内に、前記電圧制限楕円Ｏｖ４上のｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が制御領域ＡＲ２内に設定される。
【０１０８】
なお、前記制御領域ＡＲ１において、駆動モータ目標トルクＴＭ^*の上限値は、補正された後の電気角速度ωが値ω１より小さい場合、一定の値を採り、補正された後の電気角速度ωが値ω１以上になると小さくなり、補正された後の電気角速度ωが値ω２になると０〔Ｎｍ〕になる。
【０１０９】
そして、前記制御領域ＡＲ２において、補正された後の電気角速度ωが値ω１以上になると、矩形波電圧制御において達成することができるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が電流指令値マップに加えられ、補正された後の電気角速度ωが大きくなるほど駆動モータ目標トルクＴＭ^*の上限値は、二次曲線状に小さくされる。
【０１１０】
したがって、前記制御領域ＡＲ１において非同期ＰＷＭ制御が行われているときに、駆動モータ目標トルクＴＭ^*及び補正された後の電気角速度ωに対応する電圧制限楕円Ｏｖ１上、及び電圧制限楕円Ｏｖ１より径方向内方のｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が読み出され、このとき、電気角速度補正値ｄωはほぼ０になる。そして、駆動モータ目標トルクＴＭ^*が大きくなるの伴って、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が非同期ＰＷＭ制御では達成することができない値になり、電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ１以上になると、制御が切り替えられ、前記制御領域ＡＲ２において矩形波電圧制御が行われるようになる。そして、該矩形波電圧制御においては、駆動モータ目標トルクＴＭ^*及び補正された後の電気角速度ωに対応する電圧制限楕円Ｏｖ４上のｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が読み出され、これに伴って、電気角速度補正値ｄωはほぼ０になる。続いて、矩形波電圧制御が行われているときに、駆動モータ目標トルクＴＭ^*が小さくなると、それに伴って、電気角速度補正値ｄωが小さくなり、電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ２（負）より小さくなると、制御が切り替えられ、前記制御領域ＡＲ１において非同期ＰＷＭ制御が行われるようになる。
【０１１１】
なお、電気角速度補正値算出部４４において、前記リミッタｈ２は、非同期ＰＷＭ制御が行われている間、積分値ΣΔＶｏｍが所定の電圧を超えないようにするが、矩形波電圧制御が行われている間、積分値ΣΔＶｏｍが所定の電圧になるようにするので、電気角速度補正値ｄωは負の値を採りうる。
【０１１２】
ところで、前記矩形波電圧制御が行われている間に、磁極位置センサ２１、電圧センサ１５等の各センサに検出誤差があったり、温度変化に伴って、逆起電圧定数Ｍｉｆ、インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、抵抗Ｒａ等の機器定数が変化すると、同じ電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをステータコイル１１〜１３に印加しても、ステータコイル１１〜１３を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが変化し、ベクトルが電圧制限楕円の外に出てしまうことがある。
【０１１３】
図１８に示されるように、例えば、インダクタンスＬｄ、Ｌｑが小さいと判断して、ベクトルＢ３で表されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を選択したときに、温度変化に伴って実際のインダクタンスＬｄ、Ｌｑが大きい場合には、所定の駆動モータ目標トルクＴＭ^*で表される等トルク曲線上においてベクトルＢ４で表されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を選択しないと、電圧飽和が発生してしまう。なお、Ｏｖ５はインダクタンスＬｄ、Ｌｑが小さいと判断したときの電圧制限楕円、Ｏｖ６は実際のインダクタンスＬｄ、Ｌｑによる電圧制限楕円である。
【０１１４】
ところで、矩形波電圧制御においては、原理上、電圧制限楕円Ｏｖ６上でだけベクトルＢ４で表されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を選択することができ、電圧制限楕円Ｏｖ６上と異なる点のｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を選択することができない。したがって、インダクタンスＬｄ、Ｌｑが小さいと判断して、ベクトルＢ３で表されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を選択した場合、積分項分の電圧降下Ｖｚｄｉ、Ｖｚｑｉが次第に大きくなり、前記比例積分処理手段による比例積分処理が発散してしまう。
【０１１５】
この場合、本実施の形態においては、前述されたように、電圧降下Ｖｚｄｉ、Ｖｚｑｉに基づいて電気角速度補正値ｄω（＞０）が算出され、その結果、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*がベクトルＢ３で表される値からベクトルＢ４で表される値に徐々に変更される。そして、前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*がベクトルＢ４で表される値になると、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が一定になり、自動弱め界磁制御が収束し、駆動モータ目標トルクＴＭ^*と実際に発生させられる駆動モータトルクＴＭとの間にずれが生じないようにすることができる。
【０１１６】
これに対して、インダクタンスＬｄ、Ｌｑが大きいと判断して、所定のベクトルで表されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を選択したときに、実際のインダクタンスＬｄ、Ｌｑが小さい場合には、積分項分の電圧降下Ｖｚｄｉ、Ｖｚｑｉが次第に小さくなり、前記比例積分処理手段による比例積分処理が発散してしまう。
【０１１７】
この場合、本実施の形態においては、前述されたように、電圧降下Ｖｚｄｉ、Ｖｚｑｉに基づいて電気角速度補正値ｄω（＜０）が算出され、その結果、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が同様に変更される。そして、前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が本来のベクトルで表される値になると、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が一定になり、自動弱め界磁制御が収束し、駆動モータ目標トルクＴＭ^*と実際に発生させられる駆動モータトルクＴＭとの間にずれが生じないようにすることができる。
【０１１８】
このように、電圧飽和変量λに基づいて電気角速度補正値ｄωが算出され、該電気角速度補正値ｄωに基づいて、制御が非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えられるので、駆動モータ３１を高速回転領域で駆動しても、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに振動が発生することがなく、ビート現象が現れることがない。また、駆動モータ３１を中速回転領域及び低速回転領域で駆動しても、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が過剰に高くなることがなく、駆動モータ３１の駆動効率を高くすることができる。さらに、駆動モータ目標トルクＴＭ^*と実際に発生させられる駆動モータトルクＴＭとの間にずれが生じないようにすることができるので、走行に伴って運転者に違和感を感じさせたり、駆動モータ３１の駆動が困難になったりするのを防止することができる。したがって、駆動モータ３１を円滑に駆動することができる。
【０１１９】
次に、図５のフローチャートについて説明する。
ステップＳ１位置検出処理を行う。
ステップＳ２駆動モータ制御処理を行い、処理を終了する。
【０１２０】
次に、図６のフローチャートについて説明する。
ステップＳ１−１電動機械回転速度算出処理を行う。
ステップＳ１−２磁極位置算出処理を行う。
ステップＳ１−３制御変量補正処理を行い、リターンする。
【０１２１】
次に、図７のフローチャートについて説明する。
ステップＳ１−３−１電圧飽和変量算出処理を行う。
ステップＳ１−３−２電気角速度補正値算出処理を行う。
ステップＳ１−３−３電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ１以上であるかどうかを判断する。電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ１以上である場合はステップＳ１−３−４に、電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ１より小さい場合はステップＳ１−３−５に進む。
ステップＳ１−３−４フラグＩＰをオンにする。
ステップＳ１−３−５電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ２より小さいかどうかを判断する。電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ２より小さい場合はステップＳ１−３−６に進み、電気角速度補正値ｄωが閾値ｄωｔｈ２以上である場合はリターンする。
ステップＳ１−３−６フラグＩＰをオフにし、リターンする。
【０１２２】
次に、図８のフローチャートについて説明する。
ステップＳ２−１電圧指令値算出処理を行う。
ステップＳ２−２検出電流取得処理を行う。
ステップＳ２−３三相二相変換処理を行う。
ステップＳ２−４比例積分演算処理を行う。
ステップＳ２−５二相三相変換処理を行う。
ステップＳ２−６第１の信号発生処理を行う。
ステップＳ２−７第２の信号発生処理を行う。
ステップＳ２−８信号出力処理を行い、リターンする。
【０１２３】
次に、図９のフローチャートについて説明する。
ステップＳ２−８−１フラグＩＰがオンであるかどうかを判断する。フラグＩＰがオンである場合はステップＳ２−８−２に、フラグＩＰがオフである場合はステップＳ２−８−３に進む。
ステップＳ２−８−２矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを出力し、リターンする。
ステップＳ２−８−３パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを出力し、リターンする。
【０１２４】
ところで、本実施の形態においては、電気角速度補正値ｄωに基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるようにしているが、補正された後の電気角速度ωの値ω＋ｄωに基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えることができる。その場合、前記フラグ作成部３２は、値ω＋ｄωが閾値ω＋ｄωｔｈ以上である場合にフラグＩＰをオンにし、値ω＋ｄωが閾値ω＋ｄωｔｈ小さい場合にフラグＩＰをオフにする。
【０１２５】
また、本実施の形態においては、電圧飽和変量λに基づいて電気角速度補正値ｄωが算出されるようになっているが、電圧飽和変量λに基づいて磁極位置θの補正値を表す磁極位置補正値ｄθを算出し、磁極位置補正値ｄθを磁極位置θに加算することによって制御変量としての磁極位置θを補正することができる。その場合、磁極位置補正値ｄθに基づいて制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えることができる。すなわち、前記フラグ作成部３２は、磁極位置補正値ｄθが閾値ｄθｔｈ以上である場合にフラグＩＰをオンにし、磁極位置補正値ｄθが閾値ｄθｔｈより小さい場合にフラグＩＰをオフにする。さらに、補正された後の磁極位置θの値θ＋ｄθに基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えることができる。その場合、前記フラグ作成部３２は、値θ＋ｄθが閾値θ＋ｄθｔｈ以上である場合にフラグＩＰをオンにし、値θ＋ｄθが閾値θ＋ｄθｔｈ小さい場合にフラグＩＰをオフにする。さらに、直流電圧Ｖｄｃに基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えることができる。
【０１２６】
本実施の形態においては、電圧飽和変量λとして偏差ΔＶｏｍを使用して電気角速度補正値ｄωを算出するようにしているが、電圧飽和変量λとして指令電圧Ｖｏｍを使用したり、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗのオン時間を使用したりして電気角速度補正値ｄωを算出することができる。
【０１２７】
前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗのオン時間を使用する場合、電圧飽和変量算出部は、電圧飽和変量算出処理を行い、磁極位置θに誤差θｅが生じるのに伴って発生するノイズの影響を受けない変量として、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗのオン時間Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを読み込み、該オン時間Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗに基づいて電圧飽和変量λを算出し、電気角速度補正値算出部は、電気角速度補正値算出処理を行い、前記電圧飽和変量λに基づいて積分演算を行い、電気角速度ωを補正するための電気角速度補正量ｄωを算出する。
【０１２８】
そのために、電圧飽和変量算出部において、選択手段としてのセレクタは、選択処理を行い、所定のサンプリング周期Ｔでオン時間Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを読み込み、オン時間Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗのうちの最大のオン時間Ｔｍａｘを選択する。また、指令電圧制限値作成部は、パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗのフルオン状態のオン時間をＴｆｏｎとしたとき、オン時間Ｔｆｏｎの近傍の値を、目標値を表すオン時間制限値Ｔ^*として設定し、減算器によって、電圧飽和変量λとしての、オン時間Ｔｍａｘとオン時間制限値Ｔ^*との偏差ΔＴ
ΔＴ＝Ｔｍａｘ−Ｔ^*
を算出する。
【０１２９】
このようにして、電圧飽和変量λが算出されると、電気角速度補正値算出部において、電気角速度補正量ｄωが算出される。
【０１３０】
ところで、本実施の形態においては、電圧飽和変量λとして偏差ΔＶｏｍが使用されるようになっているが、偏差ΔＶｏｍは、非同期ＰＷＭ制御及び矩形波電圧制御のいずれにおいても、算出することができる。したがって、非同期ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御への切替え、及び矩形波電圧制御から非同期ＰＷＭ制御への切替えのいずれも、電気角速度補正値ｄωに基づいて行われる。
【０１３１】
これに対して、電圧飽和変量λとして前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗのオン時間を使用する場合、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗは非同期ＰＷＭ制御において発生させられるが、矩形波電圧制御においては発生させられない。したがって、非同期ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御への切替えについては、偏差ΔＴに基づいて行われるが、矩形波電圧制御から非同期ＰＷＭ制御への切替えについては、電流位相に基づいて行われる。
【０１３２】
本実施の形態においては、同期ＰＷＭ信号発生処理手段として矩形波発生器２６が使用され、該矩形波発生器２６によって同期ＰＷＭ信号として矩形波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗが発生させられるようになっているが、同期ＰＷＭ信号発生処理手段として同期ＰＷＭ信号発生器を使用し、該同期ＰＷＭ信号発生器によって同期ＰＷＭ信号として３パルス信号、５パルス信号等を発生させ、３パルス制御、５パルス制御等を行うこともできる。
【０１３３】
なお、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除するものではない。
【０１３４】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、電動駆動制御装置においては、電動機械と、電動機械トルクの目標値を表す電動機械目標トルク及び電動機械回転速度に基づいて指令値を算出する指令値算出処理手段と、前記指令値に基づいてそれぞれ駆動信号を発生させる複数の信号発生処理手段と、電圧飽和の発生しやすさを表す電圧飽和変量を算出する電圧飽和変量算出処理手段と、前記電圧飽和変量に基づいて、自動弱め界磁制御における電気角速度補正値又は磁極位置補正値を制御変量の補正値として算出する制御変量補正値算出処理手段と、前記制御変量の補正値に基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるための切替条件が成立したかどうかを判断する制御切替判定処理手段と、該制御切替判定処理手段による判断結果に基づいて前記駆動信号を選択して出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替える制御切替処理手段とを有する。
【０１３５】
この場合、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるための切替条件が成立すると、駆動信号が選択されて出力され、制御が非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えられるようになっているので、電動機械を高速回転領域で駆動しても、電圧に振動が発生することがなく、ビート現象が現れることがない。また、電動機械を中速回転領域及び低速回転領域で駆動しても、電圧指令値が過剰に高くなることがなく、電動機械の駆動効率を高くすることができる。さらに、電動機械目標トルクと実際に発生させられる電動機械トルクとの間にずれが生じないようにすることができるので、走行に伴って運転者に違和感を感じさせたり、電動機械の駆動が困難になったりするのを防止することができる。したがって、電動機械を円滑に駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における電動駆動制御装置の機能ブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態における電動駆動制御装置の概略図である。
【図３】本発明の実施の形態における電動駆動制御装置のブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態における電圧飽和回避処理部のブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態における電動駆動制御装置の動作を示すメインフローチャートである。
【図６】本発明の実施の形態における位置検出処理のサブルーチンを示す図である。
【図７】本発明の実施の形態における制御変量補正処理のサブルーチンを示す図である。
【図８】本発明の実施の形態における駆動モータ制御処理のサブルーチンを示す図である。
【図９】本発明の実施の形態における信号出力処理のサブルーチンを示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態における電圧制限楕円を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態における非同期ＰＷＭ制御と自動弱め界磁制御との関係を説明する図である。
【図１２】本発明の実施の形態における非同期ＰＷＭ制御によるパルス幅変調信号の波形図である。
【図１３】本発明の実施の形態における非同期ＰＷＭ制御による各相の電圧の波形図である。
【図１４】本発明の実施の形態における矩形波電圧制御による矩形波信号の波形図である。
【図１５】本発明の実施の形態における矩形波電圧制御による各相の電圧の波形図である。
【図１６】本発明の実施の形態における電流指令値マップにおける制御領域を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態における非同期ＰＷＭ制御及び矩形波電圧制御の電圧制限楕円を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態における矩形波電圧制御と自動弱め界磁制御との関係を説明する図である。
【符号の説明】
２６矩形波発生器
３１駆動モータ
３２フラグ作成部
４３電圧飽和変量算出部
４４電気角速度補正値算出部
４５駆動モータ制御装置
６８ＰＷＭ発生器
６９セレクタ
７８、７９電圧指令値算出部
９１指令値算出処理手段

Claims

電動機械と、電動機械トルクの目標値を表す電動機械目標トルク及び電動機械回転速度に基づいて指令値を算出する指令値算出処理手段と、前記指令値に基づいてそれぞれ駆動信号を発生させる複数の信号発生処理手段と、電圧飽和の発生しやすさを表す電圧飽和変量を算出する電圧飽和変量算出処理手段と、前記電圧飽和変量に基づいて、自動弱め界磁制御における電気角速度補正値又は磁極位置補正値を制御変量の補正値として算出する制御変量補正値算出処理手段と、前記制御変量の補正値に基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるための切替条件が成立したかどうかを判断する制御切替判定処理手段と、該制御切替判定処理手段による判断結果に基づいて前記駆動信号を選択して出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替える制御切替処理手段とを有することを特徴とする電動駆動制御装置。
前記電圧飽和変量算出処理手段は、前記指令値に基づいて電圧飽和変量を算出する請求項１に記載の電動駆動制御装置。
前記電圧飽和変量算出処理手段は、前記駆動信号に基づいて電圧飽和変量を算出する請求項１又は２に記載の電動駆動制御装置。
電動機械トルクの目標値を表す電動機械目標トルク及び電動機械回転速度に基づいて指令値を算出し、該指令値に基づいて複数の駆動信号を発生させ、電圧飽和の発生しやすさを表す電圧飽和変量を算出し、該電圧飽和変量に基づいて、自動弱め界磁制御における電気角速度補正値又は磁極位置補正値を制御変量の補正値として算出し、該制御変量の補正値に基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるための切替条件が成立したかどうかを判断し、該切替条件が成立したかどうかの判断結果に基づいて前記駆動信号を選択して出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えることを特徴とする電動駆動制御方法。
コンピュータを、電動機械トルクの目標値を表す電動機械目標トルク及び電動機械回転速度に基づいて指令値を算出する指令値算出処理手段、前記指令値に基づいてそれぞれ駆動信号を発生させる複数の信号発生処理手段、電圧飽和の発生しやすさを表す電圧飽和変量を算出する電圧飽和変量算出処理手段、前記電圧飽和変量に基づいて、自動弱め界磁制御における電気角速度補正値又は磁極位置補正値を制御変量の補正値として算出する制御変量補正値算出処理手段、前記制御変量の補正値に基づいて、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替えるための切替条件が成立したかどうかを判断する制御切替判定処理手段、及び該制御切替判定処理手段による判断結果に基づいて前記駆動信号を選択して出力し、制御を非同期ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とで切り替える制御切替処理手段として機能させることを特徴とするプログラム。