JP2540140C - - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
＜発明の分野＞
本発明は、車両のステアリングハンドルを操舵したときにその操舵力を補助す
るためのパワーステアリングの動力源として電動機を使用する電動式パワーステ
アリングのモータ駆動装置に関する。 ＜従来技術とその問題点＞ 従来のこの種の電動式パワーステアリングのモータ駆動装置は、右操舵時に導
通する第１および第２のトランジスタと、左操舵時に導通する第３および第４の
トランジスタとをステアリングモータに対してフルブリッジを構成する状態に接
続してある。 右操舵時の操舵トルクの検出に基づいて対応する第１および第２のトランジス
タを同時に導通してバッテリーからモータに正方向の駆動電流を流し、左操舵時
の操舵トルクの検出に基づいて対応する第３および第４のトランジスタを同時に
導通してモータに逆方向の駆動電流を流し、いずれの方向の操舵時にもドライバ
の操舵力をモータによって補助している。 第１ないし第４のトランジスタのそれぞれにはフライホイール・ダイオードが
並列接続されている。一対のトランジスタが同時にＯＦＦしてモータ駆動電流が
カットオフされたときに生じる誘導電圧のためにトランジスタが破壊されるおそ
れがあるが、誘導電流をフライホイール・ダイオードを介してバッテリーに還流
することによってトランジスタの破壊を防止している。 一対のトランジスタの導通期間は、操舵トルクの大きさに対応してパルス幅変
調された信号に基づいて行われるため、ステアリングハンドルを強く操舵した場
合には両トランジスタの導通期間が長く、弱く操舵した場合には両トランジスタ の導通期間が短い。 しかしながら、パルス幅変調の周波数が可聴周波領域にあるため、次のような
問題を有している。 即ち、トランジスタのＯＮ，ＯＦＦに伴うモータの駆動，停止の周波数も可聴
周波数となるため、振動音が発生し、ドライバや同乗者に不快感を与える。 さらに、操舵トルクの大きさの変化に対するモータの出力トルクのリニアリテ
ィが悪く、操舵感覚がぎこちないものとなっている。 なお、フライホイール・ダイオードを流れる誘導電流がモータに流れるが、パ
ルス幅変調信号の周波数が可聴周波領域に存在する低周波であるため、この誘導
電流は何らリニアリティの改善には役立たない。 ＜発明の目的＞ 本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、モータ駆動電流の
通電，遮断の繰り返しに伴う振動音の発生を防止するとともに、操舵トルクに対
するモータの出力トルクのリニアリティを向上することを目的とする。 ＜発明の構成と効果＞ 〔構成〕 本発明は、このような目的を達成するために、次のような構成をとる。 即ち、本発明の電動式パワーステアリングのモータ駆動装置は、右操舵時導通
保持用の第１のスイッチング素子と右操舵時高速スイッチング用の第２のスイッ
チング素子と左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素子と左操舵時高速スイ
ッチング用の第４のスイッチング素子とをステアリングモータに対してフルブリ
ッジを構成する状態に接続してなるブリッジ回路と、右操舵トルクの検出に基づ
いて前記第１のスイッチング素子を導通しかつこの導通状態を保持するよう制御
し、左操舵トルクの検出に基づいて前記第３のスイッチング素子を導通しかつこ
の導通状態を保持するように制御する導通保持制御部と、可聴周波領域よりも高
い周波数で発振する発振回路と、 この発振回路の発振周波数に基づいて可聴周波数領域よりも高い周波数で右操
舵トルクの大きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくりかつこのパル
ス幅変調信号に基づいて前記第２のスイッチング素子を高速スイッチングし、前
記発振回路の発振周波数に基づいて可聴周波数領域よりも高い周波数で左操舵ト ルクの大きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくりかつこのパルス幅
変調信号に基づいて前記第４のスイッチング素子を高速スイッチングするように
制御する高速スイッチング制御部と、 前記第１ないし第４のスイッチング素子のおのおのに並列接続されたフライホ
イール・ダイオードとを備え、 前記ステアリングモータの第１の駆動電流が前記右操舵トルクまたは左操舵ト
ルクの大きさの変化に追随して変化していき、前記第１の駆動電流がゼロになっ
た後に次のパルス幅変調信号に基づいて再び前記ステアリングモータに第２の駆
動電流が前記右操舵トルクまたは左操舵トルクの大きさの変化に追随して変化し
ていき、前記第１の駆動電流がゼロになった後から前記第２の駆動電流が流れる
までの間、ＯＦＦ状態を保持している前記導通保持用の一方のスイッチング素子
に並列接続されているフライホイール・ダイオードと、導通状態を保持している
前記導通保持用の他方のスイッチング素子と、前記ステアリングモータとで形成
される循環経路に前記ステアリングモータの誘導電流を継続して流すとともに、
前記誘導電流の大きさが前記両駆動電流の変化に追随して変化するよう構成した
ものである。 〔作用〕 この構成による作用は、次の通りである。ステアリングハンドルが右方向に操
舵された場合、導通保持制御部は、右操舵トルクの検出によって、まず右操舵時
導通保持用の第１のスイッチング素子を導通させ、その導通状態を保持する。引
き続いて、高速スイッチング制御部が右操舵トルクの大きさに応じたデューティ
のパルス幅変調信号をつくり、これを右操舵時高速スイッチング用の第２のスイ
ッチング素子に出力してこの第２のスイッチング素子を高速スイッチングさせる
。 また、ステアリングハンドルが左方向に操舵された場合、導通保持制御部は、
左操舵トルクの検出によって、まず左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素
子を導通させ、その導通状態を保持する。引き続いて、高速スイッチング制御部
が左操舵トルクの大きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくり、これ
を左操舵時高速スイッチング用の第４のスイッチング素子に出力してこの第４の
スイッチング素子を高速スイッチングさせる。 高速スイッチングにおいてパルス幅変調信号の“Ｌ”レベルの期間では、モー
タのコイルに誘導電流が生じるが、この誘導電流は、現在ＯＦＦ状態にある導通
保持用の第３（または第１）のスイッチング素子におけるフライホイール・ダイ
オードと、現在導通状態に保持されている第１（または第３）のスイッチング素
子とを介してモータに循環する。つまり、バッテリー電圧とは無関係に誘導電流
が流れる。パルス幅変調信号の周波数が可聴周波領域よりも高いため、誘導電流
がゼロになる前に次の“Ｈ”レベルのパルス幅変調信号が第２（または第４）の
スイッチング素子に出力される。従って、モータ駆動電流の立ち上がりの応答性
が良い。換言すれば、パルス幅変調信号の周波数を可聴周波領域よりも高くして
あるため、フライホイール・ダイオードによる電流継続効果を有効に利用できる
のである。もし、従来例のように可聴周波領域の周波数を使用すると、フライホ
イール・ダイオードは単にスイッチング素子の破壊防止だけのものにすぎない。 また、従来例のようにパルス幅変調信号の“Ｌ”レベルの期間で第１，第２の
スイッチング素子を同時にＯＦＦするならば、誘導電流はバッテリー電圧に抗す
るかたちでしか流れず、その電流値は小さく、モータ駆動電流の立ち上がりの応
答性の改善には役立たないが、バッテリー電圧と無関係に循環すると、その電流
値が大きいため、モータ駆動電流の立ち上がりの応答性に役立ち、この点からも
フライホイール・ダイオードによる電流継続効果を有効に利用できる。 〔効果〕 以上のことから、本発明によれば、次のような効果が発揮される。２対あるス
イッチング素子のうち、各対の一方のスイッチング素子を導通保持用とし、他方
のスイッチング素子を高速スイッチング用にしてあるとともに、高速スイッチン
グのためのパルス幅変調信号の周波数を可聴周波領域よりも高くしてあるため、
フライホイール・ダイオードによる電流継続効果を有効に活用して操舵トルクに
対するモータの出力トルクのリニアリティを向上することができるとともに、パ
ルス幅変調信号によるスイッチングにもかかわらず、振動音の発生を防止するこ
とができる。 即ち、操舵感覚の向上とともに、操作性の改善を達成することができるという
効果が発揮される。 ＜実施例の説明＞ 以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。 第１図は電動式パワーステアリング機構の概略構成図である。 100はステアリングハンドル、101は操舵輪、102はステアリングハンドル 100
から操舵輪 101に操舵力を与える伝動機構、Ｍはステアリングハンドル 100に与
えるべき操舵力を軽減して運転手を補助するために伝動機構 102に連動連結され
モータである。ステアリングハンドル100に加えられた操舵トルクはトルクセン
サＴＳによって検出される。このトルクセンサＴＳは、ステアリングハンドル10
0を右方向（時計方向）に操舵しているときにその操舵トルクに応じた電圧値の
正電圧Ｖｔ+を出力し、ステアリングハンドル100を左方向（反時計方向）に操舵
しているときにその操舵トルクに応じた電圧値の負電圧Ｖｔ-を出力するもので
ある。ＭＤはトルクセンサＴＳからの信号を入力してモータＭを駆動制御するモ
ータ駆動回路であり、このモータ駆動回路ＭＤは、トルクセンサＴＳの出力が正
電圧Ｖｔ+のときにモータＭを正転させ、負電圧Ｖｔ-のときにモータＭを逆転さ
せるとともに、正電圧Ｖｔ+，負電圧Ｖｔ-いずれの場合もその電圧値に対応した
モータ駆動電流をモータＭに流すように構成されている。 以下、モータ駆動回路ＭＤの構成を第２図に示すブロック回路図に基づいて説
明する。 １〜４は、モータ駆動回路ＭＤの出力端子５ａ，５ｂに対してフルブリッジを
構成する状態に接続されたｎチャンネル型のパワーＭＯＳ・ＦＥＴである。この
うち、１は右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ、２は右操舵時高速スイッチング
用のロアＦＥＴ、３は左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ、４は左操舵時高速ス
イッチング用のロアＦＥＴである。ここで、「アッパ」とはモータ駆動回路ＭＤ
の電源入力端子６ａに対して近いという意味であり、「ロア」とは電源入力端子
６ａから遠いという意味である。 即ち、右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１は、ステアリングハンドル100を
右方向に操舵したときにトルクセンサＴＳから出力される正電圧Ｖｔ+が継続さ
れる限りＯＮするものであり、右操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ２は、
その正電圧Ｖｔ+のＰＷＭ変調信号（パルス幅変調信号）によってＯＮ，ＯＦＦ
を繰り返す高速スイッチングを行うものである。 左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３は、ステアリングハンドル 100を左方向 に操舵したときにトルクセンサＴＳから出力される負電圧Ｖｔ-が継続される限
りＯＮするものであり、左操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ４は、その負
電圧Ｖｔ-のＰＷＭ変調信号によってＯＮ・ＯＦＦを繰り返す高速スイッチング
を行うものである。 モータ駆動回路ＭＤの電源入力端子６ａが車両に搭載のバッテリーＢatt に接
続され、電源入力端子６ａがリレー接点Ｘａを介して右操舵時導通保持用のアッ
パＦＥＴ１のドレインと、左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３のドレインとに
接続されている。 右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１のソースは出力端子５ａに接続され、出
力端子５ｂは右操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ２のドレインに接続され
、そのソースはモータ駆動回路ＭＤのアース端子６ｂに接続されている。 一方、左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３のソースは出力端子５ｂに接続さ
れ、出力端子５ａが左操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ４のドレインに接
続され、そのソースはモータ駆動回路ＭＤのアース端子６ｂに接続されている。 即ち、ステアリングハンドル 100を右方向に操舵した場合には、まずアッパＦ
ＥＴ１がＯＮしてそのＯＮ状態が保持され、続いてロアＦＥＴ２のスイッチング
に基づいて、バッテリーＢatt →電源入力端子６ａ→アッパＦＥＴ１→出力端子
５ａ→モータＭ→出力端子５ｂ→ロアＦＥＴ２→アース端子６ｂ→バッテリーＢ
att の経路でモータ正転駆動電流Ｉ1が流れるように構成してある。 また、ステアリングハンドル 100を左方向に操舵した場合には、まずアッパＦ
ＥＴ３がＯＮしてそのＯＮ状態が保持され、続いてロアＦＥＴ４のスイッチング
に基づいて、バッテリーＢatt →電源入力端子６ａ→アッパＦＥＴ３→出力端子
５ｂ→モータＭ→出力端子５ａ→ロアＦＥＴ４→アース端子６ｂ→バッテリーＢ
att の経路でモータ逆転駆動電流Ｉ2が流れるように構成してある。 ＦＥＴ１〜４を上記のように制御するための回路構成は次の通りである。 モータ駆動回路ＭＤにおけるトルク入力端子７に、トルクセンサＴＳからの入
力電圧の極性を判定する極性判定回路21が接続されている。極性判定回路21は、
正電圧Ｖｔ+の入力を検出したときに出力する端子と負電圧Ｖｔ-の入力を検出し
たときに出力する端子とをもち、正電圧検出出力端子には第１のフォトカプラＰ
Ｃ1が、負電圧検出出力端子には第２のフォトカプラＰＣ2が接続されている。 第１のフォトカプラＰＣ1は右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１を制御する
プラス側アッパＦＥＴドライバ11に接続され、第２のフォトカプラＰＣ2は左操
舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３を制御するマイナス側アッパＦＥＴドライバ13
に接続されている。ここで、「プラス」，「マイナス」というのは極性判定回路
21による正電圧Ｖｔ+，負電圧Ｖｔ-に対応している。 第１のフォトカプラＰＣ1が動作するとプラス側アッパＦＥＴドライバ11が右
操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１をＯＮし、第２のフォトカプラＰＣ2が動作
するとマイナス側アッパＦＥＴドライバ13が左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ
３をＯＮする。 後述するようにＦＥＴの動作原理から、アッパＦＥＴドライバ11，13の電源を
バッテリーＢatt から直接とることができないので、それらの電源としてＤＣ−
ＤＣコンバータ23を設けてある。そして、このＤＣ−ＤＣコンバータ23をドライ
ブするのに、ロアＦＥＴ２，４にＰＷＭ変調信号を与える源となる方形波発振回
路22を兼用的に利用している。この方形波発振回路22は、可聴周波数よりも高い
発振周波数Ｆｃ（例えば、20Ｋ Hz）の方形波のパルス信号Ｓ0を出力するもので
ある。 方形波発振回路22の次段には、この発振回路22から入力した方形波のパルス信
号Ｓ0を三角波Ｓ1に変換するロウパスフィルタ32が設けられており、このロウパ
スフィルタ32が出力する周波数Ｆｃ＝20Ｋ Hzの三角波Ｓ1は、電圧比較回路33の
基準電圧となっている。一方、極性判定回路21が接続されたトルク入力端子７は
全波整流回路31にも接続され、この全波整流回路31から出力される整流電圧Ｖｉ
1，Ｖｉ2が電圧比較回路33において基準電圧（三角波Ｓ1）と比較されるように
構成されている。電圧比較回路33は三角波Ｓ1を基準電圧とするものであるから
、入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-（トルクセンサＴＳの出力電圧）のレベル変化がデュー
ティの変化として出力される。即ち、入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-が三角波Ｓ1を横切
る期間での三角波Ｓ1の谷の幅は、入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-が高いほど大きい。 従って、入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-が高いほどデューティ比が大きくなる。電圧比
較回路33の出力の周波数は三角波Ｓ1の周波数と等しく、可聴周波数よりも高い
（20Ｋ Hz）。入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-が三角波Ｓ1の振幅よりも高い期間ではデ ューティ比が 100％となって出力電圧は直流となる。 電圧比較回路33の次段にはドライブロジック回路34が設けられている。このド
ライブロジック回路34は、２つの出力端子をもち、それぞれが次段のプラス側ロ
アＦＥＴドライバ12，マイナス側ロアＦＥＴドライバ14に接続されている。ドラ
イブロジック回路34は、極性判定回路21からの正電圧検出信号あるいは負電圧検
出信号に基づいて出力すべき端子を選択する。即ち、極性判定回路21から正電圧
検出信号を入力したときはＰＷＭ変調信号をプラス側ロアＦＥＴドライバ12に出
力し、負電圧検出信号を入力したときはＰＷＭ変調信号をマイナス側ロアＦＥＴ
ドライバ14に出力する。プラス側ロアＦＥＴドライバ12は、右操舵時高速スイッ
チング用のロアＦＥＴ２をドライブするものであり、マイナス側ロアＦＥＴドラ
イバ14は、左操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ４をドライブするものであ
る。 次に、モータ駆動回路ＭＤを構成する各要素の具体的な回路を第３図に示して
説明する。 トルク入力端子７に接続された極性判定回路21は、オペアンプＯＰ1，ＯＰ2、
ダイオードＤ1，Ｄ2および抵抗から構成されている。オペアンプＯＰ1，ＯＰ2は
シュミット回路を構成している。即ち、トルク入力端子７に正電圧Ｖｔ+が入力
された瞬間にオペアンプＯＰ1の出力端子が“Ｈ”レベルとなるのに対し、トル
ク入力端子７の電圧がゼロボルトに降下してもオペアンプＯＰ1の出力は“Ｈ”
レベルを維持し、負電圧Ｖｔ-の入力があって初めてオペアンプＯＰ1の出力が“
Ｌ”レベルに反転する。また、トルク入力端子７に負電圧Ｖｔ-が入力された瞬
間にオペアンプＯＰ2の出力端子が“Ｈ”レベルとなるのに対し、トルク入力端
子７の電圧がゼロボルトに上昇してもオペアンプＯＰ2の出力は“Ｈ”レベルを
維持し、正電圧Ｖｔ+の入力があって初めてオペアンプＯＰ2の出力が“Ｌ”レベ
ルに反転する。従って、オペアンプＯＰ1，ＯＰ2のいずれか一方が必ず導通して
いることになる。 第１のフォトカプラＰＣ1における発光ダイオードＬＥＤ1は、極性判定回路21
におけるダイオードＤ1のカソードに抵抗を介して接続され、第２のフォトカプ
ラＰＣ2における発光ダイオードＬＥＤ2は極性判定回路21におけるダイオードＤ
2のカソードに抵抗を介して接続されている。 プラス側アッパＦＥＴドライバ11は、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ1、ＰＮＰ
型のトランジスタＴｒ2、ツェナーダイオードＺＤ1，ＺＤ2、ダイオードＤ3およ
び抵抗から構成され、トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2のベース接続点が第１のフォト
カプラＰＣ1におけるフォトトランジスタＰＴ1のエミッタに接続され、フォトト
ランジスタＰＴ1とトランジスタＴｒ1のコレクタ接続点Ｈと、トランジスタＴｒ
2のコレクタＩは、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ23における出力端子Ｈ，Ｉに
接続されている。ツェナーダイオードＺＤ1はＦＥＴ１のゲート耐圧補償用、ダ
イオードＤ3，ツェナーダイオードＺＤ2はＦＥＴ１のドレイン−ゲート間のサー
ジ吸収用である。ＦＤ1はＦＥＴ１の内部に構成されているＰＮ接合を利用した
フライホイール・ダイオードである。 フォトトランジスタＰＴ1が導通するとトランジスタＴｒ1がＯＮし、トランジ
スタＴｒ2がＯＦＦするため、ＦＥＴ１のゲートがバイアスされてＦＥＴ１が導
通する。 マイナス側アッパＦＥＴドライバ13は、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ3、ＰＮ
Ｐ型のトランジスタＴｒ4、ツェナーダイオードＺＤ3，ＺＤ4、ダイオードＤ4お
よび抵抗から構成され、トランジスタＴｒ3，Ｔｒ4のベース接続点が第２のフォ
トカプラＰＣ2におけるフォトトランジスタＰＴ2のエミッタに接続され、フォト
トランジスタＰＴ2とトランジスタＴｒ3のコレクタ接続点Ｊと、トランジスタＴ
ｒ4のコレクタＫは、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ23における出力端子Ｊ，Ｋ
に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ3はＦＥＴ３のゲート耐圧補償用、
ダイオードＤ4，ツェナーダイオードＺＤ4はＦＥＴ３のドレイン−ゲート間のサ
ージ吸収用である。ＦＤ3はＦＥＴ３の内部に構成されているＰＮ接合を利用し
たフライホイール・ダイオードである。 フォトトランジスタＰＴ2が導通するとトランジスタＴｒ3がＯＮし、トランジ
スタＴｒ4がＯＦＦするため、ＦＥＴ３のゲートがバイアスされてＦＥＴ３が導
通する。 方形波発振回路22は、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ1，Ｎ2，Ｎ3、ダイオードＤ5，
Ｄ6、コンデンサＣ1から構成されている。この方形波発振回路22は、可聴周波領
域よりも高い発振周波数Ｆｃ＝20Ｋ Hz（周期50μｓ）でデューティ比50%のパル
ス信号Ｓ0を出力するものである。 ＤＣ−ＤＣコンバータ23は、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ4、結合コンデンサＣ3、
ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ5、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ6、発振トランスＯ
Ｔの１次コイルＬ1，２つの２次コイルＬ2，Ｌ3、ダイオードＤ7，Ｄ8、平滑コ
ンデンサＣ4，Ｃ5および抵抗から構成されている。ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ4の
入力端子には方形波発振回路22から出力された可聴周波領域よりも高い発振周波
数Ｆｃのパルス信号Ｓ0が入力される。従って、Ｖcc＝15Ｖに接続されたトラン
ジスタＴｒ6もその発振周波数ＦｃでＯＮ・ＯＦＦを繰り返すので１次コイルＬ1
に周波数Ｆｃの交流が流れることになる。その結果、２次コイルＬ2，Ｌ3に降圧
された交流電圧が現れ、これがダイオードＤ7，Ｄ8で整流され平滑コンデンサＣ
4，Ｃ5で平滑されて、出力端子Ｈ，Ｉ間および出力端子Ｊ，Ｋ間にそれぞれＤＣ
10Ｖ電源が作られる。これらのＤＣ10Ｖ電源がプラス側アッパＦＥＴドライバ11
，マイナス側アッパＦＥＴドライバ13の電源となっている。 ロアＦＥＴドライバ12，14の電源がバッテリーＢatt であるのに対し、アッパ
ＦＥＴドライバ11，13の電源をバッテリーＢatt とはせず別のＤＣ10Ｖ電源とし
てあるのは、次のような理由による。即ち、アッパＦＥＴドライバ11自体のアー
スラインはアッパＦＥＴ１のソースと同電位である。アッパＦＥＴ１がＯＮして
いる状態でロアＦＥＴ２がＯＮするとモータＭに駆動電流が流れるが、このとき
のアッパＦＥＴ１のソースの電位はバッテリーＢatt の出力電圧とほぼ同じであ
る。もし、アッパＦＥＴドライバ11の電源をバッテリーＢatt からとると、アッ
パＦＥＴドライバ11の電源ラインの電位がアースラインの電位と等しくなるため
、アッパＦＥＴドライバ11は全く動作しなくなってしまう。つまり、アッパＦＥ
Ｔドライバ11の電源には、ロアＦＥＴドライバ12の電源に対していわゆる「ゲタ
をはかせる」必要がある。このような理由で、アッパＦＥＴドライバ11，13の電
源をバッテリーＢatt とは別電源としているのである。 トルク入力端子７に接続された全波整流回路31は、オペアンプＯＰ3，ＯＰ4、
ダイオードＤ9，Ｄ10および抵抗から構成されている。ステアリングハンドル100
の右操舵時にトルク入力端子７に正電圧Ｖｔ+が入力されたときも、左操舵時に
トルク入力端子７に負電圧Ｖｔ-が入力されたときも、全波整流回路31の出力端
子へには整流電圧Ｖｉ1，Ｖｉ2が現れる。 ロウパスフィルタ32は、オペアンプＯＰ5、コンデンサＣ7および抵抗から構 成されている。オペアンプＯＰ5の反転入力端子（−）は方形波発振回路22の出
力端子に結合コンデンサＣ6を介して接続されている。このロウパスフィルタ3
2は、方形波のパルス信号Ｓ0を入力してその出力端子に三角波Ｓ1を出力する
。 電圧比較回路33は、オペアンプＯＰ6、可変抵抗ＶＲ1、ダイオードＤ11および
抵抗から構成されている。オペアンプＯＰ6の反転入力端子（−）は結合コンデ
ンサＣ8を介してロウパスフィルタ32の出力端子に接続され、非反転入力端子
（＋）は全波整流回路31の出力端子に接続されている。可変抵抗ＶＲ1はオペ
アンプＯＰ6の反転入力端子（−）に現れる三角波Ｓ1のレベルを調整するもので
ある。全波整流回路31の出力端子に現れる整流電圧Ｖｉ1，Ｖｉ2は非反転入力
端子（＋）に基準電圧として入力されている三角波Ｓ1のレベルと比較され、三
角波Ｓ1のレベルよりも高くなったときに出力端子を“Ｈ”レベルに、三角波
Ｓ1のレベル以下のときに出力端子を“Ｌ”レベルにする。従って、出力端子
にはＰＷＭ変調信号が出力される。 ドライブロジック回路34は、ＮＡＮＤ回路Ｎ5，Ｎ6、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ
7，Ｎ8および抵抗から構成されている。ＮＡＮＤ回路Ｎ5の１入力端子Ａは極性
判定回路21におけるダイオードＤ1のカソードに接続され、ＮＡＮＤ回路Ｎ6の１
入力端子Ｂは極性判定回路21におけるダイオードＤ2のカソードに接続され、Ｎ
ＡＮＤ回路Ｎ5，Ｎ6の他の１入力端子はそれぞれ電圧比較回路33の出力端子に
接続されている。 右操舵時には極性判定回路21のダイオードＤ1が導通しＮＡＮＤ回路Ｎ5の１入
力端子が“Ｈ”レベルとなるが、ダイオードＤ2は非導通であるためＮＡＮＤ回
路Ｎ6の１入力端子は“Ｌ”レベルとなる。従って、電圧比較回路33の出力端子
に右操舵時の高速スイッチング用のＰＷＭ変調信号が現れるとワイヤドＮＡＮ
Ｄ回路Ｎ7の出力端子Ｃには右操舵時のＰＷＭ変調信号がそのまま出力されるの
に対し、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ8からの出力はない。 左操舵時には極性判定回路21のダイオードＤ2が導通しＮＡＮＤ回路Ｎ6の１入
力端子が“Ｈ”レベルとなるが、ダイオードＤ1は非導通であるためＮＡＮＤ回
路Ｎ5の１入力端子は“Ｌ”レベルとなる。従って、電圧比較回路33の出力端子
に左操舵時の高速スイッチング用のＰＷＭ変調信号が現れるとワイヤドＮＡ ＮＤ回路Ｎ8の出力端子Ｄには左操舵時のＰＷＭ変調信号がそのまま出力される
のに対し、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ7からの出力はない。 プラス側ロアＦＥＴドライバ12は、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ7、ＰＮＰ型
のトランジスタＴｒ8、ツェナーダイオードＺＤ5，ＺＤ6、ダイオードＤ12およ
び抵抗から構成され、トランジスタＴｒ7，Ｔｒ8のベース接続点がドライブロジ
ック回路34の出力端子Ｃに接続され、トランジスタＴｒ7のコレクタがリレー接
点Ｘａ，電源入力端子６ａを介してバッテリーＢatt に接続されている。ツェナ
ーダイオードＺＤ5はＦＥＴ２のゲート耐圧補償用、ダイオードＤ12，ツェナー
ダイオードＺＤ6はＦＥＴ２のドレイン−ゲート間のサージ吸収用である。ＦＤ2
はＦＥＴ２の内部のＰＮ接合を利用したフライホイール・ダイオードである。
出力端子Ｃが“Ｈ”レベルのときはトランジスタＴｒ7がＯＮし、トランジスタ
Ｔｒ8がＯＦＦするため、ＦＥＴ２のゲートがバイアスされてＦＥＴ２が導通し
、出力端子Ｃが“Ｌ”レベルのときはトランジスタＴｒ7がＯＦＦし、トランジ
スタＴｒ8がＯＮするためＦＥＴ２がカットオフされる。従って、右操舵時高速
スイッチング用のロアＦＥＴ２は、出力端子Ｃに現れる右操舵時のＰＷＭ変調信
号に基づいてドライブされる。 マイナス側ロアＦＥＴドライバ14は、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ9、ＰＮＰ
型のトランジスタＴｒ10、ツェナーダイオードＺＤ7，ＺＤ8、ダイオードＤ13お
よび抵抗から構成され、トランジスタＴｒ9，Ｔｒ10のベース接続点がドライブ
ロジック回路34の出力端子Ｄに接続され、トランジスタＴｒ9のコレクタがリレ
ー接点Ｘａ，電源入力端子６ａを介してバッテリーＢatt に接続されている。ツ
ェナーダイオードＺＤ7はＦＥＴ４のゲート耐圧補償用、ダイオードＤ13，ツェ
ナーダイオードＺＤ8はＦＥＴ４のドレイン−ゲート間のサージ吸収用である。
ＦＤ4はＦＥＴ４の内部のＰＮ接合を利用したフライホイール・ダイオードであ
る。 出力端子Ｄが“Ｈ”レベルのときはトランジスタＴｒ9がＯＮし、トランジス
タＴｒ10がＯＦＦするため、ＦＥＴ４のゲートがバイアスされてＦＥＴ４が導通
し、出力端子Ｄが“Ｌ”レベルのときはトランジスタＴｒ9がＯＦＦし、トラン
ジスタＴｒ10がＯＮするためＦＥＴ４がカットオフされる。従って、左操舵時高
速スイッチング用のロアＦＥＴ４は、出力端子Ｄに現れる左操舵時のＰＷＭ変調 信号に基づいてドライブされる。 リレー接点Ｘａと電源入力端子６ａとの接続点とアースとの間に、メインスイ
ッチＰｓと電源逆接続対策用のダイオードＤ14とリレーコイルＸとが直列接続さ
れ、リレーコイルＸに逆起電流循環用のダイオードＤ15が並列接続されている。
Ｃ9は電源サージ吸収用のコンデンサである。動作 次に、上記構成の電動式パワーステアリングのモータ駆動装置の動作を説明す
る。 メインスイッチＰｓをＯＮにすると、リレーコイルＸが励磁されるのでリレー
接点ＸａがＯＮする。これによって、モータ駆動回路ＭＤが能動状態となる。即
ち、プラス側ロアＦＥＴドライバ12とマイナス側ロアＦＥＴドライバ14に対して
バッテリーＢatt から電源が供給される。また、方形波発振回路22が駆動され、
その出力端子に可聴周波領域よりも高い発振周波数Ｆｃ＝20ＫＨｚの方形波の
パルス信号Ｓ0が出力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ23は、この発振出力を入力
してＶcc＝15ＶをＤＣ10Ｖに変換する。その結果、プラス側アッパＦＥＴドライ
バ11の入力端子Ｈ，Ｉ間にＤＣ10Ｖ電源が供給されるとともに、マイナス側アッ
パＦＥＴドライバ13の入力端子Ｊ，Ｋ間にＤＣ10Ｖ電源が供給される。 第４図の波形図に示すように、ステアリングハンドル100を右方向（時計方向
）に操舵し始めたとすると、伝動機構 102を介して操舵輪101が右方向に旋回さ
れる。このとき、トルクセンサＴＳが操舵トルクを検出し、その操舵トルクに応
じたレベルの正電圧Ｖｔ+を極性判定回路21および全波整流回路31に出力する。
極性判定回路21は、正電圧Ｖｔ+の入力によってオペアンプＯＰ1の出力を“Ｈ”
レベル、オペアンプＯＰ2の出力を“Ｌ”レベルにする。即ち、出力端子Ａが“
Ｈ”レベルとなって第１のフォトカプラＰＣ1の発光ダイオードＬＥＤ1が発光し
、フォトトランジスタＰＴ1が導通するため、プラス側アッパＦＥＴドライバ11
の出力端子が“Ｈ”レベルとなり、右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１を導通
させる。このＦＥＴ１の導通は、トルクセンサＴＳから正電圧Ｖｔ+が出力され
ている限り継続する。第２のフォトカプラＰＣ2の発光ダイオードＬＥＤ2は消灯
しているので左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３はＯＦＦになっている。 一方、方形波発振回路22の出力端子に現れた方形波のパルス信号Ｓ0は、ロ
ウパスフィルタ32によって三角波Ｓ1に変換され、この三角波Ｓ1が電圧比較回路
33におけるオペアンプＯＰ6の反転入力端子（−）に基準電圧として印加される
。トルク入力端子７に入力された正電圧Ｖｔ+は全波整流回路31によって全波整
流され、その出力端子から整流電圧Ｖｉ1を出力する。この整流電圧Ｖｉ1が電
圧比較回路33において比較され、電圧比較回路33の出力端子に右操舵時のＰＷ
Ｍ変調信号として出力される。このＰＷＭ変調信号は、ドライブロジック回路34
によってその出力端子Ｃのみから出力される。即ち、正電圧Ｖｔ+の入力時には
極性判定回路21の出力端子Ａが“Ｈ”レベルであるのに対し出力端子Ｂは“Ｌ”
レベルとなるためである。 以上のようにして、ステアリングハンドル 100を右方向に操舵している期間に
おいては、右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１が導通しかつこの導通状態を保
持するとともに、ＰＷＭ変調信号がプラス側ロアＦＥＴドライバ12に出力される
。その出力端子が正電圧Ｖｔ+のレベルに対応するデューティをもつＰＷＭ変調
信号に応じて“Ｈ”，“Ｌ”を繰り返すから、その“Ｈ”，“Ｌ”の周期で右操
舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ２がＯＮ，ＯＦＦされる。 ＰＷＭ変調信号は、その周波数が方形波発振回路22の発振周波数Ｆｃ＝20Ｋと
等しいが、そのデューティは、操舵トルクに比例する正電圧Ｖｔ+のレベル変動
に伴って時々刻々と変化する。即ち、操舵トルクが大きく正電圧Ｖｔ+のレベル
が高いほどデューティが大きくなり、正電圧Ｖｔ+のレベルが所定値を超えると
デューティは 100％となる。 いずれにしても、ステアリングハンドル 100を右方向に操舵して正電圧Ｖｔ+
が入力されている期間では右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１を常時的に導通
させるとともに、ＰＷＭ変調信号が“Ｈ”レベルのときに右操舵時高速スイッチ
ング用のロアＦＥＴ２をＯＮしてモータＭにモータ正転駆動電流Ｉ1を流し、Ｐ
ＷＭ変調信号が“Ｌ”レベルのときにロアＦＥＴ２をＯＦＦして駆動電流Ｉ1を
カットオフする。 このカットオフ中の動作を説明するために、モータ駆動回路ＭＤの要部のみを
第５図に示す。第５図はフルブリッジを構成する４つのＦＥＴ１〜４とそれぞれ
の内部に形成されているフライホイール・ダイオードＦＤ1〜ＦＤ4とモータＭ とバッテリーＢatt を示す。 モータ正転駆動電流Ｉ1がバッテリーＢatt →アッパＦＥＴ１→モータＭ→ロ
アＦＥＴ２→バッテリーＢatt の経路を流れている状態で、ＰＷＭ変調信号の“
Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルの変化によってロアＦＥＴ２がＯＦＦすると、モー
タ正転駆動電流Ｉ1はゼロとなる。しかし、モータＭに流れる電流は一気にゼロ
となるのではない。 即ち、モータ正転駆動電流Ｉ1をカットオフしたことに伴ってモータＭのコイ
ルに誘起される誘導起電力によってモータＭには誘導電流Ｉ11が流れる。この誘
導電流Ｉ11は、モータＭ→ＯＦＦ状態にあるアッパＦＥＴ３のフライホイール・
ダイオードＦＤ3→ＯＮ状態にあるアッパＦＥＴ１→モータＭの循環経路を流れ
る。即ち、誘導電流Ｉ11がモータＭを流れる方向は、その直前までモータＭに流
れていたモータ正転駆動電流Ｉ1の方向と同じである。 即ち、第６図に示すように、全波整流回路31から出力された整流電圧Ｖｉ1と
三角波Ｓ1との比較において、整流電圧Ｖｉ1が三角波Ｓ1よりも高いときにＰＷ
Ｍ変調信号が出力される。ＰＷＭ変調信号の“Ｈ”レベルの期間ではモータ駆動
電流Ｉ1が流れる。“Ｌ”レベルの期間ではモータ駆動電流Ｉ1に代えて誘導電流
Ｉ11が流れる。 可聴周波数領域の周波数のＰＷＭ変調信号ではロアＦＥＴ2をＯＮ，ＯＦＦ制
御する場合には、この誘導電流Ｉ11がゼロまたはほぼゼロになった後に、ＰＷＭ
変調信号の次のＨレベルの信号がＦＥＴ2に印加されて再びモータ駆動電流が流
されるので、フライホイール・ダイオードＦＤ3による電流継続効果を利用する
ことができない。つまり、トルクセンサＴＳからの入力信号のレベルに対するモ
ータの出力トルクのリニアリティを改善することはできない。 また、可聴周波数領域よりも低い周波数のＰＷＭ変調信号でロアＦＥＴ2をＯ
Ｎ，ＯＦＦ制御する場合にも、この誘導電流Ｉ11がゼロになった後に、ＰＷＭ変
調信号の次のＨレベルの信号がＦＥＴ2に印加されて再びモータ駆動電流が流さ
れるので、同様に、フライホイール・ダイオードＦＤ3による電流継続効果を利
用することができない。 一方、可聴周波数領域よりも高い周波数のＰＷＭ変調信号でロアＦＥＴ2をＯ
Ｎ，ＯＦＦ制御する場合には、ＰＷＭ信号の周波数Ｆｃが高いので、ＰＷＭ変調 信号のＨレベルの信号がＦＥＴ2に印加されてモータ電流（第１の駆動電流Ｉ1）
が操舵トルクの大きさの変化に追随して変化していき、ＰＷＭ変調信号の次のＨ
レベルの信号がＦＥＴ2に印加されて再びステアリングモータＭに次のモータ電
流（第２の駆動電流Ｉ1）が操舵トルクの大きさの変化に追随して変化していく
に際しては、前記第１の駆動電流であるモータ電流がゼロになった後から前記第
２の駆動電流であるモータ電流が流れるまでの間、ＯＦＦ状態を保持しているＦ
ＥＴ3に並列接続されているフライホイール・ダイオードＦＤ3と、導通状態を保
持しているＦＥＴ1と、ステアリングモータＭとで形成される循環回路にステア
リングモータＭの誘導電流Ｉ11を継続して流すとともに、前記誘導電流Ｉ11の大
きさが前記両駆動電流の変化に追随して変化することによってフライホイール・
ダーイオードＦＤ3による電流継続効果を利用することができ、これによって、
モータＭの出力トルクのリニアリティを改善することができる。 本実施例の場合は、可聴周波数領域よりも高い周波数Ｆｃ＝20ＫＨｚのＰＷＭ
信号でロアＦＥＴ2をＯＮ，ＯＦＦ制御するから、フライホイール・ダイオード
ＦＤ3による電流継続効果により、トルクセンサＴＳからの入力信号のレベルに
対するモータの出力トルクのリニアリティが優れたものとなる。 以上の説明は右操舵時についてのものであるが、左操舵時も同様の操作が行わ
れる。 従来におけるアッパＦＥＴとロアＦＥＴとを同時的にＯＮ，ＯＦＦ制御した場
合と、本実施例におけるアッパＦＥＴは常時的にＯＮに保つとともにロアＦＥＴ
を可聴周波数領域よりも高い周波数（Ｆｃ＝20ＫＨｚ）のＰＷＭ信号でＯＮ，Ｏ
ＦＦ制御した場合とについて、トルクセンサＴＳからの入力信号のレベルに対す
るモータＭの出力トルクのリニアリティの程度を第７図に示す。 従来におけるアッパＦＥＴとロアＦＥＴとを同時的にＯＮ，ＯＦＦ制御した場
合では、40ＨｚのＰＷＭ変調信号ではリニアリティが優れているが、400Ｈｚ、1
0ＫＨｚ、20ＫＨｚとＰＷＭ変調信号の周波数が高くなるにつれてリニアリティ
が次第に悪くなる。すなわち、40ＨｚのＰＷＭ変調信号では、リニアリティは優
れているが、周波数が可聴周波数領域であるために、振動音が発生してしまう。
また、20ＫＨｚのＰＷＭ変調信号では、可聴周波数領域ではないので振動音は発
生しないが、リニアリティが悪くなってしまう。 したがって、従来におけるアッパＦＥＴとロアＦＥＴとを同時的にＯＮ，ＯＦ
Ｆ制御する場合においては、振動音も発生させずかつリニアリティも良好にする
には、例えば20ＫＨｚの場合、その特性とちょうど逆の特性を持つ補償回路を付
加しなければならないが、そのような特性の補償回路は非常に複雑なものとなる
。 これに対し、本実施例の場合、アッパＦＥＴのそれぞれにフライホイール・ダ
イオードを並列接続し、アッパＦＥＴは常時的にＯＮに保つとともにロアＦＥＴ
をＦｃ＝20ＫＨｚ（可聴周波数領域よりも高い周波数）のＰＷＭ信号でＯＮ，Ｏ
ＦＦ制御しているので、上述のように、フライホイール・ダイオードによる電流
継続効果が利用され、トルクセンサＴＳからの入力信号のレベルに対するモータ
の出力トルクのリニアリティが改善されている（第７図）。しかも、ＰＷＭ信号
の周波数Ｆｃ＝20ＫＨｚは、可聴周波数領域よりも高い周波数であるため、ロア
ＦＥＴのＯＮ，ＯＦＦ制御に伴う振動音の発生もない。
るためのパワーステアリングの動力源として電動機を使用する電動式パワーステ
アリングのモータ駆動装置に関する。 ＜従来技術とその問題点＞ 従来のこの種の電動式パワーステアリングのモータ駆動装置は、右操舵時に導
通する第１および第２のトランジスタと、左操舵時に導通する第３および第４の
トランジスタとをステアリングモータに対してフルブリッジを構成する状態に接
続してある。 右操舵時の操舵トルクの検出に基づいて対応する第１および第２のトランジス
タを同時に導通してバッテリーからモータに正方向の駆動電流を流し、左操舵時
の操舵トルクの検出に基づいて対応する第３および第４のトランジスタを同時に
導通してモータに逆方向の駆動電流を流し、いずれの方向の操舵時にもドライバ
の操舵力をモータによって補助している。 第１ないし第４のトランジスタのそれぞれにはフライホイール・ダイオードが
並列接続されている。一対のトランジスタが同時にＯＦＦしてモータ駆動電流が
カットオフされたときに生じる誘導電圧のためにトランジスタが破壊されるおそ
れがあるが、誘導電流をフライホイール・ダイオードを介してバッテリーに還流
することによってトランジスタの破壊を防止している。 一対のトランジスタの導通期間は、操舵トルクの大きさに対応してパルス幅変
調された信号に基づいて行われるため、ステアリングハンドルを強く操舵した場
合には両トランジスタの導通期間が長く、弱く操舵した場合には両トランジスタ の導通期間が短い。 しかしながら、パルス幅変調の周波数が可聴周波領域にあるため、次のような
問題を有している。 即ち、トランジスタのＯＮ，ＯＦＦに伴うモータの駆動，停止の周波数も可聴
周波数となるため、振動音が発生し、ドライバや同乗者に不快感を与える。 さらに、操舵トルクの大きさの変化に対するモータの出力トルクのリニアリテ
ィが悪く、操舵感覚がぎこちないものとなっている。 なお、フライホイール・ダイオードを流れる誘導電流がモータに流れるが、パ
ルス幅変調信号の周波数が可聴周波領域に存在する低周波であるため、この誘導
電流は何らリニアリティの改善には役立たない。 ＜発明の目的＞ 本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、モータ駆動電流の
通電，遮断の繰り返しに伴う振動音の発生を防止するとともに、操舵トルクに対
するモータの出力トルクのリニアリティを向上することを目的とする。 ＜発明の構成と効果＞ 〔構成〕 本発明は、このような目的を達成するために、次のような構成をとる。 即ち、本発明の電動式パワーステアリングのモータ駆動装置は、右操舵時導通
保持用の第１のスイッチング素子と右操舵時高速スイッチング用の第２のスイッ
チング素子と左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素子と左操舵時高速スイ
ッチング用の第４のスイッチング素子とをステアリングモータに対してフルブリ
ッジを構成する状態に接続してなるブリッジ回路と、右操舵トルクの検出に基づ
いて前記第１のスイッチング素子を導通しかつこの導通状態を保持するよう制御
し、左操舵トルクの検出に基づいて前記第３のスイッチング素子を導通しかつこ
の導通状態を保持するように制御する導通保持制御部と、可聴周波領域よりも高
い周波数で発振する発振回路と、 この発振回路の発振周波数に基づいて可聴周波数領域よりも高い周波数で右操
舵トルクの大きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくりかつこのパル
ス幅変調信号に基づいて前記第２のスイッチング素子を高速スイッチングし、前
記発振回路の発振周波数に基づいて可聴周波数領域よりも高い周波数で左操舵ト ルクの大きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくりかつこのパルス幅
変調信号に基づいて前記第４のスイッチング素子を高速スイッチングするように
制御する高速スイッチング制御部と、 前記第１ないし第４のスイッチング素子のおのおのに並列接続されたフライホ
イール・ダイオードとを備え、 前記ステアリングモータの第１の駆動電流が前記右操舵トルクまたは左操舵ト
ルクの大きさの変化に追随して変化していき、前記第１の駆動電流がゼロになっ
た後に次のパルス幅変調信号に基づいて再び前記ステアリングモータに第２の駆
動電流が前記右操舵トルクまたは左操舵トルクの大きさの変化に追随して変化し
ていき、前記第１の駆動電流がゼロになった後から前記第２の駆動電流が流れる
までの間、ＯＦＦ状態を保持している前記導通保持用の一方のスイッチング素子
に並列接続されているフライホイール・ダイオードと、導通状態を保持している
前記導通保持用の他方のスイッチング素子と、前記ステアリングモータとで形成
される循環経路に前記ステアリングモータの誘導電流を継続して流すとともに、
前記誘導電流の大きさが前記両駆動電流の変化に追随して変化するよう構成した
ものである。 〔作用〕 この構成による作用は、次の通りである。ステアリングハンドルが右方向に操
舵された場合、導通保持制御部は、右操舵トルクの検出によって、まず右操舵時
導通保持用の第１のスイッチング素子を導通させ、その導通状態を保持する。引
き続いて、高速スイッチング制御部が右操舵トルクの大きさに応じたデューティ
のパルス幅変調信号をつくり、これを右操舵時高速スイッチング用の第２のスイ
ッチング素子に出力してこの第２のスイッチング素子を高速スイッチングさせる
。 また、ステアリングハンドルが左方向に操舵された場合、導通保持制御部は、
左操舵トルクの検出によって、まず左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素
子を導通させ、その導通状態を保持する。引き続いて、高速スイッチング制御部
が左操舵トルクの大きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくり、これ
を左操舵時高速スイッチング用の第４のスイッチング素子に出力してこの第４の
スイッチング素子を高速スイッチングさせる。 高速スイッチングにおいてパルス幅変調信号の“Ｌ”レベルの期間では、モー
タのコイルに誘導電流が生じるが、この誘導電流は、現在ＯＦＦ状態にある導通
保持用の第３（または第１）のスイッチング素子におけるフライホイール・ダイ
オードと、現在導通状態に保持されている第１（または第３）のスイッチング素
子とを介してモータに循環する。つまり、バッテリー電圧とは無関係に誘導電流
が流れる。パルス幅変調信号の周波数が可聴周波領域よりも高いため、誘導電流
がゼロになる前に次の“Ｈ”レベルのパルス幅変調信号が第２（または第４）の
スイッチング素子に出力される。従って、モータ駆動電流の立ち上がりの応答性
が良い。換言すれば、パルス幅変調信号の周波数を可聴周波領域よりも高くして
あるため、フライホイール・ダイオードによる電流継続効果を有効に利用できる
のである。もし、従来例のように可聴周波領域の周波数を使用すると、フライホ
イール・ダイオードは単にスイッチング素子の破壊防止だけのものにすぎない。 また、従来例のようにパルス幅変調信号の“Ｌ”レベルの期間で第１，第２の
スイッチング素子を同時にＯＦＦするならば、誘導電流はバッテリー電圧に抗す
るかたちでしか流れず、その電流値は小さく、モータ駆動電流の立ち上がりの応
答性の改善には役立たないが、バッテリー電圧と無関係に循環すると、その電流
値が大きいため、モータ駆動電流の立ち上がりの応答性に役立ち、この点からも
フライホイール・ダイオードによる電流継続効果を有効に利用できる。 〔効果〕 以上のことから、本発明によれば、次のような効果が発揮される。２対あるス
イッチング素子のうち、各対の一方のスイッチング素子を導通保持用とし、他方
のスイッチング素子を高速スイッチング用にしてあるとともに、高速スイッチン
グのためのパルス幅変調信号の周波数を可聴周波領域よりも高くしてあるため、
フライホイール・ダイオードによる電流継続効果を有効に活用して操舵トルクに
対するモータの出力トルクのリニアリティを向上することができるとともに、パ
ルス幅変調信号によるスイッチングにもかかわらず、振動音の発生を防止するこ
とができる。 即ち、操舵感覚の向上とともに、操作性の改善を達成することができるという
効果が発揮される。 ＜実施例の説明＞ 以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。 第１図は電動式パワーステアリング機構の概略構成図である。 100はステアリングハンドル、101は操舵輪、102はステアリングハンドル 100
から操舵輪 101に操舵力を与える伝動機構、Ｍはステアリングハンドル 100に与
えるべき操舵力を軽減して運転手を補助するために伝動機構 102に連動連結され
モータである。ステアリングハンドル100に加えられた操舵トルクはトルクセン
サＴＳによって検出される。このトルクセンサＴＳは、ステアリングハンドル10
0を右方向（時計方向）に操舵しているときにその操舵トルクに応じた電圧値の
正電圧Ｖｔ+を出力し、ステアリングハンドル100を左方向（反時計方向）に操舵
しているときにその操舵トルクに応じた電圧値の負電圧Ｖｔ-を出力するもので
ある。ＭＤはトルクセンサＴＳからの信号を入力してモータＭを駆動制御するモ
ータ駆動回路であり、このモータ駆動回路ＭＤは、トルクセンサＴＳの出力が正
電圧Ｖｔ+のときにモータＭを正転させ、負電圧Ｖｔ-のときにモータＭを逆転さ
せるとともに、正電圧Ｖｔ+，負電圧Ｖｔ-いずれの場合もその電圧値に対応した
モータ駆動電流をモータＭに流すように構成されている。 以下、モータ駆動回路ＭＤの構成を第２図に示すブロック回路図に基づいて説
明する。 １〜４は、モータ駆動回路ＭＤの出力端子５ａ，５ｂに対してフルブリッジを
構成する状態に接続されたｎチャンネル型のパワーＭＯＳ・ＦＥＴである。この
うち、１は右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ、２は右操舵時高速スイッチング
用のロアＦＥＴ、３は左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ、４は左操舵時高速ス
イッチング用のロアＦＥＴである。ここで、「アッパ」とはモータ駆動回路ＭＤ
の電源入力端子６ａに対して近いという意味であり、「ロア」とは電源入力端子
６ａから遠いという意味である。 即ち、右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１は、ステアリングハンドル100を
右方向に操舵したときにトルクセンサＴＳから出力される正電圧Ｖｔ+が継続さ
れる限りＯＮするものであり、右操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ２は、
その正電圧Ｖｔ+のＰＷＭ変調信号（パルス幅変調信号）によってＯＮ，ＯＦＦ
を繰り返す高速スイッチングを行うものである。 左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３は、ステアリングハンドル 100を左方向 に操舵したときにトルクセンサＴＳから出力される負電圧Ｖｔ-が継続される限
りＯＮするものであり、左操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ４は、その負
電圧Ｖｔ-のＰＷＭ変調信号によってＯＮ・ＯＦＦを繰り返す高速スイッチング
を行うものである。 モータ駆動回路ＭＤの電源入力端子６ａが車両に搭載のバッテリーＢatt に接
続され、電源入力端子６ａがリレー接点Ｘａを介して右操舵時導通保持用のアッ
パＦＥＴ１のドレインと、左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３のドレインとに
接続されている。 右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１のソースは出力端子５ａに接続され、出
力端子５ｂは右操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ２のドレインに接続され
、そのソースはモータ駆動回路ＭＤのアース端子６ｂに接続されている。 一方、左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３のソースは出力端子５ｂに接続さ
れ、出力端子５ａが左操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ４のドレインに接
続され、そのソースはモータ駆動回路ＭＤのアース端子６ｂに接続されている。 即ち、ステアリングハンドル 100を右方向に操舵した場合には、まずアッパＦ
ＥＴ１がＯＮしてそのＯＮ状態が保持され、続いてロアＦＥＴ２のスイッチング
に基づいて、バッテリーＢatt →電源入力端子６ａ→アッパＦＥＴ１→出力端子
５ａ→モータＭ→出力端子５ｂ→ロアＦＥＴ２→アース端子６ｂ→バッテリーＢ
att の経路でモータ正転駆動電流Ｉ1が流れるように構成してある。 また、ステアリングハンドル 100を左方向に操舵した場合には、まずアッパＦ
ＥＴ３がＯＮしてそのＯＮ状態が保持され、続いてロアＦＥＴ４のスイッチング
に基づいて、バッテリーＢatt →電源入力端子６ａ→アッパＦＥＴ３→出力端子
５ｂ→モータＭ→出力端子５ａ→ロアＦＥＴ４→アース端子６ｂ→バッテリーＢ
att の経路でモータ逆転駆動電流Ｉ2が流れるように構成してある。 ＦＥＴ１〜４を上記のように制御するための回路構成は次の通りである。 モータ駆動回路ＭＤにおけるトルク入力端子７に、トルクセンサＴＳからの入
力電圧の極性を判定する極性判定回路21が接続されている。極性判定回路21は、
正電圧Ｖｔ+の入力を検出したときに出力する端子と負電圧Ｖｔ-の入力を検出し
たときに出力する端子とをもち、正電圧検出出力端子には第１のフォトカプラＰ
Ｃ1が、負電圧検出出力端子には第２のフォトカプラＰＣ2が接続されている。 第１のフォトカプラＰＣ1は右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１を制御する
プラス側アッパＦＥＴドライバ11に接続され、第２のフォトカプラＰＣ2は左操
舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３を制御するマイナス側アッパＦＥＴドライバ13
に接続されている。ここで、「プラス」，「マイナス」というのは極性判定回路
21による正電圧Ｖｔ+，負電圧Ｖｔ-に対応している。 第１のフォトカプラＰＣ1が動作するとプラス側アッパＦＥＴドライバ11が右
操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１をＯＮし、第２のフォトカプラＰＣ2が動作
するとマイナス側アッパＦＥＴドライバ13が左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ
３をＯＮする。 後述するようにＦＥＴの動作原理から、アッパＦＥＴドライバ11，13の電源を
バッテリーＢatt から直接とることができないので、それらの電源としてＤＣ−
ＤＣコンバータ23を設けてある。そして、このＤＣ−ＤＣコンバータ23をドライ
ブするのに、ロアＦＥＴ２，４にＰＷＭ変調信号を与える源となる方形波発振回
路22を兼用的に利用している。この方形波発振回路22は、可聴周波数よりも高い
発振周波数Ｆｃ（例えば、20Ｋ Hz）の方形波のパルス信号Ｓ0を出力するもので
ある。 方形波発振回路22の次段には、この発振回路22から入力した方形波のパルス信
号Ｓ0を三角波Ｓ1に変換するロウパスフィルタ32が設けられており、このロウパ
スフィルタ32が出力する周波数Ｆｃ＝20Ｋ Hzの三角波Ｓ1は、電圧比較回路33の
基準電圧となっている。一方、極性判定回路21が接続されたトルク入力端子７は
全波整流回路31にも接続され、この全波整流回路31から出力される整流電圧Ｖｉ
1，Ｖｉ2が電圧比較回路33において基準電圧（三角波Ｓ1）と比較されるように
構成されている。電圧比較回路33は三角波Ｓ1を基準電圧とするものであるから
、入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-（トルクセンサＴＳの出力電圧）のレベル変化がデュー
ティの変化として出力される。即ち、入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-が三角波Ｓ1を横切
る期間での三角波Ｓ1の谷の幅は、入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-が高いほど大きい。 従って、入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-が高いほどデューティ比が大きくなる。電圧比
較回路33の出力の周波数は三角波Ｓ1の周波数と等しく、可聴周波数よりも高い
（20Ｋ Hz）。入力電圧Ｖｔ+，Ｖｔ-が三角波Ｓ1の振幅よりも高い期間ではデ ューティ比が 100％となって出力電圧は直流となる。 電圧比較回路33の次段にはドライブロジック回路34が設けられている。このド
ライブロジック回路34は、２つの出力端子をもち、それぞれが次段のプラス側ロ
アＦＥＴドライバ12，マイナス側ロアＦＥＴドライバ14に接続されている。ドラ
イブロジック回路34は、極性判定回路21からの正電圧検出信号あるいは負電圧検
出信号に基づいて出力すべき端子を選択する。即ち、極性判定回路21から正電圧
検出信号を入力したときはＰＷＭ変調信号をプラス側ロアＦＥＴドライバ12に出
力し、負電圧検出信号を入力したときはＰＷＭ変調信号をマイナス側ロアＦＥＴ
ドライバ14に出力する。プラス側ロアＦＥＴドライバ12は、右操舵時高速スイッ
チング用のロアＦＥＴ２をドライブするものであり、マイナス側ロアＦＥＴドラ
イバ14は、左操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ４をドライブするものであ
る。 次に、モータ駆動回路ＭＤを構成する各要素の具体的な回路を第３図に示して
説明する。 トルク入力端子７に接続された極性判定回路21は、オペアンプＯＰ1，ＯＰ2、
ダイオードＤ1，Ｄ2および抵抗から構成されている。オペアンプＯＰ1，ＯＰ2は
シュミット回路を構成している。即ち、トルク入力端子７に正電圧Ｖｔ+が入力
された瞬間にオペアンプＯＰ1の出力端子が“Ｈ”レベルとなるのに対し、トル
ク入力端子７の電圧がゼロボルトに降下してもオペアンプＯＰ1の出力は“Ｈ”
レベルを維持し、負電圧Ｖｔ-の入力があって初めてオペアンプＯＰ1の出力が“
Ｌ”レベルに反転する。また、トルク入力端子７に負電圧Ｖｔ-が入力された瞬
間にオペアンプＯＰ2の出力端子が“Ｈ”レベルとなるのに対し、トルク入力端
子７の電圧がゼロボルトに上昇してもオペアンプＯＰ2の出力は“Ｈ”レベルを
維持し、正電圧Ｖｔ+の入力があって初めてオペアンプＯＰ2の出力が“Ｌ”レベ
ルに反転する。従って、オペアンプＯＰ1，ＯＰ2のいずれか一方が必ず導通して
いることになる。 第１のフォトカプラＰＣ1における発光ダイオードＬＥＤ1は、極性判定回路21
におけるダイオードＤ1のカソードに抵抗を介して接続され、第２のフォトカプ
ラＰＣ2における発光ダイオードＬＥＤ2は極性判定回路21におけるダイオードＤ
2のカソードに抵抗を介して接続されている。 プラス側アッパＦＥＴドライバ11は、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ1、ＰＮＰ
型のトランジスタＴｒ2、ツェナーダイオードＺＤ1，ＺＤ2、ダイオードＤ3およ
び抵抗から構成され、トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2のベース接続点が第１のフォト
カプラＰＣ1におけるフォトトランジスタＰＴ1のエミッタに接続され、フォトト
ランジスタＰＴ1とトランジスタＴｒ1のコレクタ接続点Ｈと、トランジスタＴｒ
2のコレクタＩは、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ23における出力端子Ｈ，Ｉに
接続されている。ツェナーダイオードＺＤ1はＦＥＴ１のゲート耐圧補償用、ダ
イオードＤ3，ツェナーダイオードＺＤ2はＦＥＴ１のドレイン−ゲート間のサー
ジ吸収用である。ＦＤ1はＦＥＴ１の内部に構成されているＰＮ接合を利用した
フライホイール・ダイオードである。 フォトトランジスタＰＴ1が導通するとトランジスタＴｒ1がＯＮし、トランジ
スタＴｒ2がＯＦＦするため、ＦＥＴ１のゲートがバイアスされてＦＥＴ１が導
通する。 マイナス側アッパＦＥＴドライバ13は、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ3、ＰＮ
Ｐ型のトランジスタＴｒ4、ツェナーダイオードＺＤ3，ＺＤ4、ダイオードＤ4お
よび抵抗から構成され、トランジスタＴｒ3，Ｔｒ4のベース接続点が第２のフォ
トカプラＰＣ2におけるフォトトランジスタＰＴ2のエミッタに接続され、フォト
トランジスタＰＴ2とトランジスタＴｒ3のコレクタ接続点Ｊと、トランジスタＴ
ｒ4のコレクタＫは、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ23における出力端子Ｊ，Ｋ
に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ3はＦＥＴ３のゲート耐圧補償用、
ダイオードＤ4，ツェナーダイオードＺＤ4はＦＥＴ３のドレイン−ゲート間のサ
ージ吸収用である。ＦＤ3はＦＥＴ３の内部に構成されているＰＮ接合を利用し
たフライホイール・ダイオードである。 フォトトランジスタＰＴ2が導通するとトランジスタＴｒ3がＯＮし、トランジ
スタＴｒ4がＯＦＦするため、ＦＥＴ３のゲートがバイアスされてＦＥＴ３が導
通する。 方形波発振回路22は、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ1，Ｎ2，Ｎ3、ダイオードＤ5，
Ｄ6、コンデンサＣ1から構成されている。この方形波発振回路22は、可聴周波領
域よりも高い発振周波数Ｆｃ＝20Ｋ Hz（周期50μｓ）でデューティ比50%のパル
ス信号Ｓ0を出力するものである。 ＤＣ−ＤＣコンバータ23は、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ4、結合コンデンサＣ3、
ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ5、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ6、発振トランスＯ
Ｔの１次コイルＬ1，２つの２次コイルＬ2，Ｌ3、ダイオードＤ7，Ｄ8、平滑コ
ンデンサＣ4，Ｃ5および抵抗から構成されている。ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ4の
入力端子には方形波発振回路22から出力された可聴周波領域よりも高い発振周波
数Ｆｃのパルス信号Ｓ0が入力される。従って、Ｖcc＝15Ｖに接続されたトラン
ジスタＴｒ6もその発振周波数ＦｃでＯＮ・ＯＦＦを繰り返すので１次コイルＬ1
に周波数Ｆｃの交流が流れることになる。その結果、２次コイルＬ2，Ｌ3に降圧
された交流電圧が現れ、これがダイオードＤ7，Ｄ8で整流され平滑コンデンサＣ
4，Ｃ5で平滑されて、出力端子Ｈ，Ｉ間および出力端子Ｊ，Ｋ間にそれぞれＤＣ
10Ｖ電源が作られる。これらのＤＣ10Ｖ電源がプラス側アッパＦＥＴドライバ11
，マイナス側アッパＦＥＴドライバ13の電源となっている。 ロアＦＥＴドライバ12，14の電源がバッテリーＢatt であるのに対し、アッパ
ＦＥＴドライバ11，13の電源をバッテリーＢatt とはせず別のＤＣ10Ｖ電源とし
てあるのは、次のような理由による。即ち、アッパＦＥＴドライバ11自体のアー
スラインはアッパＦＥＴ１のソースと同電位である。アッパＦＥＴ１がＯＮして
いる状態でロアＦＥＴ２がＯＮするとモータＭに駆動電流が流れるが、このとき
のアッパＦＥＴ１のソースの電位はバッテリーＢatt の出力電圧とほぼ同じであ
る。もし、アッパＦＥＴドライバ11の電源をバッテリーＢatt からとると、アッ
パＦＥＴドライバ11の電源ラインの電位がアースラインの電位と等しくなるため
、アッパＦＥＴドライバ11は全く動作しなくなってしまう。つまり、アッパＦＥ
Ｔドライバ11の電源には、ロアＦＥＴドライバ12の電源に対していわゆる「ゲタ
をはかせる」必要がある。このような理由で、アッパＦＥＴドライバ11，13の電
源をバッテリーＢatt とは別電源としているのである。 トルク入力端子７に接続された全波整流回路31は、オペアンプＯＰ3，ＯＰ4、
ダイオードＤ9，Ｄ10および抵抗から構成されている。ステアリングハンドル100
の右操舵時にトルク入力端子７に正電圧Ｖｔ+が入力されたときも、左操舵時に
トルク入力端子７に負電圧Ｖｔ-が入力されたときも、全波整流回路31の出力端
子へには整流電圧Ｖｉ1，Ｖｉ2が現れる。 ロウパスフィルタ32は、オペアンプＯＰ5、コンデンサＣ7および抵抗から構 成されている。オペアンプＯＰ5の反転入力端子（−）は方形波発振回路22の出
力端子に結合コンデンサＣ6を介して接続されている。このロウパスフィルタ3
2は、方形波のパルス信号Ｓ0を入力してその出力端子に三角波Ｓ1を出力する
。 電圧比較回路33は、オペアンプＯＰ6、可変抵抗ＶＲ1、ダイオードＤ11および
抵抗から構成されている。オペアンプＯＰ6の反転入力端子（−）は結合コンデ
ンサＣ8を介してロウパスフィルタ32の出力端子に接続され、非反転入力端子
（＋）は全波整流回路31の出力端子に接続されている。可変抵抗ＶＲ1はオペ
アンプＯＰ6の反転入力端子（−）に現れる三角波Ｓ1のレベルを調整するもので
ある。全波整流回路31の出力端子に現れる整流電圧Ｖｉ1，Ｖｉ2は非反転入力
端子（＋）に基準電圧として入力されている三角波Ｓ1のレベルと比較され、三
角波Ｓ1のレベルよりも高くなったときに出力端子を“Ｈ”レベルに、三角波
Ｓ1のレベル以下のときに出力端子を“Ｌ”レベルにする。従って、出力端子
にはＰＷＭ変調信号が出力される。 ドライブロジック回路34は、ＮＡＮＤ回路Ｎ5，Ｎ6、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ
7，Ｎ8および抵抗から構成されている。ＮＡＮＤ回路Ｎ5の１入力端子Ａは極性
判定回路21におけるダイオードＤ1のカソードに接続され、ＮＡＮＤ回路Ｎ6の１
入力端子Ｂは極性判定回路21におけるダイオードＤ2のカソードに接続され、Ｎ
ＡＮＤ回路Ｎ5，Ｎ6の他の１入力端子はそれぞれ電圧比較回路33の出力端子に
接続されている。 右操舵時には極性判定回路21のダイオードＤ1が導通しＮＡＮＤ回路Ｎ5の１入
力端子が“Ｈ”レベルとなるが、ダイオードＤ2は非導通であるためＮＡＮＤ回
路Ｎ6の１入力端子は“Ｌ”レベルとなる。従って、電圧比較回路33の出力端子
に右操舵時の高速スイッチング用のＰＷＭ変調信号が現れるとワイヤドＮＡＮ
Ｄ回路Ｎ7の出力端子Ｃには右操舵時のＰＷＭ変調信号がそのまま出力されるの
に対し、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ8からの出力はない。 左操舵時には極性判定回路21のダイオードＤ2が導通しＮＡＮＤ回路Ｎ6の１入
力端子が“Ｈ”レベルとなるが、ダイオードＤ1は非導通であるためＮＡＮＤ回
路Ｎ5の１入力端子は“Ｌ”レベルとなる。従って、電圧比較回路33の出力端子
に左操舵時の高速スイッチング用のＰＷＭ変調信号が現れるとワイヤドＮＡ ＮＤ回路Ｎ8の出力端子Ｄには左操舵時のＰＷＭ変調信号がそのまま出力される
のに対し、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ7からの出力はない。 プラス側ロアＦＥＴドライバ12は、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ7、ＰＮＰ型
のトランジスタＴｒ8、ツェナーダイオードＺＤ5，ＺＤ6、ダイオードＤ12およ
び抵抗から構成され、トランジスタＴｒ7，Ｔｒ8のベース接続点がドライブロジ
ック回路34の出力端子Ｃに接続され、トランジスタＴｒ7のコレクタがリレー接
点Ｘａ，電源入力端子６ａを介してバッテリーＢatt に接続されている。ツェナ
ーダイオードＺＤ5はＦＥＴ２のゲート耐圧補償用、ダイオードＤ12，ツェナー
ダイオードＺＤ6はＦＥＴ２のドレイン−ゲート間のサージ吸収用である。ＦＤ2
はＦＥＴ２の内部のＰＮ接合を利用したフライホイール・ダイオードである。
出力端子Ｃが“Ｈ”レベルのときはトランジスタＴｒ7がＯＮし、トランジスタ
Ｔｒ8がＯＦＦするため、ＦＥＴ２のゲートがバイアスされてＦＥＴ２が導通し
、出力端子Ｃが“Ｌ”レベルのときはトランジスタＴｒ7がＯＦＦし、トランジ
スタＴｒ8がＯＮするためＦＥＴ２がカットオフされる。従って、右操舵時高速
スイッチング用のロアＦＥＴ２は、出力端子Ｃに現れる右操舵時のＰＷＭ変調信
号に基づいてドライブされる。 マイナス側ロアＦＥＴドライバ14は、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ9、ＰＮＰ
型のトランジスタＴｒ10、ツェナーダイオードＺＤ7，ＺＤ8、ダイオードＤ13お
よび抵抗から構成され、トランジスタＴｒ9，Ｔｒ10のベース接続点がドライブ
ロジック回路34の出力端子Ｄに接続され、トランジスタＴｒ9のコレクタがリレ
ー接点Ｘａ，電源入力端子６ａを介してバッテリーＢatt に接続されている。ツ
ェナーダイオードＺＤ7はＦＥＴ４のゲート耐圧補償用、ダイオードＤ13，ツェ
ナーダイオードＺＤ8はＦＥＴ４のドレイン−ゲート間のサージ吸収用である。
ＦＤ4はＦＥＴ４の内部のＰＮ接合を利用したフライホイール・ダイオードであ
る。 出力端子Ｄが“Ｈ”レベルのときはトランジスタＴｒ9がＯＮし、トランジス
タＴｒ10がＯＦＦするため、ＦＥＴ４のゲートがバイアスされてＦＥＴ４が導通
し、出力端子Ｄが“Ｌ”レベルのときはトランジスタＴｒ9がＯＦＦし、トラン
ジスタＴｒ10がＯＮするためＦＥＴ４がカットオフされる。従って、左操舵時高
速スイッチング用のロアＦＥＴ４は、出力端子Ｄに現れる左操舵時のＰＷＭ変調 信号に基づいてドライブされる。 リレー接点Ｘａと電源入力端子６ａとの接続点とアースとの間に、メインスイ
ッチＰｓと電源逆接続対策用のダイオードＤ14とリレーコイルＸとが直列接続さ
れ、リレーコイルＸに逆起電流循環用のダイオードＤ15が並列接続されている。
Ｃ9は電源サージ吸収用のコンデンサである。動作 次に、上記構成の電動式パワーステアリングのモータ駆動装置の動作を説明す
る。 メインスイッチＰｓをＯＮにすると、リレーコイルＸが励磁されるのでリレー
接点ＸａがＯＮする。これによって、モータ駆動回路ＭＤが能動状態となる。即
ち、プラス側ロアＦＥＴドライバ12とマイナス側ロアＦＥＴドライバ14に対して
バッテリーＢatt から電源が供給される。また、方形波発振回路22が駆動され、
その出力端子に可聴周波領域よりも高い発振周波数Ｆｃ＝20ＫＨｚの方形波の
パルス信号Ｓ0が出力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ23は、この発振出力を入力
してＶcc＝15ＶをＤＣ10Ｖに変換する。その結果、プラス側アッパＦＥＴドライ
バ11の入力端子Ｈ，Ｉ間にＤＣ10Ｖ電源が供給されるとともに、マイナス側アッ
パＦＥＴドライバ13の入力端子Ｊ，Ｋ間にＤＣ10Ｖ電源が供給される。 第４図の波形図に示すように、ステアリングハンドル100を右方向（時計方向
）に操舵し始めたとすると、伝動機構 102を介して操舵輪101が右方向に旋回さ
れる。このとき、トルクセンサＴＳが操舵トルクを検出し、その操舵トルクに応
じたレベルの正電圧Ｖｔ+を極性判定回路21および全波整流回路31に出力する。
極性判定回路21は、正電圧Ｖｔ+の入力によってオペアンプＯＰ1の出力を“Ｈ”
レベル、オペアンプＯＰ2の出力を“Ｌ”レベルにする。即ち、出力端子Ａが“
Ｈ”レベルとなって第１のフォトカプラＰＣ1の発光ダイオードＬＥＤ1が発光し
、フォトトランジスタＰＴ1が導通するため、プラス側アッパＦＥＴドライバ11
の出力端子が“Ｈ”レベルとなり、右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１を導通
させる。このＦＥＴ１の導通は、トルクセンサＴＳから正電圧Ｖｔ+が出力され
ている限り継続する。第２のフォトカプラＰＣ2の発光ダイオードＬＥＤ2は消灯
しているので左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３はＯＦＦになっている。 一方、方形波発振回路22の出力端子に現れた方形波のパルス信号Ｓ0は、ロ
ウパスフィルタ32によって三角波Ｓ1に変換され、この三角波Ｓ1が電圧比較回路
33におけるオペアンプＯＰ6の反転入力端子（−）に基準電圧として印加される
。トルク入力端子７に入力された正電圧Ｖｔ+は全波整流回路31によって全波整
流され、その出力端子から整流電圧Ｖｉ1を出力する。この整流電圧Ｖｉ1が電
圧比較回路33において比較され、電圧比較回路33の出力端子に右操舵時のＰＷ
Ｍ変調信号として出力される。このＰＷＭ変調信号は、ドライブロジック回路34
によってその出力端子Ｃのみから出力される。即ち、正電圧Ｖｔ+の入力時には
極性判定回路21の出力端子Ａが“Ｈ”レベルであるのに対し出力端子Ｂは“Ｌ”
レベルとなるためである。 以上のようにして、ステアリングハンドル 100を右方向に操舵している期間に
おいては、右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１が導通しかつこの導通状態を保
持するとともに、ＰＷＭ変調信号がプラス側ロアＦＥＴドライバ12に出力される
。その出力端子が正電圧Ｖｔ+のレベルに対応するデューティをもつＰＷＭ変調
信号に応じて“Ｈ”，“Ｌ”を繰り返すから、その“Ｈ”，“Ｌ”の周期で右操
舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ２がＯＮ，ＯＦＦされる。 ＰＷＭ変調信号は、その周波数が方形波発振回路22の発振周波数Ｆｃ＝20Ｋと
等しいが、そのデューティは、操舵トルクに比例する正電圧Ｖｔ+のレベル変動
に伴って時々刻々と変化する。即ち、操舵トルクが大きく正電圧Ｖｔ+のレベル
が高いほどデューティが大きくなり、正電圧Ｖｔ+のレベルが所定値を超えると
デューティは 100％となる。 いずれにしても、ステアリングハンドル 100を右方向に操舵して正電圧Ｖｔ+
が入力されている期間では右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１を常時的に導通
させるとともに、ＰＷＭ変調信号が“Ｈ”レベルのときに右操舵時高速スイッチ
ング用のロアＦＥＴ２をＯＮしてモータＭにモータ正転駆動電流Ｉ1を流し、Ｐ
ＷＭ変調信号が“Ｌ”レベルのときにロアＦＥＴ２をＯＦＦして駆動電流Ｉ1を
カットオフする。 このカットオフ中の動作を説明するために、モータ駆動回路ＭＤの要部のみを
第５図に示す。第５図はフルブリッジを構成する４つのＦＥＴ１〜４とそれぞれ
の内部に形成されているフライホイール・ダイオードＦＤ1〜ＦＤ4とモータＭ とバッテリーＢatt を示す。 モータ正転駆動電流Ｉ1がバッテリーＢatt →アッパＦＥＴ１→モータＭ→ロ
アＦＥＴ２→バッテリーＢatt の経路を流れている状態で、ＰＷＭ変調信号の“
Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルの変化によってロアＦＥＴ２がＯＦＦすると、モー
タ正転駆動電流Ｉ1はゼロとなる。しかし、モータＭに流れる電流は一気にゼロ
となるのではない。 即ち、モータ正転駆動電流Ｉ1をカットオフしたことに伴ってモータＭのコイ
ルに誘起される誘導起電力によってモータＭには誘導電流Ｉ11が流れる。この誘
導電流Ｉ11は、モータＭ→ＯＦＦ状態にあるアッパＦＥＴ３のフライホイール・
ダイオードＦＤ3→ＯＮ状態にあるアッパＦＥＴ１→モータＭの循環経路を流れ
る。即ち、誘導電流Ｉ11がモータＭを流れる方向は、その直前までモータＭに流
れていたモータ正転駆動電流Ｉ1の方向と同じである。 即ち、第６図に示すように、全波整流回路31から出力された整流電圧Ｖｉ1と
三角波Ｓ1との比較において、整流電圧Ｖｉ1が三角波Ｓ1よりも高いときにＰＷ
Ｍ変調信号が出力される。ＰＷＭ変調信号の“Ｈ”レベルの期間ではモータ駆動
電流Ｉ1が流れる。“Ｌ”レベルの期間ではモータ駆動電流Ｉ1に代えて誘導電流
Ｉ11が流れる。 可聴周波数領域の周波数のＰＷＭ変調信号ではロアＦＥＴ2をＯＮ，ＯＦＦ制
御する場合には、この誘導電流Ｉ11がゼロまたはほぼゼロになった後に、ＰＷＭ
変調信号の次のＨレベルの信号がＦＥＴ2に印加されて再びモータ駆動電流が流
されるので、フライホイール・ダイオードＦＤ3による電流継続効果を利用する
ことができない。つまり、トルクセンサＴＳからの入力信号のレベルに対するモ
ータの出力トルクのリニアリティを改善することはできない。 また、可聴周波数領域よりも低い周波数のＰＷＭ変調信号でロアＦＥＴ2をＯ
Ｎ，ＯＦＦ制御する場合にも、この誘導電流Ｉ11がゼロになった後に、ＰＷＭ変
調信号の次のＨレベルの信号がＦＥＴ2に印加されて再びモータ駆動電流が流さ
れるので、同様に、フライホイール・ダイオードＦＤ3による電流継続効果を利
用することができない。 一方、可聴周波数領域よりも高い周波数のＰＷＭ変調信号でロアＦＥＴ2をＯ
Ｎ，ＯＦＦ制御する場合には、ＰＷＭ信号の周波数Ｆｃが高いので、ＰＷＭ変調 信号のＨレベルの信号がＦＥＴ2に印加されてモータ電流（第１の駆動電流Ｉ1）
が操舵トルクの大きさの変化に追随して変化していき、ＰＷＭ変調信号の次のＨ
レベルの信号がＦＥＴ2に印加されて再びステアリングモータＭに次のモータ電
流（第２の駆動電流Ｉ1）が操舵トルクの大きさの変化に追随して変化していく
に際しては、前記第１の駆動電流であるモータ電流がゼロになった後から前記第
２の駆動電流であるモータ電流が流れるまでの間、ＯＦＦ状態を保持しているＦ
ＥＴ3に並列接続されているフライホイール・ダイオードＦＤ3と、導通状態を保
持しているＦＥＴ1と、ステアリングモータＭとで形成される循環回路にステア
リングモータＭの誘導電流Ｉ11を継続して流すとともに、前記誘導電流Ｉ11の大
きさが前記両駆動電流の変化に追随して変化することによってフライホイール・
ダーイオードＦＤ3による電流継続効果を利用することができ、これによって、
モータＭの出力トルクのリニアリティを改善することができる。 本実施例の場合は、可聴周波数領域よりも高い周波数Ｆｃ＝20ＫＨｚのＰＷＭ
信号でロアＦＥＴ2をＯＮ，ＯＦＦ制御するから、フライホイール・ダイオード
ＦＤ3による電流継続効果により、トルクセンサＴＳからの入力信号のレベルに
対するモータの出力トルクのリニアリティが優れたものとなる。 以上の説明は右操舵時についてのものであるが、左操舵時も同様の操作が行わ
れる。 従来におけるアッパＦＥＴとロアＦＥＴとを同時的にＯＮ，ＯＦＦ制御した場
合と、本実施例におけるアッパＦＥＴは常時的にＯＮに保つとともにロアＦＥＴ
を可聴周波数領域よりも高い周波数（Ｆｃ＝20ＫＨｚ）のＰＷＭ信号でＯＮ，Ｏ
ＦＦ制御した場合とについて、トルクセンサＴＳからの入力信号のレベルに対す
るモータＭの出力トルクのリニアリティの程度を第７図に示す。 従来におけるアッパＦＥＴとロアＦＥＴとを同時的にＯＮ，ＯＦＦ制御した場
合では、40ＨｚのＰＷＭ変調信号ではリニアリティが優れているが、400Ｈｚ、1
0ＫＨｚ、20ＫＨｚとＰＷＭ変調信号の周波数が高くなるにつれてリニアリティ
が次第に悪くなる。すなわち、40ＨｚのＰＷＭ変調信号では、リニアリティは優
れているが、周波数が可聴周波数領域であるために、振動音が発生してしまう。
また、20ＫＨｚのＰＷＭ変調信号では、可聴周波数領域ではないので振動音は発
生しないが、リニアリティが悪くなってしまう。 したがって、従来におけるアッパＦＥＴとロアＦＥＴとを同時的にＯＮ，ＯＦ
Ｆ制御する場合においては、振動音も発生させずかつリニアリティも良好にする
には、例えば20ＫＨｚの場合、その特性とちょうど逆の特性を持つ補償回路を付
加しなければならないが、そのような特性の補償回路は非常に複雑なものとなる
。 これに対し、本実施例の場合、アッパＦＥＴのそれぞれにフライホイール・ダ
イオードを並列接続し、アッパＦＥＴは常時的にＯＮに保つとともにロアＦＥＴ
をＦｃ＝20ＫＨｚ（可聴周波数領域よりも高い周波数）のＰＷＭ信号でＯＮ，Ｏ
ＦＦ制御しているので、上述のように、フライホイール・ダイオードによる電流
継続効果が利用され、トルクセンサＴＳからの入力信号のレベルに対するモータ
の出力トルクのリニアリティが改善されている（第７図）。しかも、ＰＷＭ信号
の周波数Ｆｃ＝20ＫＨｚは、可聴周波数領域よりも高い周波数であるため、ロア
ＦＥＴのＯＮ，ＯＦＦ制御に伴う振動音の発生もない。
【図面の簡単な説明】
第１図ないし第７図は本発明の実施例に係り、第１図は電動式パワーステアリ
ング機構の概略構成図、第２図はモータ駆動装置のブロック回路図、第３図はモ
ータ駆動装置の具体的な回路図、第４図は動作説明に供する波形図、第５図はフ
ルブリッジ部分を抜粋した概略の回路図、第６図はフライホイール・ダイオード
による電流継続効果を示す波形図、第７図は入力トルクに対する出力トルクのリ
ニアリティを説明する特性図である。 １…右操舵時導通保持用の第１のスイッチング素子 ２…右操舵時高速スイッチング用の第２のスイッチング素子 ３…左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素子 ４…左操舵時高速スイッチング用の第４のスイッチング素子 Ｍ…ステアリングモータ 22…発振回路 ＦＤ1〜ＦＤ4…フライホイール・ダイオード
ング機構の概略構成図、第２図はモータ駆動装置のブロック回路図、第３図はモ
ータ駆動装置の具体的な回路図、第４図は動作説明に供する波形図、第５図はフ
ルブリッジ部分を抜粋した概略の回路図、第６図はフライホイール・ダイオード
による電流継続効果を示す波形図、第７図は入力トルクに対する出力トルクのリ
ニアリティを説明する特性図である。 １…右操舵時導通保持用の第１のスイッチング素子 ２…右操舵時高速スイッチング用の第２のスイッチング素子 ３…左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素子 ４…左操舵時高速スイッチング用の第４のスイッチング素子 Ｍ…ステアリングモータ 22…発振回路 ＦＤ1〜ＦＤ4…フライホイール・ダイオード
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１） 右操舵時導通保持用の第１のスイッチング素子と右操舵時高速スイッチ
ング用の第２のスイッチング素子と左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素
子と左操舵時高速スイッチング用の第４のスイッチング素子とをステアリングモ
ータに対してフルブリッジを構成する状態に接続してなるブリッジ回路と、 右操舵トルクの検出に基づいて前記第１のスイッチング素子を導通しかつこの
導通状態を保持するよう制御し、左操舵トルクの検出に基づいて前記第３のスイ
ッチング素子を導通しかつこの導通状態を保持するように制御する導通保持制御
部と、 可聴周波領域よりも高い周波数で発振する発振回路と、 この発振回路の発振周波数に基づいて可聴周波数領域よりも高い周波数で右操
舵トルクの大きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくりかつこのパル
ス幅変調信号に基づいて前記第２のスイッチング素子を高速スイッチングし、前
記発振回路の発振周波数に基づいて可聴周波数領域よりも高い周波数で左操舵ト
ルクの大きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくりかつこのパルス幅
変調信号に基づいて前記第４のスイッチング素子を高速スイッチングするように
制御する高速スイッチング制御部と、 前記第１ないし第４のスイッチング素子のおのおのに並列接続されたフライホ
イール・ダイオードとを備え、 前記ステアリングモータの第１の駆動電流が前記右操舵トルクまたは左操舵ト
ルクの大きさの変化に追随して変化していき、前記第１の駆動電流がゼロになっ
た後に次のパルス幅変調信号に基づいて再び前記ステアリングモータに第２の駆
動電流が前記右操舵トルクまたは左操舵トルクの大きさの変化に追随して変化し
ていき、前記第１の駆動電流がゼロになった後から前記第２の駆動電流が流れる
までの間、ＯＦＦ状態を保持している前記導通保持用の一方のスイッチング素子
に並列接続されているフライホイール・ダイオードと、導通状態を保持している
前記導通保持用の他方のスイッチング素子と、前記ステアリングモータとで形成 される循環経路に前記ステアリングモータの誘導電流を継続して流すとともに、
前記誘導電流の大きさが前記両駆動電流の変化に追随して変化することを特徴と
する 電動式パワーステアリングのモータ駆動装置。 （２） 前記４つのスイッチング素子のそれぞれがパワーＭＯＳ・ＦＥＴであり
、前記フライホイール・ダイオードが前記各パワーＭＯＳ・ＦＥＴの内部に構成
されているＰＮ接合で兼用されている特許請求の範囲第（１）項記載の電動式パ
ワーステアリングのモータ駆動装置。
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