CN108604875B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

在控制与电动机(3)连接的电力变换器(2)的电力变换装置中，为了减少检测相电流的电流检测器(5、6、7)，实现小型化，具备检测在与多相绕组的绕组群中的第1绕组群的第1相连接的第1开关元件和与多相绕组的绕组群中的第2绕组群的第2相连接的第2开关元件中流过的电流值的合计值的电流检测器(5、6、7)，根据由所述电流检测器(5、6、7)检测到的电流来计算其它相的电流值。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及使用多个开关元件来在直流电力与交流电力之间进行电力变换的电力变换装置，特别涉及对多相绕组交流电动机供给电力的电力变换装置。
背景技术
在交流电动机中，为了响应低噪音化、低振动化的要求，以预定的槽间距复叠(multiplex)两个不同的3相绕组来缠绕电枢绕组，作为复叠多相绕组交流电动机，以与其槽间距对应的相位差角度进行通电，从而降低转矩脉动，使电动机的振动、噪音减少。
在对该复叠多相绕组交流电动机供给电力的电力变换装置中，利用PWM(PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制)控制供给所期望的输出电压或者所期望的电流。
例如，在专利文献1所示的PWM控制中，具备对各相绕组供给电力的多个电力变换器以及控制各电力变换器的多个PWM控制部，各PWM控制部执行开关序列，该开关序列能够取得对与对应的电力变换器相关的相绕组的两端施加电源电压的状态以及使相绕组的两端成为相同电位而使该绕组的反电动势回流的状态。
特别是提出了如下内容：为了降低向交流电动机供给的供给电流的纹波，多个PWM控制部分别在开关的1个循环中，设定相互的开关序列的相位关系，以避免产生在紧接着对各相绕组的所有绕组施加电压状态之后使各相绕组的反电动势回流的状态、且以避免产生在紧接着使反电动势回流到各相绕组的所有绕组的状态之后对各相绕组施加电压的状态。
在该专利文献1所示的PWM控制单元中，构成为检测在与它们对应的相绕组中流过的电流值，计算与电流指令值的偏差，根据该偏差与基准三角波的比较来控制开关元件。而且，为了检测在开关元件中流过的电流，设置有电阻器。但是，未进行关于检测电流的电阻器的具体的说明。
为了实现电力变换装置的小型化以及轻量化，需要使各结构部件小型化、轻量化，或者削减结构部件。因而，以削减电流检测的单元为前提进行了研究，在专利文献2中公开了如下运算占空比指令值的方法：将用于电流检测的分流电阻连接于电力变换器与直流电源的负侧之间的直流部分，PWM控制部进行控制以使在PWM信号的预定倍周期的前半期间以及后半期间有效电压矢量区间为预定期间以上，零电压矢量区间为根据短路防止期间确定的最小时间以上，且在前半期间以及后半期间中的至少一方中包含零电压矢量区间。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2007-252054号公报
专利文献2：日本特开2015-061379号公报
发明内容
在专利文献1中提出的装置中，在将2相电动机作为对象时，使控制各相绕组的开关序列的相位反转，但在与如驱动3相交流电动机那样的具备6个上下臂(arm)的电力变换器等同的结构中，不是针对每个相具备载波信号而提供各120度的相位差并进行如在相同的定时对各相进行电流检测而进行驱动/控制那样的矢量控制的结构，存在无法驱动3相交流电动机这样的问题。
另外，在专利文献2中提出的装置中，在电力变换器的负侧的直流部分需要两个电流检测器，在从母线电流检测相电流时，电压指令的制约大，另外根据电压指令的条件，需要进行开关脉冲的校正，所以在该情况下，存在在电流中出现高次谐波这样的问题点。
在存在如前所述的问题点的状况下，本发明的目的在于提供一种电力变换装置，该电力变换装置在为了使对多相绕组交流电动机供给电力的电力变换装置小型化而削减检测供给到多相绕组的电流的电流检测器的同时，进行稳定的电力的供给。
本发明的电力变换装置具备：电力变换器，利用桥连接的多个开关元件对电动机的多个多相绕组供给电力；以及电力变换器控制部，产生控制所述电力变换器的PWM信号，所述电力变换器具有电流检测器，该电流检测器连接于与所述多相绕组中的第1绕组群的第1相连接的第1开关元件和与所述多相绕组中的第2绕组群的第2相连接的第2开关元件，检测在所述第1开关元件中流过的电流值与在所述第2开关元件中流过的电流值的合计值，所述电力变换器控制部构成为针对所述第1绕组群使用第1载波信号进行控制，针对所述第2绕组群使用第2载波信号进行控制，使所述第1载波信号的相位和所述第2载波信号的相位在与所述电流检测器连接的所述第1开关元件的导通/截止状态和与所述电流检测器连接的第2开关元件的导通/截止状态不同的相位范围内错开，从而进行电流检测，并且构成为根据由所述电流检测器检测的电流来产生所述PWM信号。
在本发明的电力变换装置中，能够减少设置于各相的开关元件的电流检测器的个数，所以能够实现电力变换装置的小型化以及轻量化。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的系统结构图。
图2是本发明的实施方式1的电力变换装置的载波信号和相电流检测的时序图的说明图。
图3是本发明的实施方式1的电力变换装置的各群的载波信号和相电流检测的时序图的说明图。
图4是本发明的实施方式1的电力变换装置的各群的电压指令的相位的说明图。
图5是本发明的实施方式1的电力变换装置的各群的电压指令的振幅的说明图。
图6是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的3相电压指令的条件与能够检测的相电流的关系的说明图。
图7是本发明的实施方式2的电力变换装置的系统结构图。
图8是本发明的实施方式3的电力变换装置的系统结构图。
图9是本发明的实施方式4的电力变换装置的系统结构图。
图10是本发明的实施方式4的电力变换装置的各群的载波信号和相电流检测的时序图的说明图。
图11是本发明的实施方式6的电力变换装置的系统结构图。
图12是用于实现本发明的实施方式6的模块图。
图13是本发明的实施方式7的电力变换装置的系统结构图。
图14是用于实现本发明的实施方式7的模块图。
图15是本发明的实施方式8的电力变换装置的系统结构图。
图16是用于实现本发明的实施方式8的模块图。
图17是用于实现本发明的实施方式的系统结构图。
图18是用于实现本发明的实施方式的系统结构图。
具体实施方式
实施方式1.
实施方式1以作为具有多个相的绕组的电动机而对在1台电动机中双重地配置有3相绕组的电动机供给电力的电力变换装置为对象。在该电力变换装置中，作为针对利用PWM控制对开关元件进行导通/截止控制的电力变换器使用3个电流检测器来检测6相的电流的结构，具备根据由该电流检测器检测到的电流值来进行电力变换器的开关元件的PWM控制的电力变换器控制部。
以下，根据电力变换装置的系统结构图即图1、示出载波信号、开关脉冲以及电流检测的定时的详细内容的图2、示出针对以将3相绕组进行双重化(duplicated)后的电动机为对象时的第一群的绕组的第1载波信号和开关脉冲、针对第二群的绕组的第2载波信号、以及电流检测的定时的详细内容的图3、示出各群的3相电压指令的相位的图4、示出3相电压指令的振幅的图5、示出3相电压指令的大小条件与检测电流的关系的图6来说明本发明的实施方式1。
图1示出了电动机3、对电动机3供给电力的电力变换装置100以及直流电流源4的系统结构。电力变换装置100具备电力变换器2和电力变换器控制部1，电力变换器控制部1通过控制电力变换器2的开关元件，调整供给到电动机3的电力，驱动/控制电动机3。电动机3为利用永久磁铁或励磁绕组来产生转子磁通的同步电动机，一般使用3相交流电动机。在该实施方式1中，作为例子示出具有使用永久磁铁的转子的电动机，3相绕组被提供预定的相位差而被双重化。在电动机3中，将第一群的3相绕组设为U1、V1、W1，将第二群的3相绕组设为U2、V2、W2。
电力变换器控制部1从上位(未图示的外部)被输入转矩指令和表示转子的磁极位置的信号(电气角位置信号)θe，根据该指令值和磁极位置信号θe来输出控制电力变换器2的开关脉冲。
电力变换器2根据电力变换器控制部1输出的开关脉冲将直流电流源4的直流电力变换为交流电力，对电动机3的各绕组群施加交流电压而驱动。在电力变换器2中，检测在第一群的3相绕组的U相和第二群的3相绕组的V相的下臂中流过的电流的合计值的电流检测电阻5作为电流检测器而设置，检测在第一群的3相绕组的V相和第二群的3相绕组的W相的下臂中流过的电流的合计值的电流检测电阻6作为电流检测器而设置，检测在第一群的3相绕组的W相和第二群的3相绕组的U相的下臂中流过的电流的合计值的电流检测电阻7作为电流检测器而设置。
电力变换器控制部1具备电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11、电流检测部12。
关于电动机3的控制，电动机3的绕组群中的第一群的3相绕组的控制方法和第二群的3相绕组的控制方法仅电流的检测定时不同，电压指令的计算方法相同，所以在此仅说明第一群的3相绕组的控制方法。
电流指令部8将从上位(未图示的外部)提供的转矩指令变换为由旋转坐标系即d‐q坐标表示的电流指令，将d轴电流指令id*以及q轴电流指令iq*与磁极位置信号θe一起作为指令值而送到电流控制部9。
电流控制部9根据从电流指令部8提供的d‐q坐标系的电流指令id*、iq*、磁极位置信号θe以及在相电流运算部11中求出的3相电流值iu、iv、iw来计算3相电压指令Vu*、Vv*、Vw*，输出到PWM控制部10。
PWM控制部10进行来自电流控制部9的3相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与在内部产生的三角载波的载波比较处理，生成驱动电力变换器2的各开关元件的开关脉冲。此时，绕组群的第一群和第二群的PWM控制的三角载波被独立地控制。
在相电流运算部11中，根据来自电流检测部12的电流值将3相电流值输出到电流控制部9，但在电流检测部12只能检测2相的电流的情况下，运算剩余的1相的电流，输出3相的电流值iu、iv、iw。
在电流检测部12中，依照PWM控制部10的各群的载波信号输出的定时，在PWM控制的1个载波周期内将流经电力变换器2的内部的电流检测电阻5、6、7的电流值检测两次，输出各群的3相电流iu、iv、iw的电流。在依照PWM控制部10输出的电压指令的大小条件只能检测2相的电流的情况下，不输出剩余的1相的电流。
接下来，根据图1至图6说明本发明的实施方式1的电力变换装置100的动作。
在图1中，在电力变换器控制部1中，根据从上位输入的转矩指令和磁极位置信号θe来计算3相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。作为电压指令Vu*、Vv*、Vw*的计算方法，一般使用在电力变换器与电动机之间流过的相电流值来构成电流控制环路，控制相电流使其按照电流指令值流过。
在考虑感应电动机或同步电动机的控制的情况下，一般不用3相交流坐标系而用旋转坐标系即d‐q坐标来进行控制。从3相交流坐标系变换成d‐q坐标系的矩阵如(1)式那样表示。在(1)式中，id为在d轴上表示的电流值，iq为在q轴上表示的电流值。
[式1]
Figure GDA0001745013690000071
根据(1)式，能够求出id、iq作为下面的(2)式。
[式2]
Figure GDA0001745013690000072
在(1)、(2)式中，磁极位置信号θ表示将转子的励磁磁通的方向作为d轴时的d轴的磁极位置的方向。
另外，如果能够根据iw＝－iu－iv等从2相的电流求出剩余的1相的电流，则能够从两个相电流变换为d‐q轴上的电流。用于坐标变换的运算的θ使用电气角的磁极位置信号θe。
用正交2相坐标系表示的电流指令id*、iq*从电流指令部8被输入到电流控制部9，在电流控制部9中，在将由电流检测部12检测到的相电流值iu、iv、iw变换为用正交2相坐标系表示的电流检测值id、iq之后，由PI控制器生成电流偏差作为指令值vd*、vq*。
进而，依照磁极位置信号θe对电压指令vd*、vq*进行坐标变换，从而变换为3相电压指令Vu*、Vv*、Vw*而输出到PWM控制部10。
一般从2相d－q坐标系变换为u－v－w的3相交流坐标系的坐标变换式作为(3)式而计算。
[式3]
Figure GDA0001745013690000081
电流控制部9这样输出3相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。
这样求出的3相电压指令Vu*、Vv*、Vw*变换为利用PWM控制控制电力变换器2的开关元件的开关脉冲，在附加上下臂的短路防止时间之后，控制电力变换器2的开关元件。
电流检测部12与用于PWM控制部10中的PWM处理的载波信号的定时相匹配地对在电流检测电阻5、6、7中流过的电流进行采样并进行电流检测。一般而言，作为电流检测电阻5、6、7，使用廉价的分流电阻。在使用了分流电阻作为电流检测电阻5、6、7的情况下，该分流电阻的单侧与电力变换器2的负侧连接，所以不需要绝缘处理。
图2是表示使用与电力变换器2的下臂连接的电流检测电阻5、6、7来检测电流时的3相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*各自的开关脉冲和电流检测定时的例子的时序图。开关脉冲UN、VN、WN表示电力变换器2的下臂的开关元件群的控制信号。当将从载波信号C的波谷至波谷为止定义为PWM控制的1个载波周期T、将电压指令的最大值设为比1.0(100％)小的值时，在载波信号C的波峰的时间点，所有的相的电压指令比载波信号小，下臂的所有的相的开关元件在一定区间成为导通状态。在该定时，只要由电流检测电阻5、6、7检测在下臂的开关元件群中流过的电流，就能够检测3相的电流。
为了检测电流，需要确保AD变换时间等所需的一定的长度(Tmin)以上的电流检测区间。图2为Vu*>Vv*>Vw*的例子，但只要最大的电压指令Vu*比用于使电流在下臂中流过的最大电压指令值Pmax小，3相就都能够确保Tmin以上的电流检测区间。因而，通过限制3相电压指令的最大值，能够产生检测所有的在下臂中流过的相电流的电流检测区间Ti。
另外，当使用3相的电流之和为零的条件时，只要中间的电压指令Vv*比最大电压指令值Pmax小，就能够检测2相的电流，能够通过计算来求出剩余的1相的电流。因而，通过限制3相电压指令的最大值及中间值，能够在1个载波周期T内求出3相电流。
图3是示出在本发明中以对3相绕组进行双重化后的电动机3为对象，使用与电力变换器2的下臂连接的电流检测电阻5、6、7来检测电流的时序图的图，示出第一群的3相绕组、第二群的3相绕组的各开关脉冲以及电流检测的定时。
开关脉冲UN1、VN1、WN1表示控制驱动电力变换器2的第一群的绕组的下臂的开关元件群的信号，开关脉冲UN2、VN2、WN2表示控制驱动电力变换器2的第二群的绕组的下臂的开关元件群的信号。在PWM控制中，比较三角波的载波信号和3相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的振幅，变换为UP、UN、VP、VN、WP、WN这6个开关脉冲。
在电压指令的最大值为1.0以下且不是过调制状态时，在载波周期的正中央附近的第一群的3相绕组的载波信号C1的波峰的定时，3相的所有的相的下臂的开关元件成为导通状态，此时，第一群的3相绕组的所有的相的电流在电流检测电阻5、6、7中流过。另一方面，在第一群的载波信号C1的波谷的定时，第一群的3相绕组的所有的相的下臂的开关元件成为截止状态，任意的相的电流都不在电流检测电阻5、6、7中流过。如该图3所示，产生第一群的3相绕组的3相电流全部在下臂中流过的Ton1的时间，如果电压指令的最小值为预定的电压以上，则产生第一群的3相绕组的3相电流都不在下臂中流过的Toff1的时间。
另一方面，与第一群的3相绕组同样地，在第二群的3相绕组的电压指令的最大值为1.0以下时，第二群的3相绕组的3相电流也同样地在第二群的载波信号C2的波峰和波谷处成为导通状态和截止状态。因而，产生第二群的3相绕组的3相电流全部在下臂中流过的Ton2的时间，如果电压指令的最小值为预定的电压以上，则产生第二群的3相绕组的3相电流全部不在下臂中流过的Toff2的时间。
其结果，只要控制成使一方的群的3相绕组的载波信号的波峰的定时与另一方的群的3相绕组的载波信号的波谷的定时同时产生以使第一群的3相绕组的载波信号C1与第二群的3相绕组的载波信号C2的相位相对地错开180度，就能够使仅各群的3相绕组的电流在电流检测电阻5、6、7中流过的状态在载波周期内分别产生1次。
此外，第二群的3相绕组的Ton2的区间与第一群的3相绕组的Toff1的区间重叠，但即使是Ton2区间，由于在不是Toff1的区间，两群的电流在电流检测电阻中流过，所以也无法进行电流检测。因而，该例的能够进行第二群的电流检测的区间Ti2为Toff1。
同样地，在第一群的Ton1的区间与第二群的Toff2的区间的关系方面，在不是Toff2的区间，两群的电流在电流检测电阻中流过，所以即使是Ton1区间也无法进行电流检测。因而，该例的能够进行第一群的电流检测的区间Ti1为Ton1，需要在Ton1与Toff2之间或者Ton2与Toff1之间，在短的一方的区间内分别进行电流检测。
另外，也可以使第一群的3相绕组的载波信号C1的相位和第二群的3相绕组的载波信号C2的相位错开180±(|Ton1―Toff2|/2/(Tc/2)*180以及|Toff1―Ton2|/2/(Tc/2)*180中的小的一方)度。即，第一群的3相绕组的载波信号C1的相位和第二群的3相绕组的载波信号C2的相位也可以在相同的电流检测电阻侧的一方的开关元件的导通/截止状态与相同的电流检测电阻侧的另一方的开关元件的导通/截止状态不同的相位范围内错开。在该范围的相位下，两群的3相绕组的电流在相同的电流检测电阻中不同时流过，所以能够进行电流的检测。
图4是示出第一群和第二群的3相绕组的电压指令的相位关系的图，是将第一群的绕组与第二群的绕组的电相位差设为30度的例子(为了降低转矩纹波的6f分量，最好为30度的相位差，但也可以为20度至40度的范围的相位差)。
在第一群的3相绕组的U相电压为最大值的相位附近，第二群的3相绕组的V相电压最小。
另外，在第一群的3相绕组的V相电压为最大值的相位附近，第二群的3相绕组的W相电压最小，在第一群的3相绕组的W相电压为最大值的相位附近，第二群的3相绕组的U相电压最小。
在载波周期内针对每个群交替地切换在电流检测电阻5、6、7中流过的电流，所以在检测的两个相电流的组合中，只要组合一方的群的电压为最大的附近、另一方的群的电压变小的相，就能够减少两群的开关元件为接通的时间。在该情况下，一方的群的电压指令的1个相的相位和另一方的群的电压指令的1个相的相位以150度至210度的范围的相位错开即可。
即，只要选择一方的群的Ton区间与另一方的群的Toff区间的长度接近的组合，就不会长的时间地产生流过两个相的合计的电流的状态或者不流过任意的相的电流的状态，能够维持在电流检测电阻5、6、7中始终流过1相的电流的状态。其结果，能够抑制电流检测电阻5、6、7的发热和开关元件的开关损耗等，平衡性良好地检测第一群和第二群的相电流。
图5示出了3相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*的中间值的最大值为0.5。在电压指令的波峰的值正好为±1.0时，中间的电压指令的最大值为0.5。当将用于产生电流检测的区间的Pmax设为0.8左右时，如果3相电压的最大电压不为1.6以上，则至少2相的电流检测成立。因而，当在通常的电压指令值的范围内运转的情况下，能够稳定地检测2相的电流。
图6示出了3相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系以及此时能够检测的相电流的关系。
条件1为Vu*>Vv*>Vw*的情况，如果Pmax>Vu*，则能够检测3相的所有的相的电流。另外，只要Vu*>Pmax且Pmax>Vv*，就能够检测2相的电流。在中间电压指令超过Pmax的情况下，最大的电压指令为1.6以上的过调制的状态。在条件2、3、4、5、6下也同样地，示出了能够检测3相的所有相的电流的情况和能够检测2相的电流的情况。
在本发明的实施方式1中，以3相交流的同步电动机为例进行了说明，但作为本发明的对象的电动机也可以为感应电动机等任意的电动机。另外，本发明中的电流检测电阻5、6、7也可以不是分流电阻，而是使用霍尔元件的电流检测器等其它电流检测器。另外，在本发明中的电压指令的计算中，使用基于位置传感器的磁极位置信息进行计算，但也可以应用不使用磁极位置信息的V/f控制等。在该情况下，能够将检测到的相电流值用于过电流防止等其它用途。另外，在本发明中的电力变换器中检测的电流中，第一群的3相绕组的相与第二群的3相绕组的相的组合也可以不是实施方式1所示的组合，例如，组合第一群的3相绕组的U相和第二群的3相绕组的W相等不同的相能够同样地进行电流检测。
如以上说明，实施方式1的电力变换装置100具备：多个3相以上的绕组群被复叠地连接的电力变换器2、组合被复叠的绕组群中的一方的特定相和另一方的特定相这两个相且检测它们的合计电流的电流检测电阻5、6、7、以及根据由电流检测电阻5、6、7检测到的电流来运算提供给电力变换器2的电压指令并根据电压指令来产生用于对多个开关元件进行导通/截止控制的PWM信号的PWM控制部10，所以具有如下效果：能够减少电流检测电阻的数量，作为电力变换装置而能够实现小型化，并且能够以廉价的结构精度良好地检测电流，能够稳定地控制电动机。
实施方式2.
实施方式2的电力变换装置101构成为控制在转子中具有励磁绕组的电动机13。以下，根据图7，说明本发明的实施方式2。
图7示出电动机13、直流电流源4以及电力变换装置101的系统结构，对与图1相同或者相当的部分附加有相同的附图标记。图7与实施方式1不同，示出了具备励磁电流控制部14的系统结构，该励磁电流控制部14控制在电动机13的转子的励磁绕组中流过的电流。
励磁电流控制部14用于控制在绕组励磁式的电动机13的励磁绕组中流过的电流，构成为能够通过调整转子的励磁电流来控制转矩或感应电压。另外，能够利用励磁电流控制来控制在定子侧产生的端子电压。
在该实施方式2中，构成为在如3相电压指令的最大电压大且载波周期中的电流检测区间Ti不足那样的条件下，控制成由励磁电流控制部14将励磁电流抑制得低，从而3相电压指令低，并控制成电流检测区间Ti为最低电流检测区间以上的长度。
即，在电力变换器控制部1的PWM控制部10中，控制成控制励磁电流控制部14并抑制在励磁绕组中流过的电流，从而在一个周期中至少2相的电流在电流检测器中流过。
此外，励磁电流控制部14有对在处于内部的励磁电流检测器(未图示)中检测到的励磁电流进行反馈控制的方法、或者以对励磁绕组施加预定的电压而成为近似的电流值的方式进行控制的方式等几个控制方法。
如以上说明，实施方式2的电力变换器控制部1构成为控制具有励磁绕组的电动机13，与实施方式1同样地，以廉价的结构进行电流检测，另外，构成为能够在载波信号的波峰波谷的定时进行可靠的电流检测，所以具有能够稳定地控制电动机13的效果。
实施方式3.
实施方式3的电力变换装置102构成为控制两个独立的电动机15、16。以下，关于本发明的实施方式3，在图8中示出电力变换装置102的电力变换器控制部1的系统结构图而进行说明。
在图8中，对与图1相同或者相当的部分附加有相同的附图标记。图8与实施方式1不同，示出了具备电力变换器控制部1的电力变换装置102的系统结构，该电力变换器控制部1控制两个独立的电动机15、16。利用该实施方式3，能够使用一个电力变换器控制部1对完全独立的两个电动机15、16进行驱动/控制。
电力变换器控制部1包括：电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11、电流检测部12。电流控制部9控制电动机15、16的电流，根据从电流指令部8提供的d‐q坐标系的各群的电流指令id1*、iq1*、id2*、iq2*、各群的磁极位置信号θe1、θe2以及由相电流运算部11求出的各群的3相电流值iu1、iv1、iw1、iu2、iv2、iw2来计算3相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*、Vu2*、Vv2*、Vw2*并输出到PWM控制部10。
电流控制部9的与实施方式1的区别点在于被输入两个磁极位置信号θe1、θe2来计算两个电压指令。在电动机15与电动机16的旋转轴独立的情况下，具备两个位置传感器。因此，为了控制完全独立的两个电动机15、16，根据两个3相电流值和磁极位置信号来计算各个电压指令。
此外，在驱动两个电动机15、16的情况下，如果相互的转子轴未机械性地结合，则电压指令的相位差并不始终为恒定，所以只能组合任意地选择出的相而进行电流检测，但在转子轴结合的情况下，以利用两个相的电压指令的相位差为180°附近的组合来进行电流检测的方式进行选择是有效的。在图8的例子中，作为两个电动机15、16的转子轴未结合的例子，构成为检测相同的相的电流。
如以上说明，在该实施方式3的电力变换器装置102中，构成为以具备3相绕组的两个独立的电动机15、16为控制对象，但与实施方式1同样地，具有能够廉价地构建驱动多个电动机的系统，能够稳定地控制电动机的效果。
实施方式4.
实施方式4的电力变换装置103构成为在电力变换器2的上臂的开关元件的正的电源4侧具备电流检测器19、20、21来控制电动机3。以下，根据电力变换装置103的系统结构图即图9说明本发明的实施方式4。
在图9中，对与图1相同或者相当的部分附加有相同的附图标记。图9与实施方式1不同，示出了在电力变换器2的上臂的开关元件的正的电源侧具备电流检测器19、20、21并具备检测电流的电力变换器控制部1的电力变换装置103的系统结构。
电力变换器2根据电力变换器控制部1输出的开关脉冲将直流电流源4的直流电力变换为交流电力，对电动机3的各绕组群施加交流电压来进行驱动。电力变换器2具备检测在第一群的U相和第二群的V相的上臂中流过的电流的合计值的电流检测器19、检测在第一群的V相和第二群的W相的上臂中流过的电流的合计值的电流检测器20、以及检测在第一群的W相和第二群的U相的下臂中流过的电流的合计值的电流检测器21。
本发明中的电流检测器19、20、21与在实施方式1中示出的电流检测电阻5、6、7不同，插入到电力变换器2的上臂，所以使用被绝缘的霍尔元件等。
电力变换器控制部1包括：电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11、电流检测部12。
在电流检测部12中，依照PWM控制部10的各群的载波信号输出的定时，在PWM控制的1个载波周期内将流经电力变换器2的内部的电流检测器19、20、21的电流值I1、I2、I3检测两次，输出各群的3相电流iu、iv、iw的电流，与实施方式1同样地进行电压指令的运算。
图10是表示使用与上臂连接的电流检测器19、20、21来检测电流时的第一群和第二群的各开关脉冲和电流检测定时的时序图。开关脉冲UP1、VP1、WP1表示控制驱动电力变换器2的第一群的绕组的上臂的开关元件群的信号，开关脉冲UP2、VP2、WP2表示控制驱动电力变换器2的第二群的绕组的上臂的开关元件群的信号。
当设为电压指令的最大值为1.0以下且不是过调制状态时，在载波周期T的正中央附近即第一群的载波信号C1为波峰的定时，3相的所有的相的上臂的开关元件为截止状态，此时，第一群的任意的相的电流都不在电流检测器19、20、21中流过。
另一方面，在载波信号C1的波谷的时间点，第一群的所有的相的上臂的开关元件为导通状态，所有的相的电流在电流检测器19、20、21中流过。存在第一群的3相电流全部在上臂中流过的Ton1的时间，如果电压指令的最大值为预定的电压指令以下，则存在第一群的3相电流都不在上臂中流过的Toff1的时间。
另一方面，与第一群同样地，在第二群的电压指令的最大值为1.0以下时，第二群的3相电流也同样地在第二群的载波信号C2的波谷和波峰处成为导通状态和截止状态。因而，存在第二群的3相电流全部在上臂中流过的Ton2的时间，如果电压指令的最小值为预定的电压指令以上，则存在第二群的3相电流全部不在上臂中流过的Toff2的时间。
其结果，与实施方式1同样地，只要控制成使第一群的载波信号C1与第二群的载波信号C2的相位错开180°并且控制成同时产生一方的群的波峰的定时和另一方的群的波谷的定时，就能够生成仅一方的群的电流在电流检测器19、20、21中流过的状态。
此外，第二群的Ton2的区间与第一群的Toff1的区间重叠，但即使是Ton2区间，在不是Toff1的区间两群的电流在电流检测电阻中流过，所以也无法进行电流检测。因而，此时的能够进行电流检测的区间Ti为Toff1。
同样地，在第一群的Ton1的区间与第二群的Toff2的区间的关系方面，在不是Toff2的区间，两群的电流在电流检测器中流过，所以即使是Ton1区间也无法进行电流检测。因而，需要在Ton1与Toff2之间或者Ton2与Toff1之间，在短的一方的区间内进行电流检测。
此外，与此前的实施方式同样地，需要在载波周期内在一定的区间使电流通过上臂，所以产生电压指令的最大值的限制，但在无法检测3相中的一个相电流的情况下，检测2相的电流，剩余的1相能够通过计算求出。
如以上说明，实施方式4的电力变换装置103包括：组合被复叠的绕组群中的一方的特定相和另一方的特定相这两个相且检测流到开关元件的正侧的它们的合计电流的电流检测器、以及根据由电流检测器检测到的电流来运算提供给电力变换器的电压指令并根据电压指令来产生用于对多个开关元件进行导通/截止控制的PWM信号的PWM信号控制部，所以具有能够以廉价的结构精度良好地检测电流，能够稳定地控制电动机的效果。
实施方式5.
实施方式5的电力变换装置构成为控制直流电源电压。在该实施方式5中，在如3相电压指令的最大电压大且载波周期中的电流检测区间Ti不足那样的条件下，控制成使直流电源升压，从而3相电压指令的调制率变低，控制成电流检测区间Ti为最低电流检测区间以上的长度。
如以上说明，实施方式5的电力变换装置构成为控制直流电源电压，与实施方式1同样地，至少2相的电流在同一电流检测器中流过，从而能够以削减了电流检测器的结构进行电流检测，另外，构成为能够在载波信号的波峰波谷的定时进行可靠的电流检测，所以具有能够稳定地控制电动机的效果。
实施方式6.
实施方式6的电力变换装置104构成为使用内置有多个开关元件的功率模块来控制电动机3。在此，构成为使用内置两个开关元件、不内置用于电流检测的电阻的模块。以下，根据电力变换装置104的系统结构图即图11，说明本发明的实施方式6。
在图11中，对与图1相同或者相当的部分附加有相同的附图标记。图11与实施方式1不同，示出了具备电力变换器控制部1的电力变换装置104的系统结构，该电力变换器控制部1进行包括6个功率模块32、33、34、35、36、37的电力变换器38的开关动作并利用电流检测器5、6、7检测相电流。
在实施方式6中，用于电流检测的电阻(电流检测器)与模块外部连接，在电流检测部12中，依照PWM控制部10的各群的载波信号输出的定时，在PWM控制的1个载波周期内将流经电力变换器38的内部的电流检测器5、6、7的电流值I1、I2、I3检测两次，输出各群的3相电流iu、iv、iw的电流，与实施方式1同样地进行电压指令的运算。
各个3相电压指令在PWM控制部10中利用PWM处理变换为各个栅极信号GU1、GV1、GW1、GU2、GV2、GW3并输出到电力变换器38，驱动构成电力变换器38的6个功率模块32、33、34、35、36、37。
图12是表示功率模块32、33、34、35、36、37的内部结构的图。两个开关元件内置于模块300，直流电源的正侧的电压Vp与负侧的电压Vn连接，利用P侧元件的栅极信号P和N侧元件的栅极信号N对各个开关元件进行导通(ON)/截止(OFF)驱动，输出用于驱动电动机的电压X1。
如以上说明，实施方式6的电力变换装置构成为使用内置有开关元件的模块来控制，以更少的部件构成与实施方式1同样的控制，所以能够廉价地控制电动机。
实施方式7.
实施方式7的电力变换装置105与实施方式6同样地构成为使用内置有多个开关元件的功率模块来控制电动机3。在此，构成为使用内置有4个开关元件且内置有1个电流检测电阻的模块。以下，根据电力变换装置105的系统结构图即图13，说明本发明的实施方式7。
在图13中，对与图1相同或者相当的部分附加有相同的附图标记。图13与实施方式1不同，示出了具备电力变换器控制部1的电力变换装置105的系统结构，该电力变换器控制部1利用3个功率模块40、41、42进行电力变换器43的开关动作并利用功率模块内部的电流检测电阻检测相电流。
在该实施方式7中，电流检测部12依照PWM控制部10的各群的载波信号输出的定时，使用由模块内部的电流检测电阻产生的各个电压Vs1、Vs2、Vs3，在PWM控制的1个载波周期内将流经电力变换器43的内部的电流值I1、I2、I3检测两次，输出各群的3相电流iu、iv、iw的电流，与实施方式1同样地进行电压指令的运算。各个3相电压指令在PWM控制部10中利用PWM处理变换为各个栅极信号GU1、GV1、GW1、GU2、GV2、GW3，输出到电力变换器43，驱动构成电力变换器43的各功率模块40、41、42。
图14是表示功率模块40、41、42的内部结构的图。4个开关元件和1个电流检测电阻被内置于模块400。直流电源的正侧的电压Vp与负侧的电压Vn被连接到模块400，由被栅极信号P1驱动的正侧的开关元件和被栅极信号N1驱动的负侧的开关元件构成1组支路(leg)，将两个支路内置于模块，输出用于驱动电动机的电压X1、X2。电流检测电阻与负侧的电源连接，检测流经各个支路的合计电流，输出电压Vs。
如以上说明，实施方式7的电力变换装置构成为使用内置有开关元件的模块来控制，以更少的部件构成与实施方式1同样的控制，所以能够廉价地控制电动机。
实施方式8.
实施方式8的电力变换装置106与实施方式6同样地构成为使用内置有多个开关元件的功率模块来控制电动机3。在此，构成为使用内置6个开关元件、不内置用于电流检测的电阻的模块。以下，根据电力变换装置106的系统结构图即图15，说明本发明的实施方式8。
在图15中，对与图1相同或者相当的部分附加有相同的附图标记。图15与实施方式1不同，示出了具备电力变换器控制部1的电力变换装置106的系统结构，该电力变换器控制部1进行包括两个功率模块45、46的电力变换器47的开关动作并利用电流检测器5、6、7检测相电流。
在实施方式8中，构成为用于电流检测的电阻与模块外部连接，组合功率模块45和功率模块46各自的特定的相，使负侧的合计电流流过，在电流检测部12中，依照PWM控制部10的各群的载波信号输出的定时，在PWM控制的1个载波周期内将流经电力变换器2的内部的电流检测器5、6、7的电流值I1、I2、I3检测两次，输出各群的3相电流iu、iv、iw的电流，与实施方式1同样地进行电压指令的运算。
各个3相电压指令在PWM控制部10中利用PWM处理变换为各个栅极信号GU1、GV1、GW1、GU2、GV2、GW3，输出到电力变换器47，驱动构成电力变换器47的各功率模块45、46。
图16是表示功率模块45、46的内部结构的图。6个开关元件内置于模块500，直流电源的正侧的电压Vp与负侧的电压Vn连接，由被栅极信号P1驱动的正侧的开关元件和被栅极信号N1驱动的负侧的开关元件构成1组支路，将3个支路内置于模块，输出用于驱动电动机的电压X1、X2、X3。各个支路的负侧的电压Vn独立地由各个端子输出。
如以上说明，实施方式8的电力变换装置构成为使用内置有开关元件的模块来控制，以更少的部件构成与实施方式1同样的控制，所以能够廉价地控制电动机。
在此，作为实施方式1至实施方式8所示的电力变换器控制部1的构成要素的电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11、电流检测部12的各功能由处理电路实现。处理电路既可以是如图17所示的处理器23那样的专用的硬件，也可以是执行保存于图18所示的存储器的程序的处理器26(还称为CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)、中央处理装置、处理装置、运算装置、微型处理器、微型计算机、DSP)。
图17为用于用专用硬件或微机等的软件对如上实施方式所示的结构进行控制的结构。在图17中，25为上位控制器，26为用于控制电力变换器的处理器，27为具备多个电流检测器的电力变换器，28为电动机。
在处理电路为专用的硬件的情况下，处理电路相当于单一电路、复合电路、可编程的处理器、并行处理器、ASIC、FPGA、CPLD或者将它们组合而成的结构。既可以利用处理电路分别实现电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11、电流检测部12的各功能，也可以汇总各功能后用处理电路来实现。
另外，在图18中，上位控制器25对处理器29提供指令值，处理器29进行将数据保持于存储装置30等数据处理，进行电流控制或PWM控制，将开关脉冲输出到电力变换器27。在电力变换器27中，检测在与各群的各相的绕组连接的开关元件中流过的下臂的电流，输出到处理器29。处理器29与输出的开关脉冲的载波信号的定时相匹配地检测并计算相电流。
如图18所示，在处理电路为处理器29的情况下，通过软件、固件或者软件与固件的组合来实现电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11、电流检测部12的各功能。软件或固件作为程序而记述，保存于存储装置30。
处理电路通过读出存储于存储装置30的程序而执行，从而实现各功能。即，具备用于保存作为结果执行电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11、电流检测部12的各步骤的程序的存储装置30。另外，这些程序可以说使计算机执行电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11、电流检测部12的次序及方法。
另外，存储装置30相当于例如ROM、EPROM、EEPROM、闪存存储器等非易失性的半导体存储器、或者SRAM、SDRAM等易失性的半导体存储器、或者作为其它存储装置的磁盘、光盘等。
另外，关于电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11、电流检测部12的各功能，也可以用专用的硬件实现一部分，用软件或者固件实现一部分。
例如，关于电流检测部12，能够利用作为专用的硬件的处理电路实现其功能，关于电流指令部8、电流控制部9、PWM控制部10、相电流运算部11，能够通过由处理电路读出保存于存储装置30的程序而执行，从而实现其功能。
这样，处理电路能够通过硬件、软件、固件或者它们的组合来实现前述各功能。
如以上说明，还能够利用软件对电力变换器的控制进行处理，能够以廉价的成本实现。
另外，本发明能够在其发明的范围内对实施方式的任意的构成要素进行适当地进行变更或者省略。

Claims (10)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
电力变换器(2)，利用被桥连接的多个开关元件对电动机(3)的多个多相绕组供给电力；以及
电力变换器控制部(1)，产生控制所述电力变换器(2)的PWM信号，
所述电力变换器(2)具有电流检测器(5、6、7)，该电流检测器(5、6、7)连接于与所述多相绕组中的第1绕组群的第1相连接的第1开关元件和与所述多相绕组中的第2绕组群的第2相连接的第2开关元件，并且检测在所述第1开关元件中流过的电流值与在所述第2开关元件中流过的电流值的合计值，
所述电力变换器控制部(1)针对所述第1绕组群使用第1载波信号进行控制，针对所述第2绕组群使用第2载波信号进行控制，根据由所述电流检测器(5、6、7)检测到的电流来产生所述PWM信号，使所述第1载波信号的相位和所述第2载波信号的相位错开为不同相位，
所述电流检测器在所述第1开关元件为导通状态且所述第2开关元件为截止状态时以及所述第1开关元件为截止状态且所述第2开关元件为导通状态时检测流过所述第1开关元件和所述第2开关元件中之一的电流，从而分别仅检测所述第1绕组群或所述第2绕组群的电流。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
关于所述电流检测，在所述第1载波信号以及所述第2载波信号的一个周期中进行两次电流检测。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换器控制部(1)在连接在所述电流检测器(5、6、7)中流过的两个特定的相时，组合被所述电力变换器控制部提供的电压指令的相位相互以150度至210度的范围的相位错开的所述第1绕组群的特定的相和所述第2绕组群的特定的相，从而以在一个周期中仅某一个相电流在所述电流检测器(5、6、7)中流过的时间多的方式进行选择。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述多个多相绕组为多个不同的电动机(3)的多相绕组，所述电力变换器(2)构成为控制多个所述电动机(3)。
5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换器控制部(1)控制成通过抑制在所述电动机(3)的励磁绕组中流过的电流，在一个周期中多个所述电流检测器(5、6、7)中的至少2相的电流在电流检测器(5、6、7)中流过。
6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述多相绕组为2相以上的绕组群，多个复叠地连接于所述电力变换器(2)，使所述绕组群之间的电相位差成为20度至40度的范围的相位差。
7.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换器控制部(1)控制成通过将施加到所述电力变换器(2)的电压的调制率抑制成预先决定的一定值以下，在一个周期中至少2相的电流在同一所述电流检测器(5、6、7)中流过。
8.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换器控制部(1)控制成通过使施加到所述电力变换器(2)的电压升压，在一个周期中至少2相的电流在同一所述电流检测器(5、6、7)中流过。
9.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换器(2)具备内置多个开关元件的模块，所述电流检测器(5、6、7)与所述模块的外部连接。
10.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换器(2)为具备多个开关元件和电流检测电阻的模块。
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