JPS63173765A - 電動式パワ−ステアリングのモ−タ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の分野〉 本発明は、車両のステアリングハンドルを操舵したとき
にその操舵力を補助するためのパワーステアリングの動
力源として電動機を使用する電動式パワーステアリング
のモータ駆動装置に関する。

〈従来技術とその問題点〉 従来のこの種の電動式パワーステアリングのモータ駆動
ｖ装置は、右操舵時に導通する第１および第２のトラン
ジスタと、左操舵時に導通ずる第３および第４のトラン
ジスタとをステアリングモータに対してフルブリッジを
構成する状態に接続しである。

右操舵時の操舵トルクの検出に基づいて対応する第１お
よび第２のトランジスタを同時に導通してバッテリーか
らモータに正方向の駆動電流を流し、左操舵時の操舵ト
ルクの検出に基づいて対応する第３および第４のトラン
ジスタを同時に導通してモータに逆方向の駆動電流を流
し、いずれの方向の操舵時にもドライバの操舵力をモー
タによって補助している。

第１ないし第４のトランジスタのそれぞれにはフライホ
イール・ダイオードが並列接続されている。一対のトラ
ンジスタが同時にＯＦＦしてモータ駆動電流がカットオ
フされたときに生じる銹専電圧のためにトランジスタが
破壊されるおそれがあるが、誘導電流をフライホイール
・ダイオードを介してバッテリーに還流することによっ
てトランジスタの破壊を防止している。

一対のトランジスタの導通期間は、操舵］−ルクの大き
さに対応してパルス幅変調された信号に基づいて行われ
るため、ステアリングハンドルを強く操・舵した場合に
は両トランジスタの導通期間が長く、弱く操舵した場合
には両トランジスタの導通期間が短い。

しかしながら、パルス幅変調の周波数が可聴周波領域に
あるため、次のような問題を有している。

即ち、トランジスタのＯＮ、ＯＦＦに伴うモータの駆動
、停止の周波数も可聴周波数となるため、振動音が発生
し、ドライバや同乗者に不快感を与える。

さらに、操舵トルクの大きさの変化に対するモータの出
力トルクのリニアリティが悪く、操舵感覚がぎこちない
ものとなっている。

なお、フライホイール・ダイオードを流れる誘導電流が
モータに流れるが、パルス幅変調信号の周波数が可聴周
波領域に存在する低周波であるため、この誘導電流は何
らリニアリティの改善には役立たない。

〈発明の目的〉 本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであっ
て、モータ駆動電流の通電、遮断の繰り返しに伴う振動
音の発生を防止するとともに、操舵トルクに対するモー
タの出力トルクのリニアリティを向上することを目的と
する。

〈発明の構成と効果〉 〔構成〕 本発明は、このような目的を達成するために、次のよう
な構成をとる。

即ち、本発明の電動式パワーステアリングのモータ駆動
装置は、 右操舵時導通保持用の第１のスイッチング素子と右操舵
時高速スイッチング用の第２のスイッチング素子と左操
舵時導通保持用の第３のスイッチング素子と左操舵時高
速スイッチング用の第４のスイッチング素子とをステア
リングモータに対してフルプリフジを構成する状態に接
続してなるブリッジ回路と、 右操舵トルクの検出に基づいて前記第１のスイッチング
素子を導通しかつこの導通状態を保持するよう制御し、
左操舵トルクの検出に基づいて前記第３のスイッチング
素子を導通しかつこの導通状態を保持するように制御す
る導通保持制御部と、可聴周波領域よりも高い周波数で
発振する発振回路と、 この発振回路の発振周波数に基づいて右操舵トルクの大
きさに応じたデユーティのパルス幅変調信号をつくりか
つこのパルス幅変調信号に基づいて前記第２のスイッチ
ング素子を高速スイッチングし、前記発振回路の発振周
波数に基づいて左操舵トルクの大きさに応じたデユーテ
ィのパルス幅変調信号をつくりかつこのパルス幅変調信
号に基づいて前記第４のスイッチング素子を高速スイッ
チングするように制御する高速スイッチング制御部と、 前記第１ないし第４のスイッチング素子のおのおのに並
列接続されたフライホイール・ダイオード とを備えたものである。

〔作用〕

この構成による作用は、次の通りである。

ステアリングハンドルが右方向に操舵された場合、導通
保持制御部は、右操舵トルクの検出によって、まず右操
舵時導通保持用の第１のスイッチング素子を導通させ、
その導通状態を保持する。

引き続いて、高速スイッチング制御部が右操舵トルクの
大きさ応じたデユーティのパルス幅変調信号をつくり、
これを右操舵時高速スイッチング用の第２のスイッチン
グ素子に出力してこの第２のスイッチング素子を高速ス
イッチングさせる。

また、ステアリングハンドルが左方向に操舵された場合
、導通保持制御部は、左操舵トルクの検出によって、ま
ず左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素子を導通
させ、その導通状態を保持する。引き続いて、高速スイ
ッチング制御部が左操舵トルクの大きさ応じたデユーテ
ィのパルス幅変調信号をつくり、これを左操舵時高速ス
イッチング用の第４のスイッチング素子に出力してこの
第４のスイッチング素子を高速スイッチングさせる。

高速スイッチングにおいてパルス幅変調信号の”　Ｌ　
”　レベルの期間では、モータのコイルにｆｆ１Ａ’ｌ
電流が生じるが、この誘導電流は、現在ＯＦＦ状態にあ
る導通保持用の第３　（または第１）のスイッチング素
子におけるフライホイール・ダイオードと、現在導通状
態に保持されている第１　（または第３）のスイッチン
グ素子とを介してモータに循環する。つまり、バッテリ
ー電圧とは無関係に誘導電流が流れる。パルス幅変調信
号の周波数が可聴周波領域よりも高いため、誘導電流が
ゼロになる前に次の“ＩＩ”レベルのパルス幅変調信号
が第２　（または第４）のスイッチング素子に出方され
る。従って、モータ駆動電流の立ち上がりの応答性が良
い。換言すれば、パルス幅変調信号の周波数を可聴周波
領域よりも高くしであるため、フライホイール・ダイオ
ードによる電流ｍ続効果を有効に利用できるのである。

もし、従来例のように可聴周波領域の周波数を使用する
と、フライホイール・ダイオードは単にスイッチング素
子の破壊防止だけのものにすぎない。

また、従来例のようにパルス幅変調信号の“Ｌ“、　　
レベルの期間で第１．第２のスイッチング素子を同時に
ＯＦＦするならば、誘導電流はバッテリー電圧に抗する
かたちでしか流れず、その電流値は小さく、モータ駆動
電流の立ち上がりの応答性の改善には役立たないが、パ
ンテリー電圧と無関係に循環すると、その電流値が大き
いため、モータ駆動電流の立ら上がりの応答性に役立ち
、この点からもフライホイール・ダイオードによる電流
継続効果を有効に利用できる。

〔効果〕

以上のことから、本発明によれば、次のような効果が発
揮される。

２対あるスイッチング素子のうち、各対の一方のスイッ
チング素子を導通保持用とし、他方のスイッチング素子
を高速スイッチング用にしであるとともに、高速スイッ
チングのためのパルス幅変調信号の周波数を可聴周波領
域よりも高くしであるため、フライホイール・ダイオー
ドによる電流継続効果を有効に活用して操舵トルクに対
するモータの出力トルクのりニアリティを向上すること
ができるとともに、パルス幅変調信号によるスイッチン
グにもかかわらず、振動音の発生を防止することができ
る。

即ち、操舵感覚の向上とともに、操作性の改善を達成す
ることができるという効果が発揮される。

〈実施例の説明〉 以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する
。

第１図は電動式パワーステアリング機構の概略構成図で
ある。

１００はステア、リングハンドル、１０１は操舵輪、１
０２はステアリングハンドル１００から操舵輪１０１に
操舵力を与える伝動機構、Ｍはステアリングハンドル１
００に与えるべき操舵力を軽減して運転手を補助するた
めに伝動機構１０２に連動連結されたモータである。ス
テアリングハンドル１００に加えられた操舵トルクはト
ルクセンサＴＳによって検出される。このトルクセンサ
ＴＳは、ステアリングハンドル１００を右方向（時計方
向）に操舵しているときにその操舵トルクに応じた電圧
値の正電圧Ｖｔ＋を出力し、ステアリングハンドル１０
０を左方向（反時計方向）に操舵しているときにその・
［操舵トルクに応じた電圧値の負電圧Ｖｔ−を出力する
ものである。ＭＤはトルクセンサＴＳからの信号を入力
してモータＭを駆動制御するモータ駆動回路であり、こ
のモータ駆動回路ＭＤは、トルクセンサＴＳの出力が正
電圧Ｖｔ＋のときにモータＭを正転させ、負電圧Ｖｔ−
のときにモータＭを逆転させるとともに、正電圧ｖｔ”
、負電圧Ｖｔ−いずれの場合もその電圧値に対応したモ
ータ駆動電流をモータＭに流すように構成されている。

以下、モータ駆動回路ＭＤの構成を第２図に示すブロッ
ク回路図に基づいて説明する。

１〜４は、モータ駆動回路ＭＤの出力端子５ａ。

５ｂに対してフルブリッジを構成する状態に接続された
ｎチャンネル型のパワーＭＯＳ・ＦＥＴである。このう
ち、ｌは右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ、２は右操
舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ、３は左操舵時導
通保持用のアッパＦＥＴ、４は左操舵時高速スイッチン
グ用のロアＦＥＴである。ここで、「アッパ」とはモー
タ駆動回路ＭＤの電源入力端子６ａに対して近いという
意味であり、「ロア」とは電源入力端子６ａから遠いと
いう意味である。

即ち、右操舵時導通保持用のア・ツバＦＥＴＩは、ステ
アリングハンドル１００を右方向に操舵したときにトル
クセンサＴＳから出力される正電圧ＶＬ＋がｋａｖｔさ
れる限りＯＮするものであり、右操舵時高速スイッチン
グ用のロアＦＥＴ２は、その正電圧Ｖｔ十のＰＷＭ変調
信号（パルス幅変調信号）によってＯＮ、ＯＦＦを繰り
返す高速スイッチングを行うものである。

左操舵時導通保持用のアッパＦＥ７３は、ステアリング
ハンドル１００を左方向に操舵したときにトルクセンサ
ＴＳから出力される負電圧Ｖｔ−が継続される限りＯＮ
するものであり、左操舵時高速スイッチング用のロアＦ
ＥＴ４は、その負電圧Ｖｔ−のＰＷＭ変調信号によって
ＯＮ・ＯＦＦを繰り返す高速スイッチングを行うもので
ある。

モータ駆動回路ＭＤの電源入力端子６ａが車両に搭載の
バッテリーＢａｔｔに接続され、電源入力端子６がリレ
ー接点Ｘａを介して右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ
Ｉのドレインと、左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３
のドレインとに接続されている。

右操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ１のソースは出力端
子５ａに接続され、出力端子５ｂは右操舵時高速スイッ
チング用のロアＦＥＴ２のドレインに接続され、そのソ
ースはモータ駆動回路ＭＤのアース端子６ｂに接続され
ている。

一方、左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３のソースは
出力端子５ｂに接続され、出力端子５ａが左操舵時高速
スイッチング用のロアＦＥＴ４のドレインに接続され、
そのソースはモータ駆動回路ＭＤのアース端子６ｂに接
続されている。

即ら、ステアリングハンドル１００を右方向に操舵した
場合には、まずアッパＦＥＴＩがＯＮしてそのＯＮ状態
が保持され、続いてロアＦＥ７２のスイッチングに基づ
いて、バッテリーＢａｔｔ　−電源入力端子６ａ−アッ
パＦＥＴｌ−出力端子５ａ−・モータＭ→出力端子５ｂ
→ロアＦＥＴ２−アース端子６ｂ→バツテリーＢａｔｔ
の経路でモータ正転駆動電流１．が流れるように構成し
である。

また、ステアリングハンドル１００を左方向に操舵した
場合には、まずアッパＦＥＴ３がＯＮしてそのＯＮ状態
が保持され、続いてロアＦ　Ｅ　′ｒ’　４のスイッチ
ングに基づいて、バッテリーＢａｔｔ−＋Ｔｉ。

源入力端子６ａ−アッパＦＥＴ３−出力端子５ｂ−モー
タＭ→出力端子５ａ−ロアＦ［？、Ｔ４−アー入端子６
ｂ→バッテリーＢ　ａｔＬの経路でモータ逆転駆動電流
Ｉ２が流れるように構成しである。

ＦＥＴＩ〜４を上記のように制御するための回路構成は
次の通りである。

モータ駆動回路ＭＤにおけるトルク入力端子７に、トル
クセンサＴＳからの入力電圧の極性を判定する極性判定
回路２１が接続されている。極性判定回路２１は、正電
圧ｖｔ”の入力を検出したときに出力する端子と負電圧
Ｖｔ−の入力を検出したときに出力する端子とをもち、
正電圧検出出力端子には第１のフォトカプラＰＣＩが、
負電圧検出出力端子には第２のフォトカプラＰＣｆｆｉ
が接続されている。

第１のフォトカプラＰＣ，は右操舵時導通保持用のアッ
パＦＥＴＩを制御するプラス側アッパＦＥＴドライバ１
１に接続され、第２のフォトカプラｐｃ、は左操舵時導
通保持用のアッパＦＥＴ３を制御するマイナス側アッパ
ＦＥＴドライバ１３に接続されている。ここで、「プラ
ス」、「マイナス」というのは極性判定回路２１による
正電圧ｖｔ”。

ｉ′を電圧Ｖ（−に対応している。

第１のフォトカプラＰＣ１が動作するとプラス側アッパ
ＦＥＴドライバ１１が右操舵時導通保持用のアッパＦＥ
ＴＩをＯＮＩ、、第２のフォトカプラＰＣ２が動作する
とマイナス側アッパＦＥＴドライバ１３が左操舵時導通
保持用のアッパＦＥＴ３をＯＮする。

後述するようにＦＥＴの動作原理から、アッパＦＥＴド
ライバ１１．１３の電源をバッテリーＢａｔｔから直接
とることができないので、それらのＴＬ源としてＤＣ−
ＤＣコンバータ２３を設けである。そして、このＤＣ−
ＤＣコンバータ２３をドライブするのに、ロアＦＥＴ２
．４にＰＷＭ変調信号を与える源となる方形波発振回路
２２を兼用的に利用している。この方形波発振回路２２
は、可聴周波数よりも高い発振周波数Ｆｃ（例えば、２
０Ｋｔｌｚ）の方形波のパルス信号Ｓ０を出力するもの
である。

方形波発振回路２２の次段には、この発振回路２２から
入力した方形波のパルス信号Ｓ０を三角波Ｓ１に変換す
るロウパスフィルタ３２が設けられており、このロウパ
スフィルタ３２が出力する周波数Ｆｃ＝２０　Ｋ　Ｈｚ
の三角波Ｓ１は、電圧比較回路３３の基準電圧となって
いる。一方、極性判定回路２１が接続されたトルク入力
端子７は全波整流回路３１にも接続され、この全波整流
回路３１から出力される整流電圧Ｖｉ、、Ｖｉ、が電圧
比較回路３３において基準電圧（三角波Ｓ１）と比較さ
れるように構成されている。電圧比較回路３３は三角波
Ｓ１を基準電圧とするものであるから、入力電圧ｖｔ”
、ｖｔ−（トルクセンサＴＳの出力電圧）のレベル変化
がデユーティの変化として出力される。即ち、入力電圧
ｖｔ”、ｖｔ−が三角波ＳＩを横切る期間での三角波Ｓ
、の谷の幅は、入力電圧ｖｔ”、ｖｔ−が高いほど大き
い。

従って、入力電圧ｖｔ”、ｖｔ−が高いほどデユーティ
比が大きくなる。電圧比較回路３３の出力の周波数は三
角波Ｓ１の周波数と等しく、可聴周波数よりも高い（２
０ＫＨｚ）　、入力電圧Ｖｔ”。

Ｖｔ−が三角波Ｓ１の振幅よりも高い期間ではデユーテ
ィ比が１００％となって出力電圧は直流とな電圧比較回
路３３の次段にはドライブロジック回路３４が設けられ
ている。このドライブロジック回路３４は、２つの出力
端子をもち、それぞれが次段のプラス側ロアＦＥＴドラ
イバ１２．マイナス側ロアＦＥＴドライバ１４に接続さ
れている。ドライブロジック回路３４は、極性判定回路
２１からの正電圧検出信号あるいは負電圧検出信号に基
づいて出力すべき端子を選択する。即ち、極性判定回路
２１から正電圧検出信号を入力したときはＰＷＭ変調信
号をプラス側ロアＦＥＴドライバ１２に出力し、負電圧
検出信号を入力したときはＰＷＭ変調信号をマイナス側
ロアＦＥＴドライバ１４に出力する。プラス側ロアＦＥ
Ｔドライバ１２は、右操舵時高速スイッチング用のロア
ＦＥＴ２をドライブするものであり、マイナス側ロアＦ
ＥＴドライバ１４は、左操舵時高速スイッチング用のロ
アＦＥＴ４をドライブするものである。

次に、モータ駆動回路ＭＤを構成する各要素の具体的な
回路を第３図に示して説明する。

トルク入力端子７に接続された極性判定回路２１は、オ
ペアンプＯＰＩ　、ＯＰｉ　、ダイオードＤ、。

Ｄよおよび抵抗から構成されている。オペアンプｏｒ’
、、ｏｐ、はシュミット回路を構成している。

即ち、トルク入力端子７に正電圧Ｖｔ＋が入力された瞬
間にオペアンプＯＰ、の出力端子が’　Ｈ”レベルとな
るのに対し、トルク入力端子７の電圧がゼロボルトに降
下してもオペアンプｏＰ１の出力は“Ｈ”レベルを維持
し、負電圧Ｖｔ−の入力があって初めてオペアンプＯＰ
、の出力が“Ｌ”レベルに反転する。また、トルク入力
端子７に負電圧Ｖｔ−が入力された瞬間にオペアンプｏ
Ｐ２の出力端子が“Ｈルベルとなるのに対し、トルク入
力端子７の電圧がゼロボルトに上昇してもオペアンプＯ
Ｐ、の出力は”　Ｈ”レベルを維持し、正電圧Ｖｔ＋の
人力があって初めてオペアンプＯＰ２の出力が“Ｌ”レ
ベルに反転する。従って、オペアンプＯＰ、、ｏｐ＊の
いずれか一方が必ず導通していることになる。

第１のフォトカプラＰＣ１における発光ダイオードＬＥ
Ｄ、は、極性判定回路２１におけるダイオードＤ＋のカ
ソードに抵抗を介して接続され、第２のフォトカプラＰ
Ｃ２における発光ダイオードＬＥＤｚは極性判定回路２
１におけるダイオードＤ２のカソードに抵抗を介して接
続されている。

プラス側アッパＦＥＴドライバ１１は、Ｎ　Ｐ　Ｎ型の
トランジスタＴｒ、　、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ、
、ツェナーダイオードＺＤ、、ＺＤ、　、ダイオードＤ
、および抵抗から構成され、トランジスタＴｒ、、Ｔｒ
ｔのベース接続点が第１のフォトカプラＰＣ５における
フォトトランジスタＰ　Ｔ　＋のエミッタに接続され、
フォトトランジスタＰ　Ｔ　＋とトランジスタＴｒ、の
コレクタ接続点Ｈと、トランジスタＴｒｚのコレクタ１
は、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ２３における出力端
子１１．ｌに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ
、はＦＥＴ１のゲート耐圧補償用、ダイオードＤ３．ツ
ェナーダイオードＺＤ２はＦＥＴＩのドレイン−ゲート
間のサージ吸収用である。ＦＤ、はＦＥＴＩの内部に構
成されているＰＮ接合を利用したフライホイール・ダイ
オードである。

・　フォトトランジスタＰＴ、が導通ずるとトランジス
タＴｒ１がＯＮＬ、トランジスタＴｒ２がＯＦＦするた
め、ＦＦ、ＴＩのゲートがバイアスされてＦＥＴＩが導
通する。

マイナス側アッパＦＥＴドライバ１３は、ＮＰＮ型のト
ランジスタＴｒ、、、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒａ、
ツェナーダイオードＺＤ）、ＺＤａ、ダイオードＤ４お
よび抵抗から構成され、トランジスタＴｒ３，７ｒ４の
ベース接続点が第２のフォトカプラＰＣｔにおけるフォ
トトランジスタＰＴｔのエミッタに接続され、フォトト
ランジスタＰＴ２とトランジスタＴｒ、のコレクタ接続
点Ｊと、トランジスタＴ　ｒ　ａのコレクタには、それ
ぞれＤＣ−ＤＣコンバータ２３における出力端子Ｊ。

Ｋに接続されている。ツェナーダイオードＺＤＴｈはＦ
ＥＴ３のゲート耐圧補償用、ダイオードＤａ。

ツェナーダイオードＺＤ、はＦＥＴ３のドレイン−ゲー
ト間のサージ吸収用である。ＦＤｓはＦＥＴ３の内部に
構成されているＰＮ接合を利用した一フライホイール・
ダイオードである。

フォトトランジスタＰＴｚが導通するとトランジスタＴ
ｒ３がＯＮＬ、、トランジスタＴｒ４がＯＦＦするため
、ＦＥＴ３のゲートがバイアスされてＦＥＴ３が導通す
る。

方形波発振回路２２は、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ＋　、
Ｎｚ　、Ｎ３　、ダイオードＤ、、Ｄ、　、コンデンサ
Ｃ３から構成されている。この方形波発振回路２２は、
可聴周波領域よりも高い発振周波数Ｆ　ｃ　”２０ＫＩ
Ｉｚ　（周期５０μｓ）でデユーティ比５０％のパルス
信号Ｓ、を出力するものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ
４、結合コンデンサＣ，、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ
ｓ、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒｂ、発振トランスＯＴ
の１次コイルＬ、、２つの２次コイルし！、しコ、ダイ
オードＤ？　、Ｄａ　、平滑コンデンサＣ，，Ｃ，およ
び抵抗から構成されている。ワイヤドＮへＮＤ回路Ｎ４
の入力端子には方形波発振回路２２から出力された可聴
周波領域よりも高い発振周波数Ｆｃのパルス信号Ｓ０が
人力される、従って、Ｖｃｃ＝１５Ｖに接続されたトラ
ンジスタＴｒ、もその発振周波数ＦｃでＯＮ・ＯＦＦを
繰り返すので１次コイルＬ１に周波数Ｆｃの交流が流れ
ることになる。その結果、２次コイルＬ、、Ｌ２に降圧
された交流電圧が現れ、これがダイオードＤ？、ＤＩで
整流され平滑コンデンサＣａ、Ｃｓで平滑されて、出力
端子Ｈ，１問および出力端子Ｊ、に間にそれぞれＤＣＩ
ＯＶ電源が作られる。これらのＤＣＩＯＶ電源がプラス
側アッパＦＥＴドライバ１１．　マイナス側アッパＦＥ
Ｔドライバ１３の電源となっている。

ロアＦＥＴドライバ１２．１４の電源がバッテリーＢａ
ｔＬであるのに対し、アッパＦＥＴドライバ１１゜１３
の電源をバッテリーＢａｔｔとはせず別のＤＣＩＯＶ電
源としであるのは、次のような理由による。

即ち、アッパＦＥＴドライバ１１自体のアースラインは
アッパＦＥＴＩのソースと同電位である。アッパＦＥＴ
ＩがＯＮしている状態でロアＦＥＴ２がＯＮするとモー
タＭに駆動電流が流れるが、このときのアッパＦＥＴＩ
のソースの電位はバフチリ−Ｂａｔｔの出力電圧とほぼ
同じである。もし、アッパＦＥＴドライバ１１の電源を
バッテリーＢａｔＬからとると、アッパＦＥＴドライバ
１１の電源ラインの電位がアースラインの電位と等しく
なるため、アッパＦＥＴドライバ１１は全く動作しなく
なってしまう、つまり、アッパＦＥＴドライバ１１の電
源には、ロアＦＥＴドライバ１２の電源に対していわゆ
る「ゲタをはかせる」必要がある。このような理由で、
アッパＦＥＴドライバ１１．１３のＴＬｇをバッテリー
Ｂａｔｔとは別電源としているのである。

トルク入力端子７に接続された全波整流回路３１は、オ
ペアンプＯＰ＋　、ＯＰ、　、ダイオードＤｑ。

Ｄｌ。および抵抗から構成されている。ステアリングハ
ンドル１００の右操舵時にトルク入力端子７に正電圧Ｖ
ｔ＋が入力されたときも、左操舵時にトルク入力端子７
に負電圧ＶＬ−が入力されたときも、全波整流回路３１
の出力端子へには整流電圧Ｖ　ｉ　１　＊　Ｖ　ｉ　ｚ
　カ現’ｎ　４１１０ウパスフイルタ３２は、オペアン
プＯＰＳ、コンデンサＣ７および抵抗から構成されてい
る。オペアンプＯＰ　ｓの反転入力端子（−）は方形波
発振回路２２の出力端子■に結合コンデンサＣｈを介し
て接続されている。このロウパスフィルタ３２は、方形
波のパルス信号Ｓ０を入力してその出力端子■に三角波
Ｓ、を出力する。

電圧比較回路３３は、オペアンプＯＰ１、可変抵抗ｖＲ
Ｉ、ダイオードＤ、および抵抗から構成されている。オ
ペアンプｏＰｈの反転入力端子（−）は結合コンデンサ
ＣＩを介してロウパスフィルタ３２の出力端子■に接続
され、非反転入力端子（＋）は全波整流回路３１の出力
端子■に接続されている。

可変抵抗ＶＲ，はオペアンプＯＰ、の反転入力端子（＝
）に現れる三角波Ｓ１のレベルを調整するものである。

全波整流回路３１の出力端子■に現れる整流電圧ｖｉ、
、ｖｉ、は非反転入力端子（＋）に基！ｙ雷電圧して入
力されている三角波Ｓ１のレベルと比較され、三角波Ｓ
１のレベルよりも高くなったときに出力端子■を“Ｈ”
レベルに、三角波Ｓ１のレベル以下のときに出力端子■
を１Ｌ″レベルにする。従って、出力端子■にはＰＷＭ
変調信号が出力される。

ドライブロジック回路３４は、ＮＡＮＤ回路Ｎｓ。

Ｎｂ、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎツ、Ｎ、および抵抗から
構成されている。ＮＡＮＤ回路Ｎ、の１入力端子Ａは極
性判定回路２１におけるダイオードＤ。

のカソードに接続され、ＮＡＮＤ回路Ｎ６の１入力端子
Ｂは極性判定回路２１におけるダイオードＤ２のカソー
ドに接続され、ＮΔＮＤ回路Ｎｓ、Ｎ＆の他の１入力端
子はそれぞれ電圧比較回路３３の出力端子■に接続され
ている。

右操舵時には極性判定回路２１のダイオードＤ１が導通
しＮＡＮＤ回路Ｎ、のｌ入力端子が“１１”レベルとな
るが、ダイオードＤｔは非導通であるためＮＡＮＤ回路
Ｎ、の１入力端子は“Ｌ”レベルとなる。従って、電圧
比較回路３３の出力端子■に右操舵時の高速スイッチン
グ用のＰＷＭ変調信号が現れるとワイヤドＮＡＮＤ回路
Ｎ、の出力端子Ｃには右操舵時のＰＷＭ変調信号がその
まま出力されるのに対し、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎｓか
らの出力はない。

左操舵時には極性判定回路２１のダイオードＤｔが導通
しＮＡＮＤ回路Ｎｈの１入力端子が“Ｈ”レベルとなる
が、ダイオードＤ１は非導通であるためＮＡＮＤ回路Ｎ
、のｌ入力端子は“Ｌ”レベルとなる。従って、電圧比
較回路３３の出力端子■に左操舵時の高速スイッチング
用のＰＷＭ変調信号が現れるとワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ
、の出力端子りには左操舵時のＰＷＭ変調信号がそのま
ま出力されるのに対し、ワイヤドＮＡＮＤ回路Ｎ、から
の出力はない。

プラス側ロアＦＥＴドライバ１２は、ＮＰＮ型のトラン
ジスタＴｒｙ、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ１、ツェナ
ーダイオードＺＤＳ　、ＺＤ、　、ダイオードＩ）＋ｚ
および抵抗から構成され、トランジスタＴｒ？、Ｔｒ−
のベース接続点がドライブロジック回路３４の出力端子
Ｃに接続され、トランジスタＴｒ、のコレクタがリレー
接点Ｘａ、電源入力端子６ａを介してバッテリーＢ　ａ
ｔｔに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ％はＦ
ＥＴ２のゲート耐圧補償用、ダイオードＤ１０．ツェナ
ーダイオードＺＤ、はＦＥＴ２のドレイン−ゲート間の
サージ吸収用である。ＦＤ、はＦＥＴ２の内部のＰＮ接
合を利用したフライホイール・ダイオードである。

出力端子Ｃが“Ｈ゛レヘルときはトランジスタＴ「、が
ＯＮＬ、トランジスタＴ「、がＯＦＦするため、ＦＥＴ
２のゲートがバイアスされてＦＥＴ２が導通し、出力端
子Ｃが“Ｌ”レベルのときはトランジスタＴｒｙが０Ｆ
ＦＬ、トランジスタＴｒ、がＯＮするためＦＥＴ２がカ
ントオフされる。従って、右操舵時高速スイッチング用
のロアＦＥＴ２は、出力端子Ｃに現れる右操舵時のＰＷ
Ｍ変調信号に基づいてドライブされる。

マイナス側ロアＦＥＴドライバ１４は、ＮＰＮ型のトラ
ンジスタＴｒ、、　、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ１ｏ
、ツェナーダイオードＺＤ’＋　、ＺＤｓ　、ダイオー
ドＤＩ３および抵抗から構成され、トランジスタ’ｌ”
ｒｇ、Ｔｒ＋。のベース接続点がドライブロジック回路
３４の出力端子りに接続され、トランジスタＴｒ、のコ
レクタがリレー接点Ｘａ、電源入力端子６ａを介してバ
ッテリーＢａｔｔに接続されている。ツェナーダイオー
ドＺＤ？はＦＥＴ４のゲート耐圧補償用、ダイオードＤ
１１．ツェナーダイオードＺＤ、はＦＩＥＴ４のドレイ
ン−ゲート間のサージ吸収用である。ＦＤ、はＦＥＴ４
の内部のＰＮ接合を利用したフライホイール・ダイオー
ドである。

出力端子りが“ＨルベルのときはトランジスタＴｒ、が
ＯＮＬ、、トランジスタＴ　ｒ　ｌｏがＯＦＦするため
、ＦＥＴ４のゲートがバイアスされてＦＥＴ４が導通し
、出力端子りが“Ｌ”レベルのときはトランジスタＴｒ
、が０ＦＦＬ、）ランジスタＴ「１．がＯＮするためＦ
ＥＴ４がカントオフされる。従って、左操舵時高速スイ
ッチング用のロアＦＥ７４は、出力端子りに現れる左操
舵時のＰＷＭ変調信号に基づいてドライブされる。

リレー接点Ｘａと電源入力端子６ａとの接続点とアース
との間に、メインスイッチＰｓと電源逆接続対策用のダ
イオードＩ）＋ａとリレーコイルＸとが直列接続され、
リレーコイルＸに逆起電流循環用のダイオード［）＋ｓ
が並列接続されている。Ｃ９は電源サージ吸収用のコン
デンサである。

軌−作 次に、上記構成の電動式パワーステアリングのモータ駆
動装置の動作を説明する。

メインスイッチＰｓをＯＮにすると、リレーコイルＸが
励磁されるのでリレー接点ＸａがＯＮする。これによっ
て、モーフ駆動回路ＭＤが能動状態となる。即ち、プラ
ス側ロアＦＥＴドライバ１２とマイナス側ロアＦＥＴド
ライバ１４に対してバッテリーＢ　ａｔｔから電源が供
給される。また、方形波発振回路２２が駆動され、その
出力端子■に可聴周波領域よりも高い発振周波数ＦＣ＝
２０ＫＨｚの方形波のパルス信号Ｓ０が出力される。Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２３は、この発振出力を入力してＶ
ｃｃ＝１５ＶをＤＣＩＯＶに変換する。その結果、プラ
ス側アッパＦＥＴドライバ１１の入ノＪ端子１１．１間
にＤＣＩＯＶ電源が供給されるとともに、マイナス側ア
ッパＦＥＴドライバ１３の入力端子Ｊ、に間にＤＣ１０
Ｖ電源が供給される。

第４図の波形図に示すように、ステアリングハンドル１
００を右方向（時計方向）に操舵し始めたとすると、伝
動機構１０２を介して操舵輪１０１が右方向に旋回され
る。このとき、トルクセンサＴＳが操舵トルクを検出し
、その操舵トルクに応じたレベルの正電圧Ｖｔ＋を極性
判定回路２１および全波整流回路３１に出力する。極性
判定回路２１は、正電圧Ｖｔ＋の入力によってオペアン
プＯＰＩの出力を“トＩ”レベル、オペアンプＯＰｔの
出力を“Ｌ″レベルする。即ち、出力端子Ａが“Ｉ（”
レベルとなって第１のフォトカプラＰＣ１の発光ダイオ
ードＬＥＤ、が発光し、フォトトランジスタＰＴ、が導
通ずるため、プラス側アッパＦＥＴドライバ１１の出力
端子が１Ｈ”レベルとなり、右操舵時導通保持用のアッ
パＦＥＴＩを導通させる。

このＦＥＴＩの導通は、トルクセンサＴＳから正電圧Ｖ
ｔ″″が出力されている限り継続する。第２のフォトカ
プラＰＣ２の発光ダイオードＬＥＤｚは消灯しているの
で左操舵時導通保持用のアッパＦＥＴ３はＯＦＦになっ
そいる。

一方、方形波発振回路２２の出力端子■に現れた方形波
のパルス信号Ｓ０は、ロウパスフィルタ３２によって三
角波Ｓ、に変換され、この三角波ＳＩが電圧比較回路３
３におけるオペアンプＯＰ、の反転入力端子（−）に基
準電圧として印加される。

トルク入力端子７に入力された正電圧Ｖｔ＋は全波整流
回路３１によって全波整流され、その出力端子■から整
流電圧Ｖｉｌを出力する。この整流電圧Ｖｉ、が電圧比
較回路３３において比較され、電圧比較回路３３の出力
端子■に右操舵時のＰＷＭ変調信号として出力される。

このＰＷＭ変調信号は、ドライブロジック回路３４によ
ってその出力端子Ｃのみから出力される。即ち、正電圧
Ｖｔ＋の入力時には極性判定回路２１の出力端子Ａが“
Ｈ”レベルであるのに対し出力端子Ｂは“Ｌ”レベルと
なるためである。

以上のようにして、ステアリングハンドル１００を右方
向に操舵している期間においては、右操舵時導通保持用
のアッパＦＥＴＩが導通しかつこの導通状態を保持する
とともに、ＰＷＭ変鋼変分信号ラス側ロアＦＥＴドライ
バ１２に出力される。その出力端子が正電圧ｖ【１のレ
ベルに対応するデユーティをもつＰＷＭ変調信号に応じ
て“Ｈ”。

“Ｌ′を繰り返すから、その“Ｈ”、“Ｌ”の周期で右
操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ２がＯＮ、ＯＦ
Ｆされる。

ＰＷＭ変調信号は、その周波数が方形波発振回路２２の
発振周波数Ｆ　ｃ　＝２０ＫＩＩｚと等しいが、そのデ
ユーティは、操舵トルクに比例する正電圧■Ｌ１のレベ
ル変動に伴って時々刻々と変化する。即ち、操舵トルク
が大きく正電圧Ｖｔ＋のレベルが高いほどデユーティが
大きくなり、正電圧Ｖ（＋のレベルが所定値を超えると
デユーティは１００％となる。

いずれにしても、ステアリングハンドルｌＯＯを右方向
に操舵して正電圧Ｖｔ＋が入力されている期間では右操
舵時導通保持用のアッパＦＥＴＩを常時的に導通させる
とともに、ＰＷＭ変調信号が“■（”レベルのときに右
操舵時高速スイッチング用のロアＦＥＴ２をＯＮしてモ
ータＭにモータ正転駆動電流！１を流し、ＰＷＭ変調信
号が“Ｌ”レベルのときにロアＦＥＴ２をＯＦＦして駆
動電流１．をカットオフする。

このカットオフ中の動作を説明するために、モータ駆動
回路ＭＤの要部のみを第５図に示す。第５図はフルブリ
ッジを構成する４つのＦＥＴＩ〜４とそれぞれの内部に
形成されているフライホイール・ダイオードＦＤ、〜Ｆ
Ｄ、とモータＭとバッテリーＢ　ａｔｔを示す。

モータ正転駆動電流ｒ１がバッテリーＢａｔｔ　−＝ア
ンパＦＥＴＩ→モータＭ→ロアＦＥＴ２→バッテリーＢ
　ａｔｔの経路を流れている状態で、ＰＷＭ変調信号の
″Ｈルベルから“Ｌルベルのｉ化によってロアＦＥ７２
がＯＦＦすると、モータ正転駆動電流■１はゼロとなる
。しかし、モータＭに流れる電流は一気゛にゼロとなる
のではない。

即ち、モータ正転駆動電流■、をカットオフしたことに
伴ってモータＭのコイルに誘起される誘導起電力によっ
てモータＭには誘導電流ＩＩ＋が流れる。この誘導電流
！、は、モータＭ→ＯＦＦ状態にあるアッパＦＥＴ３の
フライホイール・ダイオードＦＤ３→ＯＮ状態にあるア
ッパＦＥＴＩ→モータＭの循環経路を流れる。即ち、誘
導電流Ｉ１１がモータＭを流れる方向は、その直前まで
モータＭに流れていたモータ正転駆動電流■１の方向と
同じである。

即ち、第６図に示すように、全波整流回路３１から出力
された整流電圧Ｖｉ、と三角波Ｓ１との比較において、
整流電圧ｖｉ１が三角波ＳＩよりも高いときにＰＷＭ変
調信号が出力される。ＰＷＭ変調信号の“Ｈ”レベルの
期間ではモータ駆動電流Ｉ、が流れる。“Ｌ”レベルの
期間ではモータ駆動電流■１に代えて誘導電流Ｉ１１が
流れる。

この誘導電流Ｉｌｌは次第に減少するが、ＰＷＭ変調信
号の周波数Ｆｃが高いため、誘導電流■。

がゼロになるまでにＰＷＭ変調信号の次の“Ｈルベルの
信号がＦＥ７２に印加されて再びモータ正転駆動電流１
１が流される。つまり、フライホイール・ダイオードに
よる電流継続効果を有効に利用して応答性を高めている
。

可聴周波領域の周波数でロアＦＥＴをＯＮ、ＯＦＦ制御
する場合には、Ｖ、導電流がゼロまたはほぼゼロになっ
た後にモータ駆動電流が流れるため、フライホイール・
ダイオードによる電２Ｉｉ８１！続効果を有効利用する
ことができず、トルクセンサＴＳからの入力信号のレベ
ルに対するモータの出力トルクのリニアリティが悪いも
のとなる。可聴周波領域よりも低い周波数でＯＮ、ＯＦ
Ｆ制御する場合は、リニアリティが一層悪くなる。

これに対し、本実施例の場合は、可聴周波領域よりも高
い周波数Ｆｃ＝２０ＫＩＩｚでロアＦＥＴ２をＯＮ、０
ＦＦｆｆ＋ｌｌ？卸するから、フライホ・イール・り′
イオードＦＤ！による電流継続効果を有効利用すること
ができ、前記のリニアリティが優れたものとなる。

トルクセンサＴＳからの人力信号のレベルに対するモー
タＭの出力トルクのりニアリティの程度を見てみると、
第７図に示すように、アッパＦＥＴとロアＦＥＴとを同
時的にＯＮ、ＯＦＦ制御する場合には、４０　ｆｉｚで
はりニアリティが非常に優れているが、４００Ｈｚ、　
１０ＫＨｚ、　２０Ｋｌ（ｚと周波数が高くなるにつれ
てリニアリティが次第に悪くなる。

トルクセンサからの入力信号のレベルは、ドライバがス
テアリングハンドルに与えた操舵力に比例するから、結
局、操舵力に対するモータＭの出力トルクのリニアリテ
ィが悪いことになり、ドライバの手が受ける操舵感覚が
ぎこちないものとなる。つまり、ロアＦＥＴをＯＮ、Ｏ
ＦＦ制御する周期が長いために、ドライバがステアリン
グハンドルに与えた操舵力に対するモータＭの出力トル
クの応答性が悪い。

リニアリティを良好にするには、例えば２０　Ｋ　Ｉｌ
ｚの場合、その特性と丁度逆の特性をもつ補償回路を付
加しなければならないが、そのような特性の補償回路は
非常に複雑なものとなる。

ところが、本実施例の場合は、アッパＦＥＴを常時的に
ＯＮに保った状態でロアＦＥＴをＯＮ。

ＯＦＦ制御するから、２０　Ｋ　Ｉｌｚにおいてもリニ
アリティが優れたものとなっている。トルクセンサＴＳ
からの入力信号のレベルは、ドライバがステアリングハ
ンドル１００に与えた操舵力に比例するから、操舵力に
対するモータＭの出力トルクのりニアりティが優れてい
ることになり、ドライバの手が受ける操舵感覚が良好な
ものとなる。つまり、ステアリングの操作性が良い。換
言すれば、ロアＦＥＴをＯＮ、ＯＦＦ制御しているにも
かかわらず、あたかもアナログ的に制御しているかのよ
うな操舵感覚をドライバに与えることができる。

加えて、２０　Ｋ　ｆｉｚは可聴周波領域よりも高い周
波数であるため、ＯＮ、ＯＦＦ制御に伴う振動音の発生
もない。

以上の動作説明は右操舵時についてのものであるが、左
操舵時も同様の動作が行われる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第７図は本発明の実施例に係り、第１図は
電動式パワーステアリング機構の概略構成図、第２図は
モータ駆動装置のブロック回路図、第３図はモータ駆動
装置の具体的な回路図、第４図は動作説明に供する波形
図、第５図はフルブリフジ部分を抜粋した概略の回路図
、第６図はフライホイール・ダイオードによる電流継続
効果を示す波形図、第７図は入力トルクに対する出力ト
ルクのりニアリティを説明する特性図である。 １・・・右操舵時導通保持用の 第１のスイッチング素子 ２・・・右操舵時高速スイッチング用の第２のスイッチ
ング素子 ３・・・左操舵時導通保持用の 第３のスイッチング素子 ４・・・左操舵時高速スイッチング用の第４のスイッチ
ング素子 Ｍ・・・ステアリングモータ ２２・・・発振回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）右操舵時導通保持用の第１のスイッチング素子と
   右操舵時高速スイッチング用の第２のスイッチング素子
   と左操舵時導通保持用の第３のスイッチング素子と左操
   舵時高速スイッチング用の第４のスイッチング素子とを
   ステアリングモータに対してフルブリッジを構成する状
   態に接続してなるブリッジ回路と、 右操舵トルクの検出に基づいて前記第１のスイッチング
   素子を導通しかつこの導通状態を保持するよう制御し、
   左操舵トルクの検出に基づいて前記第３のスイッチング
   素子を導通しかつこの導通状態を保持するように制御す
   る導通保持制御部と、可聴周波領域よりも高い周波数で
   発振する発振回路と、 この発振回路の発振周波数に基づいて右操舵トルクの大
   きさに応じたデューティのパルス幅変調信号をつくりか
   つこのパルス幅変調信号に基づいて前記第２のスイッチ
   ング素子を高速スイッチングし、前記発振回路の発振周
   波数に基づいて左操舵トルクの大きさに応じたデューテ
   ィのパルス幅変調信号をつくりかつこのパルス幅変調信
   号に基づいて前記第４のスイッチング素子を高速スイッ
   チングするように制御する高速スイッチング制御部と、 前記第１ないし第４のスイッチング素子のおのおのに並
   列接続されたフライホイール・ダイオード とを備えた電動式パワーステアリングのモータ駆動装置
   。
2. （２）前記４つのスイッチング素子のそれぞれがパワー
   ＭＯＳ・ＦＥＴであり、前記フライホイール・ダイオー
   ドが前記各パワーＭＯＳ・ＦＥＴの内部に構成されてい
   るＰＮ接合で兼用されている特許請求の範囲第（１）項
   記載の電動式パワーステアリングのモータ駆動装置。