JP6099148B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）方式によりモータを制御するモータ制御装置に関し、特に、単一の電流検出手段を用いて各相の電流を検出するモータ制御装置に関する。

例えば、車両の電動パワーステアリング装置においては、ハンドルの操舵トルクに応じた操舵補助力をステアリング機構に与えるために、３相ブラシレスモータなどの電動式モータが設けられる。このモータの回転を制御する装置として、ＰＷＭ方式を用いたモータ制御装置が知られている（特許文献１〜１２参照）。

一般に、ＰＷＭ方式のモータ制御装置は、ＰＷＭ信号に基づいてモータを駆動するインバータ回路と、このインバータ回路の動作を制御する制御部と、モータ電流を検出する電流検出回路とを備えている。インバータ回路は、上下一対のアームを相の数だけ有しており、各組の上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子が設けられる。電流検出回路は、インバータ回路に流れる各相のモータ電流を検出する電流検出抵抗（以下「シャント抵抗」という。）を含む。制御部は、モータに流すべき電流の目標値と、シャント抵抗で検出された電流の値との偏差に基づき、インバータ回路の各スイッチング素子ごとに、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号を生成し、これをインバータ回路へ出力する。インバータ回路の各スイッチング素子は、このＰＷＭ信号によりオン・オフ動作を行う。これにより、電源からインバータ回路を通ってモータへ電流が流れ、モータが回転する。

ところで、モータ電流を検出するシャント抵抗を、インバータ回路の各相の下アームにそれぞれ設けた場合は、モータに流れる各相の電流を実測値として検出することができる。しかしながら、この場合は、相の数だけシャント抵抗が必要であり、回路構成が複雑となる。そこで、単一のシャント抵抗を用いて各相の電流を検出することが、従来より行われている（特許文献１〜３、５、１１等参照）。この方式を、以下「シングルシャント方式」と呼ぶ。シングルシャント方式では、シャント抵抗に流れる２相の電流を検出し、それらの検出値を用いて、残りの１相の電流を演算により求める（詳細は後述）。

図１１は、シングルシャント方式によるモータ制御装置の一例を示している。モータ制御装置２００は、電源回路５とモータ６との間に設けられており、インバータ回路２、電流検出回路３、および制御部２０を備えている。モータ６は、例えば車両の電動パワーステアリング装置に用いられる３相ブラシレスモータである。このモータ６の回転角度を検出するために、レゾルバなどの角度検出器７が設けられている。電源回路５は、直流電源、整流回路、および平滑回路などから構成される。

インバータ回路２は、上下一対のアームがＡ相、Ｂ相、Ｃ相に対応して３組設けられた３相ブリッジから構成されている。Ａ相の上アームａ１と下アームａ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を有している。Ｂ相の上アームａ３と下アームａ４は、それぞれスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を有している。Ｃ相の上アームａ５と下アームａ６は、それぞれスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を有している。これらのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなる。以下、各相の上アームのスイッチング素子を「上段スイッチング素子」、各相の下アームのスイッチング素子を「下段スイッチング素子」という。

モータ６に流れる電流を検出するための電流検出回路３は、シャント抵抗Ｒｓと増幅回路３１から構成される。シャント抵抗Ｒｓは、インバータ回路２とグランドＧとの間に接続されている。増幅回路３１は、シャント抵抗Ｒｓの両端の電圧を増幅し、制御部２０へ出力する。制御部２０は、増幅回路３１より与えられる電圧から算出した検出電流値と、トルクセンサ（図示省略）より与えられる操舵トルクから算出した目標電流値との偏差に基づいて、各相のＰＷＭ信号のデューティを算出する。そして、このデューティに基づいて生成した各相のＰＷＭ信号（ＰＷＭ１〜ＰＷＭ６）を、インバータ回路２へ出力する。インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、これらのＰＷＭ信号によりオン・オフ動作を行う。これによって、電源回路５からインバータ回路２を通ってモータ６へ電流が流れ、モータ６が回転する。そして、ＰＷＭ信号のデューティと位相に応じたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフのパターンに従って、モータ６に流れる電流の大きさや方向が制御される。

図１２〜図１５は、シングルシャント方式によるモータ電流検出の原理を説明する図である。図１２に示すように、鋸歯状のキャリア信号に基づいて、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相のデューティに応じた各相のＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ信号の生成方法については、よく知られているので、ここでは説明を省略する。以下、デューティが最大の相を「最大相」、デューティが最小の相を「最小相」、デューティ中間の相を「中間相」という。図１２では、Ａ相が最大相、Ｂ相が最小相、Ｃ相が中間相となっている。

なお、図１２の各相のＰＷＭ信号は、各相の上段スイッチング素子に与えられるＰＷＭ信号（図１１のＰＷＭ１、ＰＷＭ３、ＰＷＭ５）を表している。後述の各図においても同様である。各相の下段スイッチング素子に与えられるＰＷＭ信号（図１１のＰＷＭ２、ＰＷＭ４、ＰＷＭ６）は、図１２の各相のＰＷＭ信号をほぼ反転したものとなる。図１２に示されているＰＷＭ周期は、キャリア信号の立下りから次の立下りまでの期間であり、５つのＰＷＭ周期によって１つの制御周期が構成される。１ＰＷＭ周期は、例えば５０μｓである。この場合、１制御周期は２５０μｓとなる。また、図１２に示されている斜線部分は、シャント抵抗Ｒｓに流れる電流を検出するための電流検出区間を示している。この電流検出区間は、各制御周期の最後のＰＷＭ周期において、中間相（Ｃ相）および最小相（Ｂ相）の各ＰＷＭ信号が立ち上がるまでの所定区間として設定されている。

図１３は、図１２の一点鎖線で囲んだ部分を拡大し、これにシャント抵抗Ｒｓに流れる電流（シャント電流）の波形を加えた図である。図１３において、Ｗ１はＡ相電流を検出する電流検出区間であり、Ｗ２はＢ相電流を検出する電流検出区間である。

電流検出区間Ｗ１では、Ａ相ＰＷＭ信号が「Ｈ」（High）、Ｂ相ＰＷＭ信号が「Ｌ」（Low）、Ｃ相ＰＷＭ信号が「Ｌ」となっている。このため、図１４に示すように、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がそれぞれＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦで、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がそれぞれＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮとなる。その結果、図１４の破線矢印で示す電流経路が形成され、シャント抵抗Ｒｓには、Ａ相電流Ｉ_Ａが流れる。このＡ相電流Ｉ_Ａによってシャント抵抗Ｒｓの両端に生じる電圧が、増幅回路３１（図１１）を介して制御部２０に入力され、制御部２０においてＡ／Ｄ変換（アナログ−デジタル変換）されることで、Ａ相電流の電流値Ｉ_Ａが検出される。

電流検出区間Ｗ２では、Ａ相ＰＷＭ信号が「Ｈ」、Ｂ相ＰＷＭ信号が「Ｌ」、Ｃ相ＰＷＭ信号が「Ｈ」となっている。このため、図１５に示すように、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がそれぞれＯＮ、ＯＦＦ、ＯＮで、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がそれぞれＯＦＦ、ＯＮ、ＯＦＦとなる。その結果、図１５の破線矢印で示す電流経路が形成され、シャント抵抗Ｒｓには、逆極性のＢ相電流−Ｉ_Ｂが流れる。このＢ相電流−Ｉ_Ｂによってシャント抵抗Ｒｓの両端に生じる電圧が、増幅回路３１（図１１）を介して制御部２０に入力され、制御部２０においてＡ／Ｄ変換されることで、Ｂ相電流の電流値Ｉ_Ｂが検出される。

Ａ相電流の電流値Ｉ_Ａと、Ｂ相電流の電流値Ｉ_Ｂとが検出されると、Ｃ相電流の電流値Ｉ_Ｃは、Ｉ_ＡとＩ_Ｂとを用いて、演算により求めることができる。すなわち、キルヒホッフの法則により、各相の電流値Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂ、Ｉ_Ｃの間には、Ｉ_Ａ＋Ｉ_Ｂ＋Ｉ_Ｃ＝０の関係があるので、Ｃ相電流の電流値Ｉ_Ｃは、Ｉ_Ｃ＝−（Ｉ_Ａ＋Ｉ_Ｂ）として算出することができる。

このようなシングルシャント方式によるモータ制御装置２００において、シャント抵抗Ｒｓで検出された電流が制御部２０で正常にＡ／Ｄ変換されるためには、同じ大きさの電流が一定期間（例えば２μｓ以上）連続してシャント抵抗Ｒｓに流れなければならない。しかるに、ＰＷＭ信号の各相のデューティの大小関係によっては、一つの相と他の相との間で、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン・オフするタイミングの間隔が、非常に短くなる場合がある。このときは、電流検出に必要な電流がシャント抵抗Ｒｓに流れないため、２相の電流検出ができなくなり、残りの１相の電流の算出も不可能となる。

そこで、一つの相と他の相との間における、スイッチング素子のオン・オフのタイミングの間隔が閾値より短い場合は、ＰＷＭ信号の位相をシフトさせる方法が知られている（特許文献１、２、７参照）。例えば、図１２では、最大相であるＡ相のＰＷＭ信号に対して、中間相であるＣ相のＰＷＭ信号の位相は、遅れ方向にシフトしている。また、最小相であるＢ相のＰＷＭ信号の位相は、中間相であるＣ相のＰＷＭ信号の位相よりもさらに遅れ方向にシフトしている。このような位相シフトにより、一つの相と他の相との間で、スイッチング素子のオン・オフのタイミングの間隔が大きくなり、シャント抵抗Ｒｓには電流検出に必要な時間だけ電流が流れる。その結果、十分な電流検出区間Ｗ１、Ｗ２が確保されるので、モータ６に流れる２相の電流を正確に検出することができる。

しかしながら、１つの制御周期から次の制御周期へ移行したときに、ＰＷＭ信号の位相が急にシフトすると、モータ電流に瞬間的に急激な変動が発生し、これが原因で、モータで電流リップルに基づく騒音が発生するという問題がある。そこで、特許文献１では、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせることにより、急激な電流変動を抑制し、モータの騒音発生を防止している。

図１６は、特許文献１による位相シフト方法を示した図である。ここでは、制御周期（ｎ）で検出された電流値に基づいて、制御周期（ｎ＋２）でＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる例を示している。

制御周期（ｎ）における最後のＰＷＭ周期の電流検出区間（斜線部）で、２相の電流が検出されるとともに、これらに基づき他の１相の電流が演算により検出される。検出された各相の電流値を包括的にＩ（ｎ）で表す。また、制御周期（ｎ）では、角度検出器７によりモータ６の回転角度も検出される。そして、検出された電流値Ｉ（ｎ）と、目標電流値と、検出されたモータ回転角度とを用いて、ＰＷＭ信号の各相のデューティが算出される。算出された各相のデューティを包括的にＤ（ｎ）で表す。次に、算出された各相のデューティを比較し、順位付けを行うことによって、ＰＷＭ信号の最大相、最小相、および中間相を決定する。そして、このデューティの大小関係に応じて、どの相の位相をどれだけシフトさせるかを演算し、各相の位相シフト量を決定する。決定された各相の位相シフト量を包括的にＰ（ｎ）で表す。

なお、制御周期（ｎ＋１）におけるＰＷＭ信号のデューティＤ（ｎ−１）と位相シフト量Ｐ（ｎ−１）は、制御周期（ｎ−１）の電流検出区間（斜線部）において検出された電流値Ｉ（ｎ−１）と、目標電流値と、当該制御周期（ｎ−１）で検出されたモータ回転角度とを用いて決定される。

デューティと位相シフト量が決まれば、ＰＷＭ信号の生成が可能となる。そこで、制御周期（ｎ＋２）において、位相が徐々にシフトするＰＷＭ信号を出力する。ここでは、Ａ相の位相を進み方向へ徐々にシフトさせ、Ｂ相の位相を遅れ方向へ徐々にシフトさせている。Ｃ相の位相はシフトさせていない。Ａ相とＢ相については、図からわかるように、ＰＷＭ周期＃１〜＃５の各周期ごとに１／５ずつシフトさせて、ＰＷＭ周期＃５でシフトを完了している。その結果、ＰＷＭ周期＃５において、各相のＰＷＭ信号のオン・オフするタイミングの間隔が長くなり、電流検出区間（斜線部）で２相の電流が検出可能となる。

このように、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせることにより、モータ電流の急激な変動を抑制して、電流リップルによる騒音発生を防止しつつ、２相の電流を検出することができる。

特許第４８８４３５６号公報 特開２０１０−２７９１４１号公報 特開２００７−１１２４１６号公報 特開平１０−１５５２７８号公報 特表２００５−５３１２７０号公報 特開２００１−９５２７９号公報 米国特許第６７３５５３７号明細書 特許第２５４０１４０号公報 特開昭６３−７３８９８号公報 特開平９−１９１５０８号公報 特開２００２−２９１２８４号公報 特開２０１１−１９３６３７号公報

図１６に示した位相シフト方法においては、制御周期（ｎ）で検出された電流値Ｉ（ｎ）やモータ回転角度に基づいて、ＰＷＭ信号のデューティＤ（ｎ）と位相シフト量Ｐ（ｎ）が決定されるが、これらの値を反映したＰＷＭ信号が出力されるのは、制御周期（ｎ＋２）である。これは、ＣＰＵの演算処理に一定時間を要することから、当該ＰＷＭ信号の出力が、制御周期（ｎ＋１）には間に合わないためである。したがって、電流やモータ回転角度（以下、「電流等」という。）の検出からデューティおよび位相シフト量の決定を経て、ＰＷＭ信号が出力されるまでに、１制御周期以上の遅延が生じることになる。このため、モータの応答性が悪く、ハンドルを速く切った場合の追従性能が十分でないという問題があった。

そこで、本発明の課題は、モータの応答性を向上させたモータ制御装置を提供することにある。

本発明に係るモータ制御装置は、上下一対のアームが相数に対応して複数組設けられ、各相の上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子を有し、各スイッチング素子のオン・オフに基づいてモータを駆動するインバータ回路と、このインバータ回路を通って流れるモータの電流を検出するための単一の電流検出手段と、この電流検出手段により検出された電流の電流値と目標電流値との偏差に基づき、各スイッチング素子をオン・オフさせるためのＰＷＭ信号のデューティを算出するデューティ算出手段と、このデューティ算出手段で算出されたデューティに基づいて、複数のＰＷＭ周期からなる一制御周期内で、各相につき、各ＰＷＭ周期に対応した複数のＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を各スイッチング素子へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、このＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号の位相を、一制御周期内で徐々にシフトさせる位相移動手段とを備える。ＰＷＭ信号生成手段は、ｎ番目の制御周期で電流検出手段が検出した電流に基づき、デューティ算出手段が各相のＰＷＭ信号のデューティを算出した後、ｎ＋１番目の制御周期で、当該算出されたデューティを持ったＰＷＭ信号を生成して出力し、位相移動手段は、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる。

このようにすると、デューティが算出された後、位相のシフトが開始されるまでの間に、当該デューティを持ったＰＷＭ信号が出力されるので、従来よりも早いタイミングで、ＰＷＭ信号のデューティが切り替わる。このため、モータの応答性が向上し、ハンドルを速く切ったような場合でも、十分な追従性能を発揮することができる。

本発明において、位相移動手段は、デューティ算出手段によって算出された、ｎ＋２番目の制御周期の所定のＰＷＭ周期における、各相のデューティの順位付け結果に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相の位相シフト量を算出し、当該位相シフト量に基づき、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせるようにしてもよい。

本発明において、モータの回転角度を検出する回転角度検出手段をさらに備え、位相移動手段は、回転角度検出手段から取得したモータの回転角度と各相のデューティとの関係に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相の位相シフト量を算出し、当該位相シフト量に基づき、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせるようにしてもよい。

本発明において、モータの回転角度を検出する回転角度検出手段をさらに備え、位相移動手段は、回転角度検出手段から取得したモータの回転角度に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期におけるモータの回転角度の推定値を演算し、この回転角度の推定値と各相のデューティとの関係に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相の位相シフト量を算出し、当該位相シフト量に基づき、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせるようにしてもよい。

本発明において、モータの回転角度を検出する回転角度検出手段をさらに備え、位相移動手段は、回転角度検出手段から取得したモータの回転角度に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期におけるモータの回転角度の推定値を演算し、この回転角度の推定値に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相のデューティの推定値を演算し、このデューティの推定値の順位付け結果に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相の位相シフト量を算出し、当該位相シフト量に基づき、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせるようにしてもよい。

本発明において、ＰＷＭ信号生成手段は、ｎ＋１番目の制御周期で、電流検出手段が電流を検出するまでに、デューティ算出手段で算出されたデューティを持ったＰＷＭ信号を生成して出力してもよい。

本発明において、ＰＷＭ信号生成手段は、ｎ＋１番目の制御周期で、デューティ算出手段がデューティを算出した後、直ちに当該デューティを持ったＰＷＭ信号を生成して出力してもよい。

本発明において、ＰＷＭ信号生成手段は、ｎ番目の制御周期で電流検出手段が検出した電流に基づき、デューティ算出手段が各相のＰＷＭ信号のデューティを算出した後、ｎ＋１番目の制御周期で、電流検出手段が電流を検出するまでに、上記算出されたデューティを持ったＰＷＭ信号を生成して出力し、位相移動手段は、ｎ＋１番目の制御周期で、電流検出手段が電流を検出した直後から、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせるようにしてもよい。

本発明によれば、モータの応答性を向上させたモータ制御装置を提供することができる。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置の回路図である。 ＣＰＵの各部の相互関係を示したブロック図である。 本発明の原理を説明するタイミングチャートである。 位相シフト処理の手順を示すフローチャートである。 モータ回転角度とデューティとの関係を示した図である。 モータ回転角度と最大相、中間相、最小相との関係を示したテーブルである。 位相シフト処理の他の例を示すフローチャートである。 位相シフト処理の他の例を示すフローチャートである。 位相シフト処理の他の例を示すフローチャートである。 モータ制御装置の他の例を示す回路図である。 シングルシャント方式によるモータ制御装置の一例を示した回路図である。 キャリア信号と各相のＰＷＭ信号を示したタイミングチャートである。 図１２の一点鎖線で囲んだ部分の拡大図である。 電流検出区間Ｗ１におけるインバータ回路の電流経路を示した図である。 電流検出区間Ｗ２におけるインバータ回路の電流経路を示した図である。 従来の位相シフト方式を説明するタイミングチャートである。

以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。図面では、同一の部分または対応する部分に、同一の符号を付してある。

まず、図１を参照して、モータ制御装置の構成について説明する。モータ制御装置１００は、電源回路５とモータ６との間に設けられており、インバータ回路２、電流検出回路３、および制御部１０を備えている。モータ６は、例えば車両の電動パワーステアリング装置に用いられる３相ブラシレスモータである。このモータ６の回転角度を検出するために、レゾルバなどの角度検出器７が設けられている。図１のモータ制御装置１００の構成は、図１１のモータ制御装置２００の構成と基本的に同じであるが、制御部１０の機能が、図１１の制御部２０の機能と異なっている（詳細は後述）。

制御部１０は、ＣＰＵ１とメモリ４とを備えている。ＣＰＵ１は、キャリア信号生成部１１、デューティ算出部１２、ＰＷＭ信号生成部１３、デューティ比較部１４、位相シフト量算出部１５、および位相移動部１６を有している。メモリ４は、ＲＯＭやＲＡＭなどを含む。インバータ回路２、電流検出回路３、および電源回路５は、図１１で示したものと同じであるので、これらについての説明は省略する。

図２は、ＣＰＵ１の各部１１〜１６の相互関係を示したブロック図である。実際には、これらの各部１１〜１６の機能は、ソフトウェアによって実現される。

キャリア信号生成部１１は、図１２で示したような鋸歯状のキャリア信号を生成する。デューティ算出部１２は、電流検出回路３で検出されたモータ電流の電流値と、トルクセンサ（図示省略）より与えられる操舵トルクから算出した目標電流値との偏差、および、角度検出器７より与えられるモータ６の回転角度に基づいて、各相のＰＷＭ信号のデューティを算出する。ＰＷＭ信号生成部１３は、キャリア信号生成部１１で生成されたキャリア信号と、デューティ算出部１２で算出されたデューティとに基づいて、各相のＰＷＭ信号（図１のＰＷＭ１〜ＰＷＭ６）を生成し、これらのＰＷＭ信号を位相移動部１６を介してインバータ回路２へ出力する。

デューティ比較部１４は、デューティ算出部１２で算出された各相のデューティを比較し、デューティが最大の最大相、デューティが最小の最小相、およびデューティが中間の中間相を決定する。すなわち、各相のデューティを大きさによって順位付けする。位相シフト量算出部１５は、デューティ比較部１４での順位付け結果に基づいて、位相シフト量を算出する。位相移動部１６は、位相シフト量算出部１５で算出された位相シフト量に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１３で生成されたＰＷＭ信号の位相をシフトさせる。

以上の構成において、シャント抵抗Ｒｓは、本発明における「電流検出手段」の一例である。デューティ算出部１２は、本発明における「デューティ算出手段」の一例である。ＰＷＭ信号生成部１３は、本発明における「ＰＷＭ信号生成手段」の一例である。デューティ比較部１４、位相シフト量算出部１５、および位相移動部１６は、本発明における「位相移動手段」の一例である。回転検出器７は、本発明における「回転角度検出手段」の一例である。

次に、図３を参照しながら、本発明の基本的な原理について説明する。図３は、図１６と対応しており、図１６中の符号と同じ符号を用いている。ここでは、図１６と同様に、制御周期（ｎ）で検出された電流値に基づいて、制御周期（ｎ＋２）でＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる例を示している。図３において、図１６と異なるのは、算出されたデューティＤ（ｎ）を持つＰＷＭ信号を出力するタイミングである。

図１６の場合は、制御周期（ｎ）で検出された電流値Ｉ（ｎ）やモータ回転角度に基づいて決定されたデューティＤ（ｎ）および位相シフト量Ｐ（ｎ）を持つＰＷＭ信号を、制御周期（ｎ＋２）で出力している。つまり、デューティＤ（ｎ）と位相シフト量Ｐ（ｎ）を、共に、制御周期（ｎ＋２）でＰＷＭ信号に反映させている。これに対して、図３の場合は、制御周期（ｎ）で検出された電流値Ｉ（ｎ）やモータ回転角度に基づいて決定されたデューティＤ（ｎ）のＰＷＭ信号を、制御周期（ｎ＋１）で出力する。つまり、デューティＤ（ｎ）を制御周期（ｎ＋１）でＰＷＭ信号に反映させる。一方、位相シフト量Ｐ（ｎ）のＰＷＭ信号は、図１６と同様に、制御周期（ｎ＋２）で出力する。つまり、位相シフト量Ｐ（ｎ）については、制御周期（ｎ＋２）でＰＷＭ信号に反映させる。この結果、図３では、デューティＤ（ｎ）をＰＷＭ信号に反映させるタイミングが、位相シフト量Ｐ（ｎ）をＰＷＭ信号に反映させるタイミングよりも先行する。以下、さらに詳細に説明する。

図３において、制御周期（ｎ）における最後のＰＷＭ周期の電流検出区間（斜線部）で、シャント抵抗Ｒｓを流れる２相の電流が検出される。他の１相の電流は、前述のように演算により検出される。検出された各相の電流値を包括的にＩ（ｎ）で表す。また、制御周期（ｎ）では、角度検出器７によりモータ６の回転角度も検出される。そして、検出された電流値Ｉ（ｎ）と、目標電流値と、検出されたモータ回転角度とを用いて、デューティ算出部１２において、ＰＷＭ信号の各相のデューティが算出される。算出された各相のデューティを包括的にＤ（ｎ）で表す。ＰＷＭ信号生成部１３は、デューティ算出部１２がデューティＤ（ｎ）を算出した後、位相移動部１６が制御周期（ｎ＋２）で位相のシフトを開始するまでの間に、算出されたデューティＤ（ｎ）を持ったＰＷＭ信号を生成し出力する。このＰＷＭ信号の出力は、制御周期（ｎ＋１）の電流検出区間（斜線部）で電流が検出されるまでに行われるのが望ましく、デューティＤ（ｎ）の算出後、直ちに行われるのがさらに望ましい。

これにより、図１６の制御周期（ｎ＋２）のＰＷＭ周期＃１、＃２におけるデューティＤ（ｎ）のＰＷＭ信号が、図３のように、前倒しで制御周期（ｎ＋１）に入ってくることになる。すなわち、図１６の場合よりも早いタイミングで、ＰＷＭ信号のデューティがＤ（ｎ−１）からＤ（ｎ）に切り替わる。本発明では、デューティの出力を位相シフト量の出力から切り離しているため、ＣＰＵ１の処理時間を考慮しても、算出したデューティＤ（ｎ）を制御周期（ｎ＋１）にすばやく反映させることができる。

但し、ＰＷＭ周期＃１、＃２のＰＷＭ信号の位相シフト量は、制御周期（ｎ−１）で検出された電流値Ｉ（ｎ−１）やモータ回転角度に基づいて決定される位相シフト量Ｐ（ｎ−１）となる。これは、ＰＷＭ周期＃２において電流を検出する必要があることから、それより前に位相が変動したのでは、ＰＷＭ周期＃２の電流検出区間が十分確保できなくなる可能性があるためである。

一方、位相移動部１６によりＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる処理は、位相シフト量算出部１５で算出された位相シフト量Ｐ（ｎ）に基づいて、制御周期（ｎ＋２）に入ってから開始される。この点は図１６と同じである。但し、制御周期（ｎ＋２）においては、制御周期（ｎ）での電流等の検出に基づいて位相シフト量が確定しているのは、ＰＷＭ周期＃３〜＃５のみである。ＰＷＭ周期＃６、＃７の位相シフト量は、制御周期（ｎ＋１）での電流等の検出に基づいて算出されるため、未確定である。

ここで、ＰＷＭ周期＃３〜＃７におけるそれぞれの位相シフト量は、ＰＷＭ周期＃７の位相シフト量と、ＰＷＭ周期＃２の位相シフト量との差を５等分することで算出される。ＰＷＭ周期＃２の位相シフト量は、制御周期（ｎ−１）での電流等の検出に基づき確定しているので、ＰＷＭ周期＃７の位相シフト量を何らかの方法により決定する必要がある。そこで、本実施形態では、第１の方法として、デューティの確定しているＰＷＭ周期＃１〜＃５のうち、ＰＷＭ周期＃７に一番近いＰＷＭ周期＃５のデューティに基づいて、ＰＷＭ周期＃７の位相シフト量を決定する。すなわち、ＰＷＭ周期＃５における各相のデューティの大小を比較して順位付けを行い、最大相、中間相、最小相を決定する。そして、その結果に応じて、ＰＷＭ周期＃７の各相の位相シフト量を決定する。例えば、最大相については位相シフト量を０μｓ（シフトさせない）、中間相については位相シフト量を６μｓ、最小相については位相シフト量を１２μｓに決定する。

以上のように、本実施形態では、制御周期（ｎ）での電流等の検出に基づいて、デューティ算出部１２がデューティＤ（ｎ）を算出した後、制御周期（ｎ＋２）で位相のシフトが開始されるまでの間に、ＰＷＭ信号生成部１３がデューティＤ（ｎ）のＰＷＭ信号を生成して出力するようにしている。このため、従来よりも早いタイミングでＰＷＭ信号のデューティを切り替えることができるので、モータ６の応答性が向上し、ハンドルを速く切った場合でも、十分な追従性能を発揮することができる。

なお、図３のＰＷＭ周期＃７においては、デューティＤ（ｎ＋１）は、制御周期（ｎ＋１）での電流等の検出に基づいて決定され、位相シフト量Ｐ（ｎ）は、制御周期（ｎ）での電流等の検出に基づいて決定される。したがって、ＰＷＭ周期＃７のデューティの大小関係と位相シフト量は必ずしも対応していないが、位相シフトにより十分な電流検出区間が確保できることに変わりはないので、モータ電流を検出する上で問題は生じない。

図４は、図３で説明した位相シフト処理において、ＣＰＵ１が実行する処理を表したフローチャートである。このフローチャートの一連の手順は、１制御周期ごとに繰り返し実行される。以下では、制御周期（ｎ＋１）での処理について述べる。

ステップＳ１では、制御周期（ｎ）において検出された電流値およびモータ回転角度に基づいて、ＰＷＭ周期＃１〜＃５における各相のデューティを算出し、算出したデューティをメモリ４に書き込む。すなわち、ＰＷＭ周期＃１〜＃５のデューティを設定する。

ステップＳ２では、ＰＷＭ周期＃１、＃２における各相の位相シフト量を、メモリ４から読み出す。この位相シフト量は、制御周期（ｎ−１）での電流等の検出に基づいて制御周期（ｎ）で算出済みであり、メモリ４に格納されている。

ステップＳ３では、ＰＷＭ周期＃５における各相のデューティの大きさを比較して、デューティの順位付けを行う。すなわち、最大相、中間相、最小相を決定する。

ステップＳ４では、ステップＳ３での順位付けの結果から、ＰＷＭ周期＃７における最大相、中間相、最小相の位相シフト量を算出し、算出した位相シフト量をメモリ４に書き込む。すなわち、ＰＷＭ周期＃７の位相シフト量を設定する。

ステップＳ５では、ＰＷＭ周期＃２と＃７間の位相変化量を５等分することによって、ＰＷＭ周期＃３〜＃６における最大相、中間相、最小相の位相シフト量を算出し、算出した位相シフト量をメモリ４に書き込む。

ステップＳ６では、ＰＷＭ周期＃１〜＃５のデューティおよび位相シフト量をメモリ４から読み込み、ＰＷＭ信号を生成して出力する。

ステップＳ７では、制御周期（ｎ＋１）における最後のＰＷＭ周期の電流検出区間で、シャント抵抗Ｒｓに流れる最大相と最小相の電流の値を検出する。

ステップＳ８では、ステップＳ７で検出した２相の電流値を用いて、残りの中間相の電流値を演算により求める。

上述した実施形態においては、ＰＷＭ周期＃７の位相シフト量を、ＰＷＭ周期＃５のデューティの順位付け結果により決定する第１の方法を採用したが、ＰＷＭ周期＃７の位相シフト量を決定するには、他にも以下のような方法がある。

まず、第２の方法として、ＰＷＭ周期＃５のモータ６の回転角度に基づいて、ＰＷＭ周期＃７の位相シフト量を決定する方法がある。

図５は、一般的な正弦波駆動の場合の、モータ回転角度とデューティとの関係を示している。これからわかるように、６０°間隔でA相、Ｂ相、Ｃ相のデューティの大小関係が入れ替わる。そして、モータ回転角度に対応して、最大相、最小相、中間相が一義的に定まる。図６は、モータ回転角度と最大相、最小相、中間相の関係を示したテーブルである。このテーブルは、メモリ４にあらかじめ記憶されている。したがって、角度検出器７から取得したモータ６の回転角度に対して、図６のテーブルを参照することで、最大相、中間相、最小相が定まり、デューティの順位付けができる。そして、この順位付けの結果に基づいて、位相シフト量を決定することができる。

図７は、上記第２の方法を採用した場合の、位相シフト処理の手順を表したフローチャートである。図７においては、図４のステップＳ３が、ステップＳ３ａに置き換わっている。ステップＳ３ａでは、制御周期（ｎ）において角度検出器７から取得したモータ６の回転角度に対し、図６のテーブルから最大相、中間相、最小相を決定して、ＰＷＭ周期＃５のデューティの順位付けを行う。そして、ステップＳ４において、ステップＳ３ａでの順位付けの結果から、ＰＷＭ周期＃７における最大相、中間相、最小相の位相シフト量を算出し、各位相シフト量をメモリ４に書き込む。ステップＳ１〜Ｓ２、およびＳ５〜Ｓ８に関しては、図４の場合と同じであるので、説明を省略する。

次に、第３の方法として、ＰＷＭ周期＃７のモータ回転角度を推定し、当該推定値に基づいて、ＰＷＭ周期＃７の位相シフト量を決定する方法がある。

図８は、第３の方法を採用した場合の、位相シフト処理の手順を表したフローチャートである。図８においては、図４のステップＳ３が、ステップＳ３ｂおよびステップＳ３ｃに置き換わっている。ステップＳ３ｂでは、ＰＷＭ周期＃７におけるモータ６の回転角度を推定演算する。具体的には、ＰＷＭ周期＃５のモータ回転角度を基準として、それより２周期先のＰＷＭ周期＃７におけるモータ回転角度の推定値を、次の演算式により求める。
ＰＷＭ周期＃７のモータ回転角度の推定値
＝ＰＷＭ周期＃５のモータ回転角度＋（モータ角速度×ＰＷＭ周期時間×２）
ＰＷＭ周期＃５のモータ回転角度は、第２の方法の場合と同様に、制御周期（ｎ）において角度検出器７から取得される。また、モータ角速度は、モータ回転角度の単位時間あたりの変化量から算出することができる。このため、第３の方法では、図１０に示すように、ＣＰＵ１にモータ角速度算出部１７が設けられる（後述の第４の方法でも同様）。

ステップＳ３ｃでは、ステップＳ３ｂで算出されたＰＷＭ周期＃７のモータ回転角度（推定値）に対し、図６のテーブルから最大相、中間相、最小相を決定して、ＰＷＭ周期＃７のデューティの順位付けを行う。そして、ステップＳ４において、ステップＳ３ｃでの順位付けの結果から、ＰＷＭ周期＃７における最大相、中間相、最小相の位相シフト量を算出し、各位相シフト量をメモリ４に書き込む。ステップＳ１〜Ｓ２、およびＳ５〜Ｓ８に関しては、図４の場合と同じであるので、説明を省略する。

最後に、第４の方法として、ＰＷＭ周期＃７のモータ回転角度（推定値）に基づいて、ＰＷＭ周期＃７のデューティを推定し、当該デューティの順位付け結果に基づいて、ＰＷＭ周期＃７の位相シフト量を決定する方法がある。

図９は、第４の方法を採用した場合の、位相シフト処理の手順を表したフローチャートである。図９においては、図４のステップＳ３が、ステップＳ３ｂ、ステップＳ３ｄ、およびステップＳ３ｅに置き換わっている。ステップＳ３ｂは、図８のステップＳ３ｂと同じであり、ここでは、ＰＷＭ周期＃７におけるモータ６の回転角度の推定値が、前記の演算式に従って算出される。

ステップＳ３ｄでは、ステップＳ３ｂで算出されたＰＷＭ周期＃７のモータ回転角度（推定値）に基づいて、ＰＷＭ周期＃７におけるデューティを推定演算する。図２でも述べたように、デューティは、目標電流値と検出電流値とモータ回転角度とから算出できるので、モータ回転角度としてステップＳ３ｂで算出された推定値を用いることにより、ＰＷＭ周期＃７のデューティ推定値が得られる。

ステップＳ３ｅでは、ステップＳ３ｄで算出されたＰＷＭ周期＃７の各相のデューティ（推定値）に対し、順位付けを行う。そして、ステップＳ４において、ステップＳ３ｅでの順位付けの結果から、ＰＷＭ周期＃７における最大相、中間相、最小相の位相シフト量を算出し、各位相シフト量をメモリ４に書き込む。ステップＳ１〜Ｓ２、およびＳ５〜Ｓ８に関しては、図４の場合と同じであるので、説明を省略する。

本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、図３では、制御周期（ｎ＋２）に入ってから、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせたが、制御周期（ｎ＋１）の電流検出区間で電流が検出された直後から、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせてもよい。この場合は、上記電流検出までに、デューティＤ（ｎ）のＰＷＭ信号を生成して出力する。

また、前記の実施形態では、位相移動部１６により、直接、ＰＷＭ信号の位相をシフトさせたが、各相ごとに生成したキャリア信号の位相をシフトさせることで、結果的にＰＷＭ信号の位相をシフトさせてもよい。この場合は、図２において、キャリア信号生成部１１とＰＷＭ信号生成部１３との間に、位相移動部１６を設ければよい。

また、位相シフトにあたって、図１２の例では、最大相を基準として、中間相と最小相を電流検出可能な所定量だけシフトさせているが、本発明はこれに限定されない。例えば、特許文献２にも記載されているように、中間相を基準として、最大相と最小相を電流検出可能な所定量だけシフトさせてもよいし、最小相を基準として、最大相と中間相を電流検出可能な所定量だけシフトさせてもよい。

また、前記の実施形態では、３相モータの制御装置について述べたが、本発明は、３相モータに限らず、４相以上の多相モータの制御装置にも適用することができる。この場合、インバータ回路２においては、上下一対のアームが相数に応じて複数組設けられる。

また、前記の実施形態では、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＦＥＴを例に挙げたが、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラモードトランジスタ）のような他のスイッチング素子を使用してもよい。

また、前記の実施形態では、モータ６としてブラシレスモータを例に挙げたが、本発明はこれ以外のモータを制御する場合にも適用することができる。

さらに、前記の実施形態では、車両の電動パワーステアリング装置に用いられるモータ制御装置を例に挙げたが、本発明はこれ以外の装置に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。

１ ＣＰＵ
２ インバータ回路
３ 電流検出回路
４ メモリ
６ モータ
７ 角度検出器（回転角度検出手段）
１０ 制御部
１２ デューティ算出部（デューティ算出手段）
１３ ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）
１４ デューティ比較部（位相移動手段）
１５ 位相シフト量算出部（位相移動手段）
１６ 位相移動部（位相移動手段）
１００ モータ制御装置
ａ１、ａ３、ａ５ 上アーム
ａ２、ａ４、ａ６ 下アーム
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Ｒｓ シャント抵抗（電流検出手段）

Claims (8)

1. 上下一対のアームが相数に対応して複数組設けられ、各相の上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子を有し、各スイッチング素子のオン・オフに基づいてモータを駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を通って流れる前記モータの電流を検出するための単一の電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出された電流の電流値と目標電流値との偏差に基づき、前記各スイッチング素子をオン・オフさせるためのＰＷＭ信号のデューティを算出するデューティ算出手段と、
   前記デューティ算出手段で算出されたデューティに基づいて、複数のＰＷＭ周期からなる一制御周期内で、各相につき、前記各ＰＷＭ周期に対応した複数のＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を前記各スイッチング素子へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号の位相を、一制御周期内で徐々にシフトさせる位相移動手段と、を備えたモータ制御装置において、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、ｎ番目の制御周期で前記電流検出手段が検出した電流に基づき、前記デューティ算出手段が各相のＰＷＭ信号のデューティを算出した後、ｎ＋１番目の制御周期で、前記算出されたデューティを持ったＰＷＭ信号を生成して出力し、
   前記位相移動手段は、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる、ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記位相移動手段は、
   前記デューティ算出手段によって算出された、ｎ＋２番目の制御周期の所定のＰＷＭ周期における、各相のデューティの順位付け結果に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相の位相シフト量を算出し、
   前記位相シフト量に基づき、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる、ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータの回転角度を検出する回転角度検出手段をさらに備え、
   前記位相移動手段は、
   前記回転角度検出手段から取得した前記モータの回転角度と、各相のデューティとの関係に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相の位相シフト量を算出し、
   前記位相シフト量に基づき、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる、ことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータの回転角度を検出する回転角度検出手段をさらに備え、
   前記位相移動手段は、
   前記回転角度検出手段から取得した前記モータの回転角度に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における前記モータの回転角度の推定値を演算し、
   前記回転角度の推定値と各相のデューティとの関係に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相の位相シフト量を算出し、
   前記位相シフト量に基づき、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる、ことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータの回転角度を検出する回転角度検出手段をさらに備え、
   前記位相移動手段は、
   前記回転角度検出手段から取得した前記モータの回転角度に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における前記モータの回転角度の推定値を演算し、
   前記回転角度の推定値に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相のデューティの推定値を演算し、
   前記各相のデューティの推定値の順位付け結果に基づいて、ｎ＋２番目の制御周期の最後のＰＷＭ周期における各相の位相シフト量を算出し、
   前記位相シフト量に基づき、ｎ＋２番目の制御周期で、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる、ことを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のモータ制御装置において、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、ｎ＋１番目の制御周期で、前記電流検出手段が電流を検出するまでに、前記デューティ算出手段で算出されたデューティを持ったＰＷＭ信号を生成して出力する、ことを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のモータ制御装置において、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、ｎ＋１番目の制御周期で、前記デューティ算出手段がデューティを算出した後、直ちに当該デューティ持ったＰＷＭ信号を生成して出力する、ことを特徴とするモータ制御装置。
8. 上下一対のアームが相数に対応して複数組設けられ、各相の上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子を有し、各スイッチング素子のオン・オフに基づいてモータを駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を通って流れる前記モータの電流を検出するための単一の電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出された電流の電流値と目標電流値との偏差に基づき、前記各スイッチング素子をオン・オフさせるためのＰＷＭ信号のデューティを算出するデューティ算出手段と、
   前記デューティ算出手段で算出されたデューティに基づいて、複数のＰＷＭ周期からなる一制御周期内で、各相につき、前記各ＰＷＭ周期に対応した複数のＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を前記各スイッチング素子へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号の位相を、一制御周期内で徐々にシフトさせる位相移動手段と、を備えたモータ制御装置において、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、ｎ番目の制御周期で前記電流検出手段が検出した電流に基づき、前記デューティ算出手段が各相のＰＷＭ信号のデューティを算出した後、ｎ＋１番目の制御周期で、前記電流検出手段が電流を検出するまでに、前記算出されたデューティを持ったＰＷＭ信号を生成して出力し、
   前記位相移動手段は、ｎ＋１番目の制御周期で、前記電流検出手段が電流を検出した直後から、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせる、ことを特徴とするモータ制御装置。

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