JP4884356B2 - 多相電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、３相ブラシレスモータなどの多相電動機のパルス幅変調（ＰＷＭ）駆動制御に関する。特に、ＰＷＭ駆動する駆動回路と直流電源（高電圧側または低電圧側）との間に単一の電流検出器を設けた多相電動機の制御装置の騒音防止技術に関する。

３相ブラシレスモータなどの多相電動機を駆動する制御装置において、多相電動機を駆動するためのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦのタイミングを決定するＰＷＭ信号は、多相電動機の各相において、鋸歯状や三角状の搬送波（鋸歯状信号、三角状信号）と目標電流値に応じたデューティ（Ｄｕｔｙ）設定値とを比較することにより生成される。すなわち、鋸歯状信号や三角状信号の値（ＰＷＭカウンタの値）がデューティ設定値以上か未満かによってＰＷＭ信号がハイレベルかローレベルかが決定される。

鋸歯状信号や三角状信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、多相電動機を駆動する多相電動機の制御装置において、一つの相と他の相とのスイッチング時の時間間隔が非常に小さくなる場合がある。このとき、駆動回路の電界効果トランジスタのスイッチング時間、不感帯（デッドタイム）の存在、また電子処理回路の応答遅延のため電流が安定しないので、この期間中、電流検出器による正確な電流値の測定ができなくなる。

例えば、電流検出器としてＡ／Ｄ変換器を使用する場合、Ａ／Ｄ変換器の仕様により安定した信号が連続して少なくとも例えば２μｓの間入力されなければ正確な電流値を検出することができない。入力信号が連続して２μｓの間安定して入力されない場合には、Ａ／Ｄ変換器は各相の正確な電流値が検出できない。

特許文献１記載の車両用操舵装置においては、モータ駆動回路とグランドとの間の電流経路上に、その電流経路を流れる電流値を検出するための単一の電流センサを設け、各相ＰＷＭ信号を生成するための鋸波の位相をずらして、各相ＰＷＭ信号のローレベルへの立ち下がりのタイミングをずらしている。これにより、Ｖ相ＰＷＭ信号がローレベルに立ち下がってから所定時間が経過するまでの期間における電流センサの出力信号に基づいて、電動モータを流れるＵ相電流の値を得ている。また、Ｗ相ＰＷＭ信号がローレベルに立ち下がってから所定時間が経過するまでの期間における電流センサの出力信号に基づいて、電動モータを流れるＵ相電流およびＶ相電流の合計電流値を得ている。

特許文献２記載の３相または多相インバータを制御する方法では、ＰＷＭ期間内において、１つの位相のトランジスタのスイッチング時と、次の位相の対応するトランジスタのスイッチング時との間の時間間隔が所定のスレシホルド値よりも小さい場合、測定を禁止し、十分な持続期間の測定時間間隔を定義するＰＷＭ信号を発生し、線電流に対するスイッチングの影響の測定を可能とする。同じ従属期間の他のＰＷＭ信号の持続期間をある値だけ短縮し、これら他のＰＷＭ信号の短縮の和を求め、測定間隔を定義するＰＷＭ信号の増加分を補償している。

特許文献３記載の３相ブラシレスＡＣモータのための駆動システムは、単一センサを用いて相のすべてにおいて電流の計測を可能にしながらパワー出力を向上させるために、トランジスタ切り替えパターンを最適化するように構成されている。これは、単一センサ法によって決定される最小状態時間要件を満たすために３つ以上の状態が要求される場合の電圧デマンドベクトルｘを規定し、単一電流検知を依然として可能とさせながら、要求ベクトルｘを生成する３つ以上の状態ベクトルを計算することによって実現されている。

特許文献４記載の出力信号における何らかのドリフトをモータ運動中に補償できるブラシレスモータを監視する方法においては、電流測定手段を使用してモータの各巻線へ流入または流出する電流を監視して電流を表示する出力信号を生成し、電流測定手段を通して流れる瞬時電流が実質的にゼロと知られる時に電流測定手段の出力を測定し、実測定出力信号値と理想出力信号値の間の何らかの差を補償する修正出力信号を生成している。

特許文献５においては、搬送波として三角状信号を使用しており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相という用語の替わりに、ｈ相、ｍ相、ｌ相という用語が使用されており、ｈ相とｍ相との時間間隔がｔ１、ｍ相とｌ相との時間間隔がｔ２で表されている。特許文献５のＦＩＧ．７に示されるように、時間間隔ｔ１、ｔ２がそれぞれしきい値（ｍｗ）より小さいとき、Ｃａｓｅ２の処理が行われる。時間間隔ｔ１、ｔ２のいずれかがしきい値（ｍｗ）より小さいとき、Ｃａｓｅ３またはＣａｓｅ４の処理が行われる。Ｃａｓｅ２の処理の場合（ＦＩＧ．１３参照）、Ｄｕｔｙ最大相が左側にシフトされ、Ｄｕｔｙ最小相が右側にシフトされる（ＦＩＧ．１２Ｂ参照）。Ｃａｓｅ３の処理の場合（ＦＩＧ．１５参照）でかつ一つの相のみのシフトでよいと判断したとき（ステップ１４８のＮ）、Ｄｕｔｙ最大相が左側にシフトされる（ＦＩＧ．１４Ｂ参照）。Ｃａｓｅ４の処理の場合（ＦＩＧ．１７参照）でかつ一つの相のみのシフトでよいと判断したとき（ステップ１６６のＮ）、Ｄｕｔｙ最小相が左側にシフトされる（ＦＩＧ．１６Ｂ参照）。

このように、１つの相と他の相のスイッチング時の時間間隔が小さい場合に、例えば所定相の位相をシフトする補正を施すことで、１つの相と他の相のスイッチング時の時間間隔が大きくなり、単一の電流検出器を用いて多相電動機の各相の正確な電流値を検出することができるようになる。しかし、シフト補正を施した結果、多相電動機を駆動するためのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの周波数が可聴周波数内に含まれていると、利用者に騒音として聞こえてしまい、不快感を与える。

例えば、上記特許文献２の制御方法では、ＰＷＭ信号を補正させた場合、制御周波数と補正後の電流リップル周波数が同一になる。特許文献２の制御方法では、制御サイクル時間（周期）は４００μｓであるので、制御周波数と補正後の電流リップル周波数は、２．５ｋＨｚとなる。補正後のＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすることにより、スイッチング時に電流リップルが発生する。この電流リップルの周波数が、可聴域に含まれる場合には、利用者にとって騒音として聞こえてしまい、不快と感じさせてしまう。人間では通常２０Ｈｚから、個人差があるが１５ｋＨｚないし２０ｋＨｚ程度の音を感じることができ、この周波数帯域は可聴域と呼ばれる。すなわち、５０μｓから５０ｍｓの制御サイクル時間を有する場合に騒音が発生してしまう。このような騒音を防止するために以下のような技術が考えられている。

特許文献６記載の電動式パワーステアリングのモータ駆動装置は、２対あるスイッチング素子のうち、各対の一方のスイッチング素子を導通保持用とし、他方のスイッチング素子を高速スイッチング用にしてあるとともに、高速スイッチングのためのパルス幅変調信号の周波数を可聴周波領域よりも高くしてあるため、フライホイール・ダイオードによる電流継続効果を有効に活用して操舵トルクに対するモータの出力トルクのリニアリティを向上することができるとともに、パルス幅変調信号によるスイッチングにもかかわらず、振動音の発生を防止している。

特許文献７記載のインバータ装置は、外部からの周波数指令に比例した周波数の磁束指令信号とインバータ出力電圧を積分する積分回路より出力されるモータ電圧積分信号の誤差を増幅して得られる変調波信号と、非可聴周波数のキャリア周波数である三角波信号とを比較することによってＰＷＭ信号を発生する。

特許文献８記載の電動車両の制御装置は、バッテリ及びモータ間に設けたインバータをＰＷＭ制御手段でＰＷＭ制御することにより、バッテリの電力でモータを駆動するものであり、通常はインバータのスイッチングノイズを低減するためにＰＷＭ制御手段の周波数を可聴周波数よりも高く設定しておく。モータ運転状態検出手段がモータが低速高負荷運転状態にあることを検出し、インバータのスイッチング素子が過熱する可能性がある場合には、周波数変更手段がＰＷＭ制御手段の周波数を低下させることにより、インバータのスイッチング素子の過熱による損傷を防止している。

しかしながら、鋸歯状信号や三角状信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができる多相電動機の制御装置であって、十分な騒音防止効果を有するものはまだ提供されていない。

図８は、本発明によらない場合の比較例を示した図であり、２相とも検出不可能である場合のタイミングチャートである。１制御周期は２５０μｓｅｃであり、５０μｓｅｃ周期の鋸歯状信号に基づいたＰＷＭ信号の５周期からなる。図では、前回の制御周期Ｔ１の第４と第５番目の周期および今回の制御周期Ｔ２の第１から第５番目の周期での動作を示している。前回の制御周期Ｔ１においては、Ａ相ＰＷＭ信号がデューティ５２％、Ｂ相ＰＷＭ信号がデューティ４７％、Ｃ相ＰＷＭ信号がデューティ５１％の場合を示している。デューティ最小相のＢ相と中間相のＣ相間、中間相のＣ相と最大相のＡ相間の時間間隔がそれぞれ４％および１％と短いため、位相のシフトをしなければその期間のスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そのため、最小相のＢ相のＰＷＭ信号を左側に（位相を早めるように）位相を８％シフトし、最大相のＡ相のＰＷＭ信号を右側に（位相を遅らせるように）位相を１１％シフトしている。これにより、Ｂ相とＣ相、およびＡ相とＣ相のスイッチング時間間隔がいずれも１２％と大きくなり、各ＰＷＭ周期においてＡ相及びＢ相の正確な電流値を検出できる。

次に、今回の制御周期Ｔ２の第１から第５番目の周期での動作について述べる。今回の制御周期Ｔ２においては、Ａ相ＰＷＭ信号がデューティ５２％から５１％に減少し、Ｂ相ＰＷＭ信号がデューティ４７％で変化なしであり、Ｃ相ＰＷＭ信号がデューティ５１％から５２％へ増加している。したがって、デューティ最大相がＡ相からＣ相に変化し、デューティ中間相がＣ相からＡ相に変化した。なお、デューティ最小相は今回もＢ相である。デューティ最小相のＢ相と中間相のＡ相間、中間相のＡ相と最大相のＣ相間の時間間隔がそれぞれ４％および１％と短いため、位相のシフトをしなければその期間のスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そのため、最小相のＢ相のＰＷＭ信号を左側に（位相を早めるように）位相を８％シフトし、最大相のＣ相のＰＷＭ信号を右側に（位相を遅らせるように）位相を１１％シフトし、中間相のＡ相のＰＷＭ信号をシフトしないことになる。

これにより、今回の制御周期Ｔ２の５つの各ＰＷＭ周期において、Ａ相とＢ相、およびＣ相とＡ相のスイッチング時間間隔がいずれも１２％と大きくなり、各ＰＷＭ周期においてＡ相及びＢ相の正確な電流値を検出できる。Ａ／Ｄ変換の実施タイミングについては、いずれかの周期において、偶数ベクトル状態（１，０，１）で、中間相であるＡ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間にＢ相の電流値の検出を実施し、奇数ベクトル状態（０，０，１）で、最大相であるＣ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間にＣ相の電流値の検出を実施している。なお、ベクトルについては、本発明の実施形態の説明の個所で後述する。

なお、この例は、Ａ相についてはシフトありからシフトなしに変化し、Ｂ相についてはシフトありのままでシフト量が変化せず、Ｃ相についてはシフトなしからシフトありに変化した場合である。このように、前回と今回の制御周期Ｔ１，Ｔ２において各相のデューティの大小関係が変化することにより、シフトあり／なしが変化する場合、前回の制御周期Ｔ１の終わりの時刻、すなわち今回の制御周期Ｔ２のスタート時刻において、シャント波形（電流検出用のシャント抵抗の両端に生じる電圧の波形）に表れているように、瞬間的な電流変動が発生する。この急激な電流変動に伴い、モータから電流リップルに基づく騒音が発生するという問題があった。なお、シャント波形は、前回の制御周期Ｔ１においてはＡ相と−Ｂ相の電流を、また、今回の制御周期Ｔ２においてはＣ相と−Ｂ相の電流をそれぞれ示している。これらは異なった波形となっている。

特開２００７−１１２４１６号公報 特開平１０−１５５２７８号公報 特表２００５−５３１２７０号公報 特開２００１−９５２７９号公報 米国特許第６７３５５３７号明細書 特許第２５４０１４０号公報 特開昭６３−７３８９８号公報 特開平９−１９１５０８号公報

以上のように、各制御周期Ｔ１，Ｔ２におけるシフト状態が変化することで、急激な電流変動に伴う電流リップルの影響により騒音が発生する場合がある。シフト状態の変化には次の３通りがある。
（１）シフトなし→シフトありに変化
（２）シフトあり→シフトなしに変化
（３）シフトあり（シフト量Ａ）→シフトあり（シフト量Ｂ）であって、シフト量が変化する（すなわち、Ａ≠Ｂ）

本発明は、上述した問題点に鑑み、単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができ、ＰＷＭ信号の変化に伴う電流リップルによって生じる騒音の発生を防止することができる多相電動機の制御装置を提供することを目的としている。

本発明に係る多相電動機の制御装置は、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対からなり、多相電動機を駆動する駆動手段と、多相電動機の電流値を検出する単一の電流検出手段と、電流検出手段で検出される電流値およびキャリア信号に基づいて、一制御周期内で複数の各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号を、一制御周期内での位相の移動量を徐々に変化させて移動させ、駆動手段に出力する位相移動手段と、を備えたことを特徴とする。

このようにすることで、位相移動手段が所定相のＰＷＭ信号を、一制御周期内での位相の移動量を徐々に変化させて移動させ、駆動手段に出力するので、ＰＷＭ信号の変化による電流の急変を抑えて、電流リップルに基づく騒音の発生を防止することができるとともに、本来は電流値を検出することができないほど所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が短い場合でも、位相が移動された所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が大きくなり、移動させた所定相の電流値が安定した状態において電流値を検出することができるため、各相のデューティを変えることなく単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができる。

また、本発明では、直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロであり、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでない場合、位相移動手段は、今回の制御周期においてシフト量をゼロから徐々に大きくしてゆく。あるいは、直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでなく、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロである場合、位相移動手段は、今回の制御周期においてシフト量をゼロに向けて徐々に小さくしてゆく。

これによると、直前の制御周期における所定相の位相の移動量と当該制御周期における所定相の位相の移動量が異なる場合、一制御周期内での位相の移動量を直前の移動量から徐々に変化させるので、ＰＷＭ信号の変化による電流の急変を抑えて、電流リップルに基づく騒音の発生を防止することができる。

また、本発明では、前記の多相電動機の制御装置において、ＰＷＭ信号生成手段で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、電流検出手段で電流値を検出可能か不可かを判定する電流検出可否判定手段を備え、位相移動手段は、電流検出可否判定手段が電流検出不可と判定した場合に、ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号の位相を移動させるようにしてもよい。また、電流検出可否判定手段が電流検出不可と判定した場合に、上アームスイッチング素子のＯＮする個数が偶数か奇数かを判定するスイッチング個数判定手段を更に備え、位相移動手段は、スイッチング個数判定手段の判定結果に基づいて、ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号の位相を移動させるようにしてもよい。

これによると、本来は電流値を検出することができないほど所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が短い場合でも、位相が移動された所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が大きくなり、移動させた所定相の電流値が安定した状態において電流値を検出することができるため、各相のデューティを変えることなく単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができる。

また、本発明では、前記の多相電動機の制御装置において、当該制御周期の最終周期において、各相ＰＷＭ信号の変化する時刻に基づいて、電流検出手段の電流検出期間を決定する電流検出期間決定手段を備えてもよい。

これによると、当該制御周期の最終周期において、所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が最も大きくなっているので、所定相のＰＷＭ信号の変化する時刻の直前のスイッチングノイズの影響のほとんどない電流値が安定した状態において、電流値を検出することができるため、各相のデューティを変えることなく単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができる。

本発明に係る多相電動機の制御装置によれば、位相移動手段が所定相のＰＷＭ信号を、一制御周期内での位相の移動量を徐々に変化させて移動させ、駆動手段に出力するので、ＰＷＭ信号の変化による電流の急変を抑えて、電流リップルに基づく騒音の発生を防止することができる。また、本来は電流値を検出することができないほど所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が短い場合でも、位相が移動された所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が大きくなり、移動させた所定相の電流値が安定した状態において電流値を検出することができるため、各相のデューティを変えることなく単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができる。

以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のブロック図である。本発明の実施形態に係る多相電動機７の制御装置１は次のような構成である。駆動手段６は、図２の回路図の説明で後述するように電源とグランドとの間に接続され、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対からなり、多相電動機７を駆動する。電流検出手段８は、駆動手段６とグランドとの間に接続され、所定時刻で多相電動機７に流れる電流値を検出する。ＰＷＭ信号生成手段２は、電流検出手段８で検出された電流値および所定の周波数を有する鋸歯状信号に基づいて、各相ＰＷＭ信号を生成する。

電流検出可否判定手段３は、ＰＷＭ信号生成手段２で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、電流検出手段８で電流値を検出可能か不可か、すなわち、電流検出手段８で正確な電流値が検出できるだけのスイッチングの時間間隔があるか否かを判定する。スイッチング個数判定手段４は、電流検出可否判定手段３が電流検出不可と判定した場合に、３個の上アームスイッチング素子の内スイッチング素子がＯＮする個数が偶数であるか否かを判定する。位相移動手段５は、スイッチング個数判定手段４の判定結果に基づいて、ＰＷＭ信号生成手段２が生成した所定相のＰＷＭ信号の位相を、一制御周期内で移動量を徐々に変化させて早めまたは遅らせ、位相の移動したＰＷＭ信号を駆動手段６に出力する。電流検出期間決定手段１０は、位相移動手段５で決定された各相のＰＷＭ信号の立ち下がり時刻に基づいて、電流検出手段８による電流検出開始タイミング及び電流検出期間を決定する。各相電流算出手段９は、電流検出手段８で検出された電流値と、ＰＷＭ信号生成手段２で生成されたＰＷＭ信号とに基づいて、直接検出することができない残りの相の電流値を算出する。

図２は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置１の回路図である。ＣＰＵ２２は、Ｕ相上段、Ｖ相上段及びＷ相上段の各ＰＷＭ信号をデッドタイム生成ブロック２３に出力する。デッドタイム生成ブロック２３は、それらの信号を入力し、回路保護のため各相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子に対する信号が両方ＯＮとならないように、両方の信号がＯＦＦとなるわずかな時間間隔を設けて、Ｕ相上段、Ｕ相下段、Ｖ相上段、Ｖ相下段、Ｗ相上段及びＷ相下段の各ＰＷＭ信号を生成してドライバーＩＣ２４に出力する。なお、デッドタイム生成ブロック２３の機能をＣＰＵ２２内のソフトウェアで構成するようにしてもよい。

ドライバーＩＣ２４は、それらの信号を入力し、ＦＥＴブリッジ２５を制御する。ＦＥＴブリッジ２５は、電源ＶＲとグランドとの間に接続され、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子３対から成る。上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子３対の中間部が３相電動機の各相に接続される。単一のシャント抵抗２６は、ＦＥＴブリッジ２５とグランドとの間に接続されている。シャント抵抗２６の両端の電圧は、オペアンプと抵抗等からなる電流検出回路２７を介してＣＰＵ２２のＡ／Ｄ変換ポートに入力される。

なお、本回路の基本機能は次の通りである。相電流検出周期は２５０μｓｅｃ、検出方式は２相検出・１相推定方式、ＰＷＭモードは鋸波ＰＷＭである。

図２の構成において、ＣＰＵ２２は、図１における電流検出可否判定手段３、スイッチング個数判定手段４、位相移動手段５、各相電流算出手段９および電流検出期間決定手段１０を構成し、ＣＰＵ２２およびデッドタイム生成ブロック２３は、図１におけるＰＷＭ信号生成手段２を構成し、ＦＥＴブリッジ２５は、図１における駆動手段６を構成し、シャント抵抗２６および電流検出回路２７は、図１における電流検出手段８を構成する。また、図１の多相電動機７として、本実施形態では、３相電動機が用いられる。３相電動機は、例えば車両の電動パワーステアリング装置に用いられるブラシレスモータである。

図３は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置１のフローチャートである。最初に、ＰＷＭ信号生成手段２がＵＶＷの各相のＰＷＭ指令値を決定する（Ｓ１）。次に、詳細は後述するようにＵＶＷの各相のデューティに基づきパターン判定を行う（Ｓ２）。次に、電流検出可否判定手段３による検出可否の場合分けを行う（Ｓ３〜Ｓ５）。まず、３相のうち２相が検出可能かどうかを判定する（Ｓ３）。２相が検出可能でなければ（Ｓ３でＮｏ）、３相のうち１相が検出可能かどうかを判定する（Ｓ４）。そこでさらに１相が検出可能であれば（Ｓ４でＹｅｓ）、スイッチング個数判定手段４が偶数ベクトルが検出可能かどうかを判定する（Ｓ５）。偶数ベクトルが検出不可能であれば（Ｓ５でＮｏ）、奇数ベクトルが検出可能であることになる。偶数ベクトルと奇数ベクトルについては後述する。

次に位相移動手段５が、検出可否判定条件に基づき移動が必要な相と必要なシフト量を算出する。まず、２相が検出可能である場合には（Ｓ３でＹｅｓ）、移動を必要とせずＰＷＭ各相の位相シフト量はゼロでよい（Ｓ６）。偶数ベクトルのみが検出可能である場合には（Ｓ５でＹｅｓ）、デューティが最大である相の位相を遅らせることとなり、そのシフト量を計算する（Ｓ７）。奇数ベクトルのみが検出可能である場合には（Ｓ５でＮｏ）、デューティが最小である相の位相を早めることとなり、そのシフト量を計算する（Ｓ８）。１相も検出不可能である場合には（Ｓ４でＮｏ）、デューティが最大である相の位相と、デューティが最小である相の位相を両方シフトすることとなり、それぞれのシフト量を計算する（Ｓ９）。次に、電流検出期間決定手段１０は、位相移動手段５で決定された各相のＰＷＭ信号の立ち下がり時刻に基づいて、電流検出手段８による電流検出開始タイミングを決定する（Ｓ１０）。電流検出開始タイミングについては後で述べる。

次に、位相移動手段５は計算されたシフト量だけ各相のＰＷＭ位相シフトを実施する（Ｓ１１）。なお、一制御周期内の５つの各周期におけるシフト量の算出についての説明は図４で詳述する。ただし、ＰＷＭ位相シフト無しの場合（Ｓ６）には、位相シフト量はゼロである。次に、後述する２箇所の電流検出開始タイミングになったときに（Ｓ１２でＹｅs）、電流検出手段８がＡ／Ｄ変換を開始する（Ｓ１３）。このＡ／Ｄ変換期間中は各相のスイッチングは発生せず、Ａ／Ｄ変換に必要な時間が経過した時点で所定相のＰＷＭ信号が立ち下がる。このようにして電流検出手段８が２相の電流を検出した後、各相電流算出手段９はキルヒホッフの法則（３相電動機に流れ込む３電流の合計はゼロである。すなわち、Ｕ相電流：Ｉｕ、Ｖ相電流：Ｉｖ、Ｗ相電流：Ｉｗとしたとき、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）に基づいて、検出していない残りの１相の電流値を算出する（Ｓ１４）。

図４は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置１の制御周期内の５つの各周期におけるシフト量の算出についてのフローチャートである。本制御において、制御周期は２５０μｓｅｃであり、５０μｓｅｃ周期の鋸歯状信号に基づいたＰＷＭ信号の５周期からなる。最初に、各相について、今回の制御周期の位相シフト量と前回の制御周期の位相シフト量との差Ｄを算出する（Ｓ２１）。次に、各相について、今回の制御周期の第ｎ番目の周期における位相シフト量を、（前回の第５番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・ｎ／５とする（Ｓ２２）。すなわち、第１番目の周期における位相シフト量を、（前回の第５番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ／５、第２番目の周期における位相シフト量を、（前回の第５番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・２／５、第３番目の周期における位相シフト量を、（前回の第５番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・３／５、第４番目の周期における位相シフト量を、（前回の第５番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・４／５、そして、最終の第５番目の周期における位相シフト量を、（前回の第５番目の周期における位相シフト量）＋Ｄとする。

特に、直前の制御周期における所定相の位相の移動量と今回の制御周期における所定相の位相の移動量が同じ場合は、Ｄ＝０となり、今回の制御周期のすべての周期における位相シフト量は、前回の第５番目の周期における位相シフト量と同じとなる。すなわち、直前の制御周期と今回の制御周期におけるシフトの状態に変化はない。

また、直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロであり、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでない場合は、今回の制御周期の第ｎ番目の周期における位相シフト量は、Ｄ・ｎ／５となる。すなわち、今回の制御周期においては、シフト量をゼロから徐々に大きくしていくことになる。

また、直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでなく、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロである場合は、Ｄ＝−（前回の第５番目の周期における位相シフト量）であるので、今回の制御周期の第ｎ番目の周期における位相シフト量は、
（前回の第５番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・ｎ／５
＝（前回の第５番目の周期における位相シフト量）・（１−ｎ／５）
となる。すなわち、今回の制御周期においてはシフト量を徐々に小さくしていき、最終の周期においてシフト量がゼロになる。

表１は、ＰＷＭパターン判定条件、検出可能ベクトル、検出電流及びＡ／Ｄ変換タイミングを示す表である。ｗ＿ｐｗｍＵ、ｗ＿ｐｗｍＶ、ｗ＿ｐｗｍＷはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の指令値のデューティ比を示している。３相のデューティ比の大小関係により６パターンに分類される。例えば、ｗ＿ｐｗｍＵ≧ｗ＿ｐｗｍＷ≧ｗ＿ｐｗｍＶの場合は表１のパターン３となる。各パターンにおいては、以下の４つの場合がある。すなわち、
（１）２相検出可能な場合
（２）奇数ベクトルのみ検出可能な場合
（３）偶数ベクトルのみ検出可能な場合
（４）２相とも検出不可能な場合
である。

例えばパターン３の場合で、奇数ベクトルを検出する場合は、３相のうちＵ相を検出する場合であり、検出可能ベクトルは（１，０，０）となる。このベクトルは、第１要素（１）で上アームスイッチング素子のうちＵ相がＯＮ、第２要素（０）でＶ相がＯＦＦ、第３要素（０）でＷ相がＯＦＦの状態を表しており、３要素のうちＯＮ（１）であるスイッチング素子の個数が１個であるので奇数ベクトルである。その場合の検出可否判定条件は、電流値が安定する期間内にＡ／Ｄ変換を行うに必要な最小時間を５０μｓｅｃ周期の１２％とした場合、（ｗ＿ｐｗｍＵ）−（ｗ＿ｐｗｍＷ）≧１２％であり、検出可能タイミングとしては、Ｕ相上段ＯＦＦのタイミングを基準とする。すなわち、Ａ／Ｄ変換に必要な時間を考慮して、Ｕ相上段ＯＦＦのタイミングからＡ／Ｄ変換に必要な時間だけ前のタイミングでＡ／Ｄ変換を開始すれば、Ａ／Ｄ変換の終了時刻がＵ相上段ＯＦＦのタイミングと一致するので、それが電流値が安定する最適なタイミングになる。

また、偶数ベクトルを検出する場合は、−Ｖ相を検出する場合であり、検出可能ベクトルは（１，０，１）となる。このベクトルは、第１要素（１）で上アームスイッチング素子のうちＵ相がＯＮ、第２要素（０）でＶ相がＯＦＦ、第３要素（１）でＷ相がＯＮの状態を表しており、３要素のうちＯＮ（１）であるスイッチング素子の個数が２個であるので偶数ベクトルである。その場合の検出可否判定条件は、（ｗ＿ｐｗｍＷ）−（ｗ＿ｐｗｍＶ）≧１２％であり、検出可能タイミングとしては、Ｗ相上段ＯＦＦのタイミングを基準とする。すなわち、Ａ／Ｄ変換に必要な時間を考慮して、デューティ中間相であるＷ相上段ＯＦＦのタイミングからＡ／Ｄ変換に必要な時間だけ前のタイミングでＡ／Ｄ変換を開始すれば、Ａ／Ｄ変換の終了時刻がＷ相上段ＯＦＦのタイミングと一致するので、それが電流値が安定する最適なタイミングになる。他のパターンについても同様の考え方であるのでパターン３以外の説明を省略する。

Ａ／Ｄ変換器による電流値の十分な検出時間（例えばＭＩＮ＿ＤＵＴＹ=１２％）が確保できず、電流値が安定しないために正確な電流値が検出できない場合、その制御周期（５０μｓｅｃ×５周期）の間、ドライバーＩＣの各ＰＷＭ入力信号について以下のように位相をシフトさせる。なお、２相検出可能な場合は、ＰＷＭ位相シフトの必要はない。

表２は、偶数ベクトルのみ検出可能な場合を示す表である。偶数ベクトルのみ検出可能な場合は、２相とも電流値が安定する検出可能な時間を確保するため、表２のようにシフトを実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最大相についてのみ、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（最大相Ｄｕｔｙ％−中間相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で右側（位相を遅らせる側）にシフトする。Ｄｕｔｙ中間相とＤｕｔｙ最小相についてはシフトは無しである。

表３は奇数ベクトルのみ検出可能な場合を示す表である。奇数ベクトルのみ検出可能な場合は、２相とも電流が安定する検出可能な時間を確保するため、表３のようにシフトを実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最小相についてのみ、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（中間相Ｄｕｔｙ％−最小相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で左側（位相を早める側）にシフトする。Ｄｕｔｙ最大相とＤｕｔｙ中間相についてはシフトは無しである。

表４は２相とも検出不可能な場合を示す表である。２相とも検出不可能な場合は、２相とも電流値が安定する検出可能な時間を確保するため、表４のようにシフトを実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最大相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（最大相Ｄｕｔｙ％−中間相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で右側（位相を遅らせる側）にシフトする。また、Ｄｕｔｙ最小相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（中間相Ｄｕｔｙ％−最小相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で左側（位相を早める側）にシフトする。Ｄｕｔｙ中間相についてはシフトは無しである。

図５は、２相とも検出不可能で、パターンが変化する場合のタイミングチャートである。１制御周期は２５０μｓｅｃであり、５０μｓｅｃ周期の鋸歯状信号に基づいたＰＷＭ信号の５周期からなる。図では、前回の制御周期Ｔ１の第４と第５番目の周期および今回の制御周期Ｔ２の第１から第５番目の周期での動作を示している。前回の制御周期Ｔ１においては、Ａ相ＰＷＭ信号がデューティ５２％、Ｂ相ＰＷＭ信号がデューティ４７％、Ｃ相ＰＷＭ信号がデューティ５１％の場合を示している。この状態は、上記表１におけるパターン３に該当する。デューティ最小相のＢ相と中間相のＣ相間、中間相のＣ相と最大相のＡ相間の時間間隔がそれぞれ４％および１％と短いため、位相のシフトをしなければその期間のスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そのため、最小相のＢ相のＰＷＭ信号につき左側に（位相を早めるように）位相を８％シフトし、最大相のＡ相のＰＷＭ信号につき右側に（位相を遅らせるように）位相を１１％シフトする必要がある。これにより、Ｂ相とＣ相、およびＡ相とＣ相のスイッチング時間間隔がいずれも１２％と大きくなり、制御周期Ｔ１の最終の第５番目のＰＷＭ周期においてＡ相及びＢ相の正確な電流値を検出できる。

次に、今回の制御周期Ｔ２の第１から第５番目の周期での動作について述べる。今回の制御周期Ｔ２においては、Ａ相ＰＷＭ信号がデューティ５２％から５１％に減少し、Ｂ相ＰＷＭ信号がデューティ４７％で変化なしであり、Ｃ相ＰＷＭ信号がデューティ５１％から５２％へ増加している。したがって、デューティ最大相がＡ相からＣ相に変化し、デューティ中間相がＣ相からＡ相に変化した。なお、デューティ最小相は今回もＢ相である。この状態は、上記表１におけるパターン４に該当する。デューティ最小相のＢ相と中間相のＡ相間、中間相のＡ相と最大相のＣ相間の時間間隔がそれぞれ４％および１％と短いため、その期間のスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そのため、最小相のＢ相のＰＷＭ信号につき左側に（位相を早めるように）位相を８％シフトし、最大相のＣ相のＰＷＭ信号につき右側に（位相を遅らせるように）位相を１１％シフトし、中間相のＡ相のＰＷＭ信号をシフトしないことになる。今回の制御周期Ｔ２の位相シフト量と前回の制御周期Ｔ１の位相シフト量との差Ｄは、Ａ相については−１１％、Ｂ相については０％、Ｃ相については１１％となる。

次に、各相について、今回の制御周期Ｔ２の第ｎ番目の周期における位相シフト量を、（前回の第５番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・ｎ／５の式を用いて算出する。すなわち、Ａ相については第１番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％／５＝１１％×４／５、第２番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％×２／５＝１１％×３／５、第３番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％×３／５＝１１％×２／５、第４番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％×４／５＝１１％×１／５、そして、最終の第５番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％＝０％とする。

Ｂ相については第１番目の周期における位相シフト量は、−８％＋０％／５＝−８％、第２番目の周期における位相シフト量は、−８％＋０％×２／５＝−８％、第３番目の周期における位相シフト量は、−８％＋０％×３／５＝−８％、第４番目の周期における位相シフト量は、−８％＋０％×４／５＝−８％、そして、最終の第５番目の周期における位相シフト量は、−８％＋０％×５／５＝−８％とする。すなわち、どの周期においてもシフト量に変化はない。

Ｃ相については第１番目の周期における位相シフト量は、０％＋１１％／５＝１１％／５、第２番目の周期における位相シフト量は、０％＋１１％×２／５＝１１％×２／５、第３番目の周期における位相シフト量は、０％＋１１％×３／５＝１１％×３／５、第４番目の周期における位相シフト量は、０％＋１１％×４／５＝１１％×４／５、そして、最終の第５番目の周期における位相シフト量は、０％＋１１％×５／５＝１１％とする。

これにより、最終の第５番目の周期において、Ａ相とＢ相、およびＣ相とＡ相のスイッチング時間間隔がいずれも１２％と大きくなり、最終の第５番目のＰＷＭ周期においてＡ相及びＢ相の正確な電流値を検出できる。Ａ／Ｄ変換の実施タイミングについては、第５番目のＰＷＭ周期において、偶数ベクトル状態（１，０，１）で、中間相であるＡ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間にＢ相の電流値の検出を実施し（左側の網掛部分）、奇数ベクトル状態（０，０，１）で、最大相であるＣ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間にＣ相の電流値の検出を実施している（右側の網掛部分）。

なお、この例は、Ａ相についてはシフトありからシフトなしに変化し、シフト量が減少した場合であり、Ｂ相についてはシフトありのままで、シフト量が変化しない場合であり、Ｃ相についてはシフトなしからシフトありに変化し、シフト量が増加した場合である。

図５に示すように、各相のＰＷＭ信号のシフトは各制御周期の５周期すべての期間において実施されており、位相の移動量が徐々に変化することから、ＰＷＭ信号のシフト時に急激な電流変化が生じないので、騒音の発生を防止できることがわかる。

図６は、パターンが変化せず、シフト量のみ変化する場合のタイミングチャートである。デューティの変化により２相とも検出不可能な状態から２相とも検出可能な状態に遷移している場合である。図では、前回の制御周期Ｔ１の第４と第５番目の周期および今回の制御周期Ｔ２の第１から第５番目の周期での動作を示している。前回の制御周期Ｔ１においては、Ａ相ＰＷＭ信号がデューティ５２％、Ｂ相ＰＷＭ信号がデューティ４７％、Ｃ相ＰＷＭ信号がデューティ５１％の場合を示している。この状態は、上記表１におけるパターン３に該当する。デューティ最小相のＢ相と中間相のＣ相間、中間相のＣ相と最大相のＡ相間の時間間隔がそれぞれ４％および１％と短いため、位相のシフトをしなければその期間のスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そのため、最小相のＢ相のＰＷＭ信号につき左側に（位相を早めるように）位相を８％シフトし、最大相のＡ相のＰＷＭ信号につき右側に（位相を遅らせるように）位相を１１％シフトする必要がある。これにより、Ｂ相とＣ相、およびＡ相とＣ相のスイッチング時間間隔がいずれも１２％と大きくなり、制御周期Ｔ１の最終の第５番目のＰＷＭ周期においてＡ相及びＢ相の正確な電流値を検出できる。

次に、今回の制御周期Ｔ２の第１から第５番目の周期での動作について述べる。今回の制御周期Ｔ２においては、Ａ相ＰＷＭ信号がデューティ５２％から７５％に増加し、Ｂ相ＰＷＭ信号がデューティ４７％から２５％に減少し、Ｃ相ＰＷＭ信号がデューティ５１％から５０％に減少している。したがって、デューティ最大相はＡ相、デューティ中間相はＣ相、デューティ最小相はＢ相で変化はない。したがって、この状態は上記表１におけるパターン３に該当する。デューティ最小相のＢ相と中間相のＣ相間、中間相のＣ相と最大相のＡ相間の時間間隔がともに２５％と十分長いため、その期間のスイッチングノイズが収まり、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれる。そのため、各相のＰＷＭ信号をシフトしないことになる。今回の制御周期Ｔ２の位相シフト量と前回の制御周期Ｔ１の位相シフト量との差Ｄは、Ａ相については−１１％、Ｂ相については８％、Ｃ相については０％となる。

次に、各相について、今回の制御周期Ｔ２の第ｎ番目の周期における位相シフト量を、（前回の第５番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・ｎ／５の式を用いて算出する。すなわち、Ａ相については第１番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％／５＝１１％×４／５、第２番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％×２／５＝１１％×３／５、第３番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％×３／５＝１１％×２／５、第４番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％×４／５＝１１％×１／５、そして、最終の第５番目の周期における位相シフト量は、１１％−１１％＝０％とする。

Ｂ相については第１番目の周期における位相シフト量は、−８％＋８％／５＝−８％×４／５、第２番目の周期における位相シフト量は、−８％＋８％×２／５＝−８％×３／５、第３番目の周期における位相シフト量は、−８％＋８％×３／５＝−８％×２／５、第４番目の周期における位相シフト量は、−８％＋８％×４／５＝−８％×１／５、そして、最終の第５番目の周期における位相シフト量は、−８％＋８％×５／５＝０％とする。

Ｃ相については第１番目の周期における位相シフト量は、０％＋０％／５＝０％、第２番目の周期における位相シフト量は、０％＋０％×２／５＝０％、第３番目の周期における位相シフト量は、０％＋０％×３／５＝０％、第４番目の周期における位相シフト量は、０％＋０％×４／５＝０％、そして、最終の第５番目の周期における位相シフト量は、０％＋０％×５／５＝０％とする。すなわち、どの周期においてもシフトはしない。

これにより、最終の第５番目の周期において、Ａ相とＣ相、およびＣ相とＢ相のスイッチング時間間隔がいずれも２５％と大きいので、最終の第５番目のＰＷＭ周期においてＡ相及びＢ相の正確な電流値を検出できる。Ａ／Ｄ変換の実施タイミングについては、第５番目のＰＷＭ周期において、偶数ベクトル状態（１，０，１）で、中間相であるＣ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間にＢ相の電流値の検出を実施し（左側の網掛部分）、奇数ベクトル状態（１，０，０）で、最大相であるＡ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間にＡ相の電流値の検出を実施している（右側の網掛部分）。

なお、この例は、Ａ相についてはシフトありからシフトなしに変化し、シフト量が減少した場合であり、Ｂ相についてはシフトありからシフトなしに変化し、シフト量が増加した場合であり、Ｃ相についてはシフトなしのままで変化しない場合である。

図６に示すように、各相のＰＷＭ信号のシフトは各制御周期の５周期すべての期間において実施されており、位相の移動量が徐々に変化することから、ＰＷＭ信号のシフト時に急激な電流変化が生じないので、騒音の発生を防止できることがわかる。

図７は、２相とも検出不可能で、パターンが変化する場合のタイミングチャートおよびシャント波形を示す図である。シャント波形を示す部分以外のＡ相、Ｂ相、Ｃ相のＰＷＭ信号のスイッチングタイミングについては、図５と同じであるので説明を省略する。シャント波形については、前回の制御周期Ｔ１においてはＡ相と−Ｂ相の電流を、また、今回の制御周期Ｔ２においてはＣ相と−Ｂ相の電流をそれぞれ示している。このシャント波形からわかるように、本発明に係る多相電動機の制御装置によれば、所定相のＰＷＭ信号を、一制御周期内での位相の移動量を徐々に変化させて移動させているので、前回の制御周期Ｔ１の終わりの時刻、すなわち今回の制御周期Ｔ２のスタート時刻において、急激な電流変化が抑制され、５周期にわたって変化分が分散されている。したがって、スイッチングによる電流リップルの周期が１制御周期の制御サイクル時間２５０μｓｅｃと同じになることはなく、鋸歯状信号のキャリア周期の５０μｓｅｃプラスマイナス数％程度であり、この周期に相当する周波数は可聴域には入っていない。したがって、騒音の発生を防止できていることがわかる。

また、三角状信号を使用した場合においても、これまで説明を行った鋸歯状信号の場合と同様に本発明の手法を適用できる。すなわち、各相のＰＷＭ信号のシフトを各制御周期の５周期の期間において徐々に変化するように実施すれば、ＰＷＭ信号に基づいたスイッチングによる電流リップルの周波数が可聴域に含まれないようになり、騒音の発生を防止できるとともに、単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができる。

本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、上記実施形態では、一制御周期の構成を５周期としたが、５周期より短い周期や長い周期であってももちろん良い。また、位相の移動量を５等分して徐々に変化させたが、各周期での移動量の差を等しくせず、各周期で重みを変えて移動量を決定してもよい。

また、上記実施形態では、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子にＦＥＴを使用したが、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラモードトランジスタ）のような他のスイッチング素子を使用するようにしてもよい。さらに、電流検出手段は、実施形態に示した以外の構成を採用してもよく、電源とＦＥＴブリッジ間に設置してもよい。 また、多相電動機としてブラシレスモータを例に挙げたが、本発明は誘導電動機や同期電動機のような複数の相を有する電動機を制御するための制御装置全般に適用することができる。

本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のブロック図である。 本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の回路図である。 本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のフローチャートである。 制御周期内の５つの周期におけるシフト量の算出についてのフローチャートである。 ２相とも検出不可能で、パターンが変化する場合のタイミングチャートである。 パターンが変化せず、シフト量のみ変化する場合のタイミングチャートである。 ２相とも検出不可能で、パターンが変化する場合のタイミングチャートおよびシャント波形を示すである。 比較例における、２相とも検出不可能である場合のタイミングチャートである。

符号の説明

１ 多相電動機の制御装置
２ ＰＷＭ信号生成手段
３ 電流検出可否判定手段
４ スイッチング個数判定手段
５ 位相移動手段
６ 駆動手段
７ 多相電動機
８ 電流検出手段
９ 各相電流算出手段
１０ 電流検出期間決定手段
２２ ＣＰＵ
２３ デッドタイム生成ブロック
２４ ドライバーＩＣ
２５ ＦＥＴブリッジ
２６ シャント抵抗
２７ 電流検出回路
Ｔ１，Ｔ２ 制御周期

Claims (5)

1. 上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対からなり、多相電動機を駆動する駆動手段と、
   前記多相電動機の電流値を検出する単一の電流検出手段と、
   前記電流検出手段で検出される電流値およびキャリア信号に基づいて、一制御周期内で複数の各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号を、一制御周期内での位相の移動量を徐々に変化させて移動させ、前記駆動手段に出力する位相移動手段と、を備え、
   前記位相移動手段は、
   直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロであり、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでない場合は、今回の制御周期においてシフト量をゼロから徐々に大きくしてゆく
   ことを特徴とする多相電動機の制御装置。
2. 上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対からなり、多相電動機を駆動する駆動手段と、
   前記多相電動機の電流値を検出する単一の電流検出手段と、
   前記電流検出手段で検出される電流値およびキャリア信号に基づいて、一制御周期内で複数の各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号を、一制御周期内での位相の移動量を徐々に変化させて移動させ、前記駆動手段に出力する位相移動手段と、を備え、
   前記位相移動手段は、
   直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでなく、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロである場合は、今回の制御周期においてシフト量をゼロに向けて徐々に小さくしてゆく
   ことを特徴とする多相電動機の制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の多相電動機の制御装置において、
   前記ＰＷＭ信号生成手段で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、前記電流検出手段で電流値を検出可能か不可かを判定する電流検出可否判定手段を備え、
   前記位相移動手段は、前記電流検出可否判定手段が電流検出不可と判定した場合に、前記ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号の位相を移動させる
   ことを特徴とする多相電動機の制御装置。
4. 請求項３に記載の多相電動機の制御装置において、
   前記電流検出可否判定手段が電流検出不可と判定した場合に、上アームスイッチング素子のＯＮする個数が偶数か奇数かを判定するスイッチング個数判定手段を備え、
   前記位相移動手段は、前記スイッチング個数判定手段の判定結果に基づいて、前記ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号の位相を移動させる
   ことを特徴とする多相電動機の制御装置。
5. 請求項１または請求項２に記載の多相電動機の制御装置において、
   当該制御周期の最終周期において、各相ＰＷＭ信号の変化する時刻に基づいて、前記電流検出手段の電流検出期間を決定する電流検出期間決定手段を備える
   ことを特徴とする多相電動機の制御装置。

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