JP2540140B2 - 電動式パワ−ステアリングのモ−タ駆動装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜発明の分野＞ 本発明は、車両のステアリングハンドルを操舵したと
きにその操舵力を補助するためのパワーステアリングの
動力源として電動機を使用する電動式パワーステアリン
グのモータ駆動装置に関する。

＜従来技術とその問題点＞ 従来この種の電動式パワーステアリングのモータ駆動
装置は、右操舵時に導通する第１および第２のトランジ
スタと、左操舵時に導通する第３および第４のトランジ
スタとをステアリングモータに対してフルブリッジを構
成する状態に接続してある。

右操舵時の操舵トルクの検出に基づいて対応する第１
および第２のトランジスタを同時に導通してバッテリー
からモータに正方向の駆動電流を流し、左操舵時の操舵
トルクの検出に基づいて対応する第３および第４のトラ
ンジスタを同時に導通してモータに逆方向の駆動電流を
流し、いずれの方向の操舵時にもドライバの操舵力をモ
ータによって補助している。

第１ないし第４のトランジスタのそれぞれにはフライ
ホイール・ダイオードが並列接続されている。一対のト
ランジスタが同時にOFFしてモータ駆動電流がカットオ
フされたときに生じる誘導電圧のためにトランジスタが
破壊されるおそれがあるが、誘導電流をフライホイール
・ダイオードを介してバッテリーに還流することによっ
てトランジスタの破壊を防止している。

一対のトランジスタの導通期間は、操舵トルクの大き
さに対応してパルス幅変調された信号に基づいて行われ
るため、ステアリングハンドルを強く操舵した場合には
両トランジスタの導通期間が長く、弱く操舵した場合に
は両トランジスタの導通期間が短い。

しかしながら、パルス幅変調の周波数が可聴周波領域
にあるため、次のような問題を有している。

即ち、トランジスタのON,OFFに伴うモータの駆動，停
止の周波数も可聴周波数となるため、振動音が発生し、
ドライバや同乗者に不快感を与える。

さらに、操舵トルクの大きさの変化に対するモータの
出力トルクのリニアリティが悪く、操舵感覚がぎこちな
いものとなっている。

なお、フライホイール・ダイオードを流れる誘導電流
がモータに流れるが、パルス幅変調信号の周波数が可聴
周波領域に存在する低周波であるため、この誘導電流は
何らリニアリティの改善には役立たない。

＜発明の目的＞ 本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであ
って、モータ駆動電流の通電，遮断の繰り返しに伴う振
動音の発生を防止するとともに、操舵トルクに対するモ
ータの出力トルクのリニアリティを向上することを目的
とする。

＜発明の構成と効果＞ 〔構成〕 本発明は、このような目的を達成するために、次のよ
うな構成をとる。

即ち、本発明の電動式パワースタリングのモータ駆動
装置は、 右操舵時導通保持用の第１のスイッチング素子と右操舵
時高速スイッチング用の第２のスイッチング素子と左操
舵時導通保持用の第３のスイッチング素子と左操舵時高
速スイッチング用の第４のスイッチング素子とをステア
リングモータに対してフルブリッジを構成する状態に接
続してなるブリッジ回路と、 右操舵トルクの検出に基づいて前記第１のスイッチン
グ素子を導通しかつこの導通状態を保持するよう制御
し、左操舵トルクの検出に基づいて前記第３のスイッチ
ング素子を導通しかつこの導通状態を保持するように制
御する導通保持制御部と、 可聴周波領域よりも高い周波数で発振する発振回路
と、 この発振回路の発振周波数に基づいて右操舵トルクの
大きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくり
かつこのパルス幅変調信号に基づいて前記第２のスイッ
チング素子を高速スイッチングし、前記発振回路の発振
周波数に基づいて左操舵トルクの大きさに応じたデュー
ティのパルス幅変調信号をつくりかつこのパルス幅変調
信号に基づいて前記第４のスイッチング素子を高速スイ
ッチングするように制御する高速スイッチング制御部
と、 前記第１ないし第４のスイッチング素子のおのおのに
並列接続されたフライホイール・ダイオード とを備えたものである。

〔作用〕

この構成による作用は、次の通りである。

ステアリングハンドルが右方向に操舵された場合、導
通保持制御部は、右操舵トルクの検出によって、まず右
操舵時導通保持用の第１のスイッチング素子を導通さ
せ、その導通状態を保持する。引き続いて、高速スイッ
チング制御部が右操舵トルクの大きさ応じたデェーティ
のパルス幅変調信号をつくり、これを右操舵時高速スイ
ッチング用の第２のスイッチング素子に出力してこの第
２のスイッチング素子を高速スイッチングさせる。

また、ステアリングハンドルが左方向に操舵された場
合、導通保持制御部は、左操舵トルクの検出によって、
まず左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素子を導
通させ、その導通状態を保持する。引き続いて、高速ス
イッチング制御部が左操舵トルクの大きさ応じたデュー
ティのパルス幅変調信号をつくり、これを左操舵時高速
スイッチング用の第４のスイッチング素子に出力してこ
の第４のスイッチング素子を高速スイッチングさせる。

高速スイッチングにおいてパルス幅変調信号の“L"レ
ベルの期間では、モータのコイルに誘導電流が生じる
が、この誘導電流は、現在OFF状態にある導通保持用の
第３（または第１）のスイッチング素子におけるフライ
ホイール・ダイオードと、現在導通状態に保持されてい
る第１（または第３）のスイッチング素子とを介してモ
ータに循環する。つまり、バッテリー電圧とは無関係に
誘導電流が流れる。パルス幅変調信号の周波数が可聴周
波領域よりも高いため、誘導電流がゼロになる前に次の
“H"レベルのパルス幅変調信号が第２（または第４）の
スイッチング素子に出力される。従って、モータ駆動電
流の立ち上がりの応答性が良い。換言すれば、パルス幅
変調信号の周波数を可聴周波領域よりも高くしてあるた
め、フライホイール・ダイオードによる電流継続効果を
有効に利用できるのである。もし、従来例のように可聴
周波領域の周波数を使用すると、フライホイール・ダイ
オードは単にスイッチング素子の破壊防止だけのものに
すぎない。

また、従来例のようにパルス幅変調信号の“L"レベル
の期間で第1,第２のスイッチング素子を同時にOFFする
ならば、誘導電流はバッテリー電圧に抗するかたちでし
か流れず、その電流値は小さく、モータ駆動電流の立ち
上がりの応答性の改善には役立たないが、バッテリー電
圧と無関係に循環すると、その電流値が大きいため、モ
ータ駆動電流の立ち上がりの応答性に役立ち、この点か
らもフライホイール・ダイオードによる電流継続効果を
有効に利用できる。

〔効果〕

以上のことから、本発明によれば、次のような効果が
発揮される。

２対あるスイッチング素子のうち、各対の一方のスイ
ッチング素子を導通保持用とし、他方のスイッチング素
子を高速スイッチング用にしてあるとともに、高速スイ
ッチングのためのパルス幅変調信号の周波数を可聴周波
領域よりも高くしてあるため、フライホイール・ダイオ
ードによる電流継続効果を有効に活用して操舵トルクに
対するモータの出力トルクのリニアリティを向上するこ
とができるとともに、パルス幅変調信号によるスイッチ
ングにもかかわらず、振動音の発生を防止することがで
きる。

即ち、操舵感覚の向上とともに、操作性の改善を達成
することができるという効果が発揮される。

＜実施例の説明＞ 以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明す
る。

第１図は電動式パワーステアリング機構の概略構成図
である。

100はステアリングハンドル、101は操舵輪、102はス
テアリングハンドル100から操舵輪101に操舵力を与える
伝動機構、Ｍはステアリングハンドル100に与えるべき
操舵力を軽減して運転手を補助するために伝動機構102
に連動連結されたモータである。ステアリングハンドル
100に加えられた操舵トルクセンサTSによって検出され
る。このトルクセンサTSは、ステアリングハンドル100
を右方向（時計方向）に操舵しているときにその操舵ト
ルクに応じた電圧値の正電圧Vt⁺を出力し、ステアリン
グハンドル100を左方向（反時計方向）に操舵している
ときにその操舵トルクに応じた電圧値の負電圧Vt^-を出
力するものである。MDはトルクセンサTSからの信号を入
力してモータＭを駆動制御するモータ駆動回路であり、
このモータ駆動回路MDは、トルクセンサTSの出力が正電
圧Vt⁺のときにモータＭを正転させ、負電圧Vt^-のときに
モータＭを逆転させるとともに、正電圧Vt^-,負電圧Vt^-
いずれの場合もその電圧値に対応したモータ駆動電流を
モータＭに流すように構成されている。

以下、モータ駆動回路MDの構成を第２図に示すブロッ
ク回路図に基づいて説明する。

１〜４は、モータ駆動回路MDの出力端子5a,5bに対し
てフリブリッジを構成する状態に接続されたｎチャンネ
ル型のパワーMOS・FETである。このうち、１は右操舵時
導通保持用のアッパFET、２は右操舵時高速スイッチン
グ用のロアFET、３は左操舵時導通保持用のアッパFET、
４は左操舵時高速スイッチング用のロアFETである。こ
こで、「アッパ」とはモータ駆動回路MDの電源入力端子
6aに対して近いという意味であり、「ロア」とは電源入
力端子6aから遠いという意味である。

即ち、右操舵時導通保持用のアッパFET1は、ステアリ
ングハンドル100を右方向に操舵したときにトルクセン
サTSから出力される正電圧Vt⁺が継続される限りONする
ものであり、右操舵時高速スイッチング用のロアFET2
は、その正電圧Vt⁺のPWM変調信号（パルス幅変調信号）
によってON,OFFを繰り返す高速スイッチングを行うもの
である。

左操舵時導通保持用のアッパFET3は、ステアリングハ
ンドル100を左方向に操舵したときにトルクセンサTSか
ら出力される負電圧Vt^-が継続される限りONするもので
あり、左操舵時高速スイッチング用のロアFET4は、その
負電圧Vt^-のPWM変調信号によってON・OFFを繰り返す高
速スイッチングを行うものである。

モータ駆動回路MDの電源入力端子6aが車両に搭載のバ
ッテリーBattに接続され、電源入力端子６がリレー接点
Xaを介して右操舵時導通保持用のアッパFET1のドレイン
と、左操舵時導通保持用のアッパFET3のドレインとに接
続されている。

右操舵時導通保持用のアッパFET1のソースは出力端子
5aに接続され、出力端子5bは右操舵時高速スイッチング
用のロアFET2のドレインに接続され、そのソースはモー
タ駆動回路MDのアース端子6bに接続されている。

一方、左操舵時導通保持用のアッパFET3のソースは出
力端子5bに接続され、出力端子5aが左操舵時高速スイッ
チング用のロアFET4のドレインに接続され、そのソース
はモータ駆動回路MDのアース端子6bに接続されている。

即ち、ステアリングハンドル100を右方向に操舵した
場合には、まずアッパFET1がONしてそのON状態が保持さ
れ、続いてロアFET2のスイッチングに基づいて、バッテ
リーBatt→電源入力端子6a→アッパFET1→出力端子5a→
モータＭ→出力端子5b→ロアFET2→アース端子6b→バッ
テリーBattの経路でモータ正転駆動電流I₁が流れるよう
に構成してある。

また、ステアリングハンドル100を左方向に操舵した
場合には、まずアッパFET3がONしてそのON状態が保持さ
れ、続いてロアFET4のスイッチングに基づいて、バッテ
リーBatt→電源入力端子6a→アッパFET3→出力端子5b→
モータＭ→出力端子5a→ロアFET4→アース端子6b→バッ
テリーBattの経路でモータ逆転駆動電流I₂が流れるよう
に構成してある。

FET1〜４を上記のように制御するための回路構成は次
の通りである。

モータ駆動回路MDにおけるトルク入力端子７に、トル
クセンサTSからの入力電圧の極性を判定する極性判定回
路21が接続されている。極性判定回路21は、正電圧Vt⁺
の入力を検出したときに出力する端子と負電圧Vt^-の入
力を検出したときに出力する端子とをもち、正電圧検出
出力端子には第１のフォトカプラPC₁が、負電圧検出出
力端子には第２のフォトカプラPC₂が接続されている。

第１のフォトカプラPC₁は右操舵時導通保持用のアッ
パFET1を制御するプラス側アッパFETドライバ11に接続
され、第２のフォトカプラPC₂は左操舵時導通保持用の
アッパFET3を制御するマイナス側アッパFETドライバ13
に接続されている。ここで、「プラス」，「マイナス」
というのは極性判定回路21による正電圧Vt⁺,負電圧Vt^-
に対応している。

第１のフォトカプラPC₁が動作するとプラス側アッパF
ETドライバ11が右操舵時導通保持用のアッパFET1をON
し、第２のフォトカプラPC₂が動作するとマイナス側ア
ッパFETドライバ13が左操舵時導通保持用のアッパFET3
をONする。

後述するようにFETの動作原理から、アッパFETドライ
バ11,13の電源をバッテリーBattから直接とることがで
きないので、それらの電源としてDC−DCコンバータ23を
設けてある。そして、このDC−DCコンバータ23をドライ
ブするのに、ロアFET2,4にPWM変調信号を与える源とな
る方形波発振回路22を兼用的に利用している。この方形
波発振回路22は、可聴周波数よりも高い発振周波数Fc
（例えば、20KHz）の方形波のパルス信号S₀を出力する
ものである。

方形波発振回路22の次段には、この発振回路22から入
力した方形波のパルス信号S₀を三角波S₁に変換するロウ
パスフィルタ32が設けられており、このロウパスフィル
タ32が出力する周波数Fc＝20KHzの三角波S₁は、電圧比
較回路33の基準電圧となっている。一方、極性判定回路
21が接続されたトルク入力端子７は全波整流回路31にも
接続され、この全波整流回路31から出力される整流電圧
Vi₁,Vi₂が電圧比較回路33において基準電圧（三角波
S₁）と比較されるように構成されている。電圧比較回路
33は三角波S₁を基準電圧とするものであるから、入力電
圧Vt⁺,Vt^-（トルクセンサTSの出力電圧）のレベル変化
がデューティの変化として出力される。即ち、入力電圧
Vt⁺,Vt^-が三角波S₁を横切る期間での三角波S₁の谷の幅
は、入力電圧Vt⁺,Vt^-が高いほど大きい。

従って、入力電圧Vt⁺,Vt^-が高いほどデューティ比が
大きくなる。電圧比較回路33の出力の周波数は三角波S₁
の周波数と等しく、可聴周波数よりも高い（20KHz）．
入力電圧Vt⁺,Vt^-が三角波S₁の振幅よりも高い期間では
デューティ比が100％となって出力電圧は直流となる。

電圧比較回路33の次段にはドライブロジック回路34が
設けられている。このドライロジック回路34は、２つの
出力端子をもち、それぞれが次段のプラス側ロアFETド
ライバ12,マイナス側ロアFETドライバ14に接続されてい
る。ドライブロジック回路34は、極性判定回路21からの
正電圧検出信号あるいは負電圧検出信号に基づいて出力
すべき端子を選択する。即ち、極性判定回路21から正電
圧検出信号を入力したときはPWM変調信号をプラス側ロ
アFETドライバ12に出力し、負電圧検出信号を入力した
ときはPWM変調信号をマイナス側ロアFETドライバ14に出
力する。プラス側ロアFETドライバ12は、右操舵時高速
スイッチング用のロアFET2をドライブするものであり、
マイナス側ロアFETドライバ14は、左操舵時高速スイッ
チング用のロアFET4をドライブするものである。

次に、モータ駆動回路MDを構成する各要素の具体的な
回路を第３図に示して説明する。

トルク入力端子７に接続された極性判定回路21は、オ
ペアンプOP₁,OP₂、ダイオードD₁,D₂および抵抗から構成
されている。オペアンプOP₁,OP₂はシュミット回路を構
成している。即ち、トルク入力端子７に正電圧Vt⁺が入
力された瞬間にオペアンプOP₁の出力端子が“H"レベル
となるのに対し、トルク入力端子７の電圧がゼロボルト
に降下してもオペアンプOP₁の出力は“H"レベルを維持
し、負電圧Vt^-の入力があって初めてオペアンプOP₁の出
力が“L"レベルに反転する。また、トルク入力端子７に
負電圧Vt^-が入力された瞬間にオペアンプOP₂の出力端子
が“H"レベルとなるのに対し、トルク入力端子７の電圧
がゼロボルトに上昇してもオペアンプOP₂の出力は“H"
レベルを維持し、正電圧Vt⁺の入力があって初めてオペ
アンプOP₂の出力が“L"レベルに反転する。従って、オ
ペアンプOP₁,OP₂のいずれか一方が必ず導通しているこ
とになる。

第１のフォトカプラPC₁における発光ダイオードLED₁
は、極性判定回路21におけるダイオードD₁のカソードに
抵抗を介して接続され、第２のフォトカプラPC₂におけ
る発光ダイオードLED₂は極性判定回路21におけるダイオ
ードD₂のカソードに抵抗を介して接続されている。

プラス側アッパFETドライバ11は、NPN型のトランジス
タTr₁、PNP型のトランジスタTr₂、ツェナーダイオードZ
D₁,ZD₂、ダイオードD₃および抵抗から構成され、トラン
ジスタTr₁,Tr₂のベース接続点が第１のフォトカプラPC₁
におけるフォトトランジスタPT₁のエミッタに接続さ
れ、フォトトランジスタPT₁とトランジスタTr₁のコレク
タ接続点Ｈと、トランジスタTr₂のコレクタＩは、それ
ぞれDC−DCコンバータ23における出力端子H,Iに接続さ
れている。ツェナーダイオードZD₁はFET1のゲート耐圧
補償用、ダイオードD₃,ツェナーダイオードZD₂はFET1の
ドレイン−ゲート間のサージ吸収用である。FD₁はFET1
の内部に構成されているPN接合を利用したフライホイー
ル・ダイオードである。

フォトトランジスタPT₁が導通するとトランジスタTr₁
がONし、トランジスタTr₂がOFFするため、FET1のゲート
がバイアスされてFET1が導通する。

マイナス側アッパFETドライバ13は、NPN型のトランジ
スタTr₃、PNP型のトランジスタTr₄、ツェナーダイオー
ドZD₃,ZD₄、ダイオードD₄および抵抗から構成され、ト
ランジスタTr₃,Tr₄のベース接続点が第２のフォトカプ
ラPC₂におけるフォトトランジスタPT₂のエミッタに接続
され、フォトトランジスタPT₂とトランジスタTr₃のコレ
クタ接続点Ｊと、トランジスタTr₄のコレクタＫは、そ
れぞれDC−DCコンバータ23における出力端子J,Kに接続
されている。ツェナーダイオードZD₃はFET3のゲート耐
圧補償用、ダイオードD₄,ツェナーダイオードZD₄はFET3
のドレイン−ゲート間のサージ吸収用である。FD₃はFET
3の内部に構成されているPN接合を利用したフライホイ
ール・ダイオードである。

フォトトランジスタPT₂が導通するとトランジスタTr₃
がONし、トランジスタTr₄がOFFするため、FET3のゲート
がバイアスされてFET3が導通する。

方形波発振回路22は、ワイヤドNAND回路N₁,N₂,N₃、ダ
イオードD₅,D₆、コンデンサC₁から構成されている。こ
の方形波発振回路22は、可聴周波領域よりも高い発振周
波数Fc＝20KHz（周期50μｓ）でデューティ比50％のパ
ルス信号S₀を出力するものである。

DC−DCコンバータ23は、ワイヤドNAND回路N₄、結合コ
ンデンサC₃、PNP型のトランジスタTr₅、NPN型のトラン
ジスタTr₆、発振トランスOTの１次コイルL₁,2つの２次
コイルL₂,L₃、ダイオードD₇,D₈、平滑コンデンサC₄,C₅
および抵抗から構成されている。ワイヤドNAND回路N₄の
入力端子には方形波発振回路22から出力された可聴周波
領域よりも高い発振周波数Fcのパルス信号S₀が入力され
る。従って、Vcc＝15Vに接続されたトランジスタTr₆も
その発振周波数FcでON・OFFを繰り返すので１次コイルL
₁に周波数Fcの交流が流れることになる。その結果、２
次コイルL₂,L₃に降圧された交流電圧が現れ、これがダ
イオードD₇,D₈で整流され平滑コンデンサC₄,C₅で平滑さ
れて、出力端子H,I間および出力端子J,K間にそれぞれDC
10V電源が作られる。これらのDC10V電源がプラス側アッ
パFETドライバ11,マイナス側アッパFETドライバ13の電
源となっている。

ロアFETドライバ12,14の電源がバッテリーBattである
のに対し、アッパFETドライバ11,13の電源をバッテリー
Battとはせず別のDC10V電源としてあるのは、次のよう
な理由による。即ち、アッパFETドライバ11自体のアー
スラインはアッパFET1のソースと同電位である。アッパ
FET1がONしている状態でロアFET2がONするとモータＭに
駆動電流が流れるが、このときのアッパFET1のソースの
電位はバッテリーBattの出力電圧とほぼ同じである。も
し、アッパFETドライバ11の電源をバッテリーBattから
とると、アッパFETドライバ11の電源ラインの電位がア
ースラインの電位と等しくなるため、アッパFETドライ
バ11は全く動作しなくなってしまう。つまり、アッパFE
Tドライバ11の電源には、ロアFETドライバ12の電源に対
していわゆる「ゲタをはかせる」必要がある。このよう
な理由で、アッパFETドライバ11,13の電源をバッテリー
Battとは別電源としているのである。

トルク入力端子７に接続された全波整流回路31は、オ
ペアンプOP₃,OP₄、ダイオードD₉,D₁₀および抵抗から構
成されている。ステアリングハングル100の右操舵時に
トルク入力端子７に正電圧Vt⁺が入力されたときも、左
操舵時にトルク入力端子７に負電圧Vt^-が入力されたと
きも、全波整流回路31の出力端子へには整流電圧Vi₁,Vi
₂が現れる。

ロウパスフィルタ32は、オペアンプOP₅、コンデンサC
₇および抵抗から構成されている。オペアンプOP₅の反転
入力端子（−）は方形波発振回路22の出力端子に結合
コンデンサC₆を介して接続されている。このロウパスフ
ィルタ32は、方形波のパルス信号S₀を入力してその出力
端子に三角波S₁を出力する。

電圧比較回路33は、オペアンプOP₆、可変抵抗VR₁、ダ
イオードD₁₁および抵抗から構成されている。オペアン
プOP₆の反転入力端子（−）は結合コンデンサC₈を介し
てロウパスフィルタ32の出力端子に接続され、非反転
入力端子（＋）は全波整流回路31の出力端子に接続さ
れている。可変抵抗VR₁はオペアンプOP₆の反転入力端子
（−）に現れる三角波S₁のレベルを調整するものであ
る。全波整流回路31の出力端子に現れる整流電圧Vi₁,
Vi₂は非反転入力端子（＋）に基準電圧として入力され
ている三角波S₁のレベルと比較され、三角波S₁のレベル
よりも高くなったときに出力端子を“H"レベルに、三
角波S₁のレベル以下のときに出力端子を“L"レベルに
する。従って、出力端子にはPWM変調信号が出力され
る。

ドライブロジック回路34は、NAND回路N₅,N₆、ワイヤ
ドNAND回路N₇,N₈および抵抗から構成されている。NAND
回路N₅の１入力端子Ａは極性判定回路21におけるダイオ
ードD₁のカソードに接続され、NAND回路N₆の１入力端子
Ｂは極性判定回路21におけるダイオードD₂のカソードに
接続され、NAND回路N₅,N₆の他の１入力端子はそれぞれ
電圧比較回路33の出力端子に接続されている。

右操舵時には極性判定回路21のダイオードD₁が導通し
NAND回路N₅の１入力端子が“H"レベルとなるが、ダイオ
ードD₂は非導通であるためNAND回路N₆の１入力端子は
“L"レベルとなる。従って、電圧比較回路33の出力端子
に右操舵時の高速スイッチング用のPWM変調信号が現
れるとワイヤドNAND回路N₇の出力端子Ｃには右操舵時の
PWM変調信号がそのまま出力されるのに対し、ワイヤドN
AND回路N₈からの出力はない。

左操舵時には極性判定回路21のダイオードD₂が導通し
NAND回路N₆の１入力端子が“H"レベルとなるが、ダイオ
ードD₁は非導通であるためNAND回路N₅の１入力端子は
“L"レベルとなる。従って、電圧比較回路33の出力端子
に左操舵時の高速スイッチング用のPWM変調信号が現
れるとワイヤドNAND回路N₈の出力端子Ｄには左操舵時の
PWM変調信号がそのまま出力されるのに対し、ワイヤドN
AND回路N₇からの出力はない。

プラス側ロアFETドライバ12は、NPN型のトランジスタ
Tr₇、PNP型のトランジスタTr₈、ツェナーダイオードZ
D₅,ZD₆、ダイオードD₁₂および抵抗から構成され、トラ
ンジスタTr₇,Tr₈のベース接続点がドライブロジック路3
4の出力端子Ｃに接続され、トランジスタTr₇のコレクタ
がリレー接点Xa,電源入力端子6aを介してバッテリーBat
tに接続されている。ツェナーダイオードZD₅はFET2のゲ
ート耐圧補償用、ダイオードD₁₂,ツェナーダイオードZD
₆はFET2のドレイン−ゲート間のサージ吸収用である。F
D₂はFET2の内部のPN接合を利用したフライホイール・ダ
イオードである。

出力端子Ｃが“H"レベルのときはトランジスタTr₇がO
Nし、トランジスタTr₈がOFFするため、FET2のゲートが
バイアスされてFET2が導通し、出力端子Ｃが“L"レベル
のときはトランジスタTr₇がOFFし、トランジスタTr₈ON
するためFET2がカットオフされる。従って、右操舵時高
速スイッチング用のロアFET2は、出力端子Ｃに現れる右
操舵時のPWM変調信号に基づいてドライブされる。

マイナス側ロアFETドライバ14は、NPN型のトランジス
タTr₉、PNP型のトランジスタTr₁₀、ツエナーダイオード
ZD₇,ZD₈、ダイオードD₁₃および抵抗から構成され、トラ
ンジスタTr₉,Tr₁₀のベース接続点がドライブロジック回
路34の出力端子Ｄに接続され、トランジスタTr₉のコレ
クタがリレー接点Xa,電源入力端子6aを介してバッテリ
ーBattに接続されている。ツェナーダイオードZD₇はFET
4のゲート耐圧補償用、ダイオードD₁₃,ツェナーダイオ
ードZD₈はFET4のドレイン−ゲート間のサージ吸収用で
ある。FD₄はFET4の内部のPN接合を利用したフライホイ
ール・ダイオードである。

出力端子Ｄが“H"レベルのときはトランジスタTr₉がO
Nし、トランジスタTr₁₀がOFFするため、FET4のゲートが
バイアスされてFET4が導通し、出力端子Ｄが“L"レベル
のときはトランジスタTr₉がOFFし、トランジスタTr₁₀が
ONするためFET4がカットオフされる。従って、左操舵時
高速スイッチング用のロアFET4は、出力端子Ｄに現れる
左操舵時のPWM変調信号に基づいてドライブされる。

リレー接点Xaと電源入力端子6aとの接続点とアースと
の間に、メインスイッチPsと電源逆接続対策用のダイオ
ードD₁₄とリレーコイルＸとが直列接続され、リレーコ
イルＸに逆起電流循環用のダイオードD₁₅が並列接続さ
れている。C₉は電源サージ吸収用のコンデンサである。

動 作 次に、上記構成の電動式パワーステアリングのモータ
駆動装置の動作を説明する。

メインスイッチPsをONにすると、リレーコイルＸが励
磁されるのでリレー接点XaがONする。これによって、モ
ータ駆動回路MDが能動状態となる。即ち、プラス側ロア
FETドライバ12とマイナス側ロアFETドライバ14に対して
バッテリーBattから電源が供給される。また、方形波発
振回路22が駆動され、その出力端子に可聴周波領域よ
りも高い発振周波数Fc＝20KHzの方形波のパルス信号S₀
が出力される。DC−DCコンバータ23は、この発振出力を
入力してVcc＝15VをDC10Vに変換する。その結果、プラ
ス側アッパFETドライバ11の入力端子H,I間にDC10V電源
が供給されるとともに、マイナス側アッパFETドライバ1
3の入力端子J,K間にDC10V電源が供給される。

第４図の波形図に示すように、ステアリングハンドル
100を右方向（時計方向）に操舵し始めたとすると、伝
動機構102を介して操舵輪101が右方向に旋回される。こ
のとき、トルクセンサTSが操舵トルクを検出し、その操
舵トルクに応じたレベルの正電圧Vt⁺を極性判定回路21
および全波整流回路31に出力する。極性判定回路21は、
正電圧Vt⁺の入力によってオペアンプOP₁の出力を“H"レ
ベル、オペアンプOP₂の出力を“L"レベルにする。即
ち、出力端子Ａが“H"レベルとなって第１のフォトカプ
ラPC₁の発光ダイオードLED₁が発光し、フォトトランジ
スタPT₁が導通するため、プラス側アッパFETドライバ11
の出力端子が“H"レベルとなり、右操舵時導通保持用の
アッパFET1を導通させる。このFET1の導通は、トルクセ
ンサTSから正電圧Vt⁺が出力されている限り継続する。
第２のフォトカプラPC₂の発光ダイオードLED₂は消灯し
ているので左操舵時導通保持用のアッパFET3はOFFにな
っている。

一方、方形波発振回路22の出力端子に現れた方形波
のパルス信号S₀は、ロウパスフィルタ32によって三角波
S₁に変換され、この三角波S₁が電圧比較回路33における
オペアンプOP₆の反転入力端子（−）に基準電圧として
印加される。トルク入力端子７に入力された正電圧Vt⁺
は全波整流回路31によって全波整流され、その出力端子
から整流電圧Vi₁を出力する。この整流電圧Vi₁が電圧
比較回路33において比較され、電圧比較回路33の出力端
子に右操舵時のPWM変調信号として出力される。このP
WM変調信号は、ドライブロジック回路34によってその出
力端子Ｃのみから出力される。即ち、正電圧Vt⁺の入力
時には極性判定回路21の出力端子Ａが“H"レベルである
のに対し出力端子Ｂは“L"レベルとなるためである。

以上のようにして、ステアリングハンドル100を右方
向に操舵している期間においては、右操舵時導通保持用
のアッパFET1が導通しかつこの導通状態を保持するとと
もに、PWM変調信号がプラス側ロアFETドライバ12に出力
される。その出力端子が正電圧Vt⁺のレベルに対応する
デューティをもつPWM変調信号に応じて“H",“L"を繰り
返すから、その“H",“L"の周期で右操舵時高速スイッ
チング用のロアFET2がON,OFFされる。

PWM変調信号は、その周波数が方形波発振回路22の発
振数端数Fc＝20KHzと等しいが、そのデューティは、操
舵トルクに比例する正電圧Vt⁺のレベル変動に伴って時
々刻々と変化する。即ち、操舵トルクが大きく正電圧Vt
⁺のレベルが高いほどデューティが大きくなり、正電圧
電圧Vt⁺のレベルが所定値を越えるとデューティは100％
となる。

いずれにしても、ステアリングハンドル100を右方向
に操舵して正電圧Vt⁺が入力されている期間では右操舵
時導通保持用のアッパFET1を常時的に導通させるととも
に、PWM変調信号が“H"レベルのときに右操舵時高速ス
イッチング用のロアFET2をONしてモータＭにモータ正転
駆動電流I₁を流し、PWM変調信号が“L"レベルのときに
ロアFET2をOFFして駆動電流I₁をカットオフする。

このカットオフ中の動作を説明するために、モータ駆
動回路MDの要部のみを第５図に示す。第５図はフリブリ
ッジを構成する４つのFET1〜４とそれぞれの内部に形成
されているフライホイール・ダイオードFD₁〜FD₄とモー
タＭとバッテリーBattを示す。

モータ正転駆動電流I₁がバッテリーBatt→アッパFET1
→モータＭ→ロアFET2→バッテリーBattの経路を流れて
いる状態で、PWM変調信号の“H"レベルから“L"レベル
の変化によってロアFET2がOFFすると、モータ正転駆動
電流I₁はゼロとなる。しかし、モータＭに流れる電流は
一気にゼロとなるのではない。

即ち、モータ正転駆動電流I₁をカットオフしたことに
伴ってモータＭのコイルに誘起される誘導起電力によっ
てモータＭは誘導電流I₁₁が流れる。この誘導電流I
₁₁は、モータＭ→OFF状態にあるアッパFET3のフライホ
イール・ダイオードFD₃→ON状態にあるアッパFET1→モ
ータＭの循環経路を流れる。即ち、誘導電流I₁₁がモー
タＭを流れる方向は、その直前までモータＭに流れてい
たモータ正転駆動電流I₁₁の方向と同じである。

即ち、第６図に示すように、全波整流回路31から出力
された整流電圧Vi₁と三角波S₁との比較において、整流
電圧Vi₁が三角波S₁よりも高いときにPWM変調信号が出力
される。PWM変調信号の“H"レベルの期間ではモータ駆
動電流I₁が流れる。“L"レベルの期間ではモータ駆動電
流I₁に代えて誘導電流I₁₁が流れる。

この誘導電流I₁₁は次第に減少するが、PWM変調信号の
周波数Fcが高いため、誘導電流I₁₁がゼロになるまでにP
WM変調信号の次の“H"レベルの信号がFET2に印加されて
再びモータ正転駆動電流I₁が流される。つまり、フライ
ホイール・ダイオードによる電流継続効果を有効に利用
して応答性を高めている。

可聴周波領域の周波数でロアFETをON,OFF制御する場
合には、誘導電流がゼロまたはほぼゼロになった後にモ
ータ駆動電流が流れるため、フライホイール・ダイオー
ドによる電流継続効果を有効利用することができず、ト
ルクセンサTSからの入力信号のレベルに対するモータの
出力トルクのリニアリティが悪いものとなる。可聴周波
領域よりも低い周波数でON,OFF制御する場合は、リニア
リティが一層悪くなる。

これに対し、本実施例の場合は、可聴周波領域よりも
高い周波数Fc＝20KHzでロアFET2をON,OFF制御するか
ら、フライホイール・ダイオードFD₂による電流継続効
果を有効利用することができ、前記のリニアリティが優
れたものとなる。

トルクセンサTSからの入力信号のレベルに対するモー
タＭの出力トルクのリニアリティの程度を見てみると、
第７図に示すように、アッパFETとロアFETとを同時的に
ON,OFF制御する場合には、40Hzではリニアリティが非常
に優れているが、400Hz,10KHz,20KHzと周波数が高くな
るにつれてリニアリティが次第に悪くなる。

トルクセンサからの入力信号のレベルは、ドライバが
ステアリングハンドルに与えた操舵力に比例するから、
結局、操舵力に対するモータＭの出力トルクのリニアリ
ティが悪いことになり、ドライバの手が受ける操舵感覚
がぎこちないものとなる。つまり、ロアFETをON,OFF制
御する周期が長いために、ドライバがステアリングハン
ドルに与えた操舵力に対するモータＭの出力トルクの応
答性が悪い。

リニアリティを良好にするには、例えば20KHzの場
合、その特性と丁度逆の特性をもつ補償回路を付加しな
ければならないが、そのような特性の補償回路は非常に
複雑なものとなる。

ところが、本実施例の場合は、アッパFETを常時的にO
Nに保った状態でロアFETをON,OFF制御するから、20KHz
においてもリニアリティが優れたものとなっている。ト
ルクセンサTSからの入力信号のレベルは、ドライバがス
テアリングハンドル100に与えた操舵力に比例するか
ら、操舵力に対するモータＭの出力トルクのリニアリテ
ィが優れていることになり、ドライバの手が受ける操舵
感覚が良好なものとなる。つまり、ステアリングの操作
性が良い。換言すれば、ロアFETをON,OFF制御している
にもかかわらず、あたかもアナログ的に制御しているか
のような操舵感覚をドライバに与えることができる。

加えて、20KHzは可聴周波領域よりも高い周波数であ
るため、ON,OFF制御に伴う振動音の発生もない。

以上の動作説明は右操舵時についてものもであるが、
左操舵時も同様の動作が行われる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第７図は本発明の実施例に係り、第１図は
電動式パワーステアリング機構の概略構成図、第２図は
モータ駆動装置のブロック回路図、第３図はモータ駆動
装置の具体的な回路図、第４図は動作説明に供する波形
図、第５図はフルブリッジ部分を抜粋した概略の回路
図、第６図はフライホイール・ダイオードによる電流継
続効果を示す波形図、第７図は入力トルクに対する出力
トルクのリニアリティを説明する特性図である。 １……右操舵時導通保持用の第１のスイッチング素子 ２……右操舵時高速スイッチング用の第２のスイッチン
グ素子 ３……左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素子 ４……左操舵時高速スイッチング用の第４のスイッチン
グ素子 Ｍ……ステアリングモータ 22……発振回路 FD₁〜FD₄……フライホイール・ダイオード

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】右操舵時導通保持用の第１のスイッチング
   素子と右操舵時高速スイッチング用の第２のスイッチン
   グ素子と左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素子
   と左操舵時高速スイッチング用の第４のスイッチング素
   子とをステアリングモータに対してフルブリッジを構成
   する状態に接続してなるブリッジ回路と、 右操舵トルクの検出に基づいて前記第１のスイッチング
   素子を導通しかつこの導通状態を保持するよう制御し、
   左操舵トルクの検出に基づいて前記第３のスイッチング
   素子を導通しかつこの導通状態を保持するように制御す
   る導通保持制御部と、 可聴周波領域よりも高い周波数で発振する発振回路と、 この発振回路の発振周波数に基づいて右操舵トルクの大
   きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくりか
   つこのパルス幅変調信号に基づいて前記第２のスイッチ
   ング素子を高速スイッチングし、前記発振回路の発振周
   波数に基づいて左操舵トルクの大きさに応じたデューテ
   ィのパルス幅変調信号をつくりかつこのパルス幅変調信
   号に基づいて前記第４のスイッチング素子を高速スイッ
   チングするように制御する高速スイッチング制御部と、 前記第１ないし第４のスイッチング素子のおのおのに並
   列接続されたフライホイール・ダイオード とを備えた電動式パワーステアリングのモータ駆動装
   置。
2. 【請求項２】前記４つのスイッチング素子のそれぞれが
   パワーMOS・FETであり、前記フライホイール・ダイオー
   ドが前記各パワーMOS・FETの内部に構成されているPN接
   合で兼用されている特許請求の範囲第（１）項記載の電
   動式パワーステアリングのモータ駆動装置。