JP2006230190A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な制御ソフトにより、電源ライン電流センサ一つのみで、キャリア周期毎に２相分以上の電流検出、電流波形歪キャンセルができるインバータ装置の提供を目的とする。
【解決手段】キャリア周期内において特定の１相に通電期間を加算し、以降のキャリア周期内において、前記特定の１相以外の２相全てに、前記加算通電期間と同一の通電期間を加算して、キャリア周期毎に２相分以上の相電流を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ変調を行うインバータ装置の相電流検出方法に関するものである。

従来、この種の相電流検出方法として、直流電源とインバータ回路間の電流から相電流を検出する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

この相電流検出方法について以下説明する。

図７にインバータ装置とその周辺の電気回路を示す。インバータ装置２１の制御回路８は、電源ラインに設けられたシャント抵抗６からの電圧により、キャリア周期ごとに少なくとも２相分の相電流を検出する。残りの相の相電流は、当該２個の電流値から演算する（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。これら３相分の電流値に基き、センサレスＤＣブラシレスモータ１１（以降モータ１１と称す）を構成する磁石回転子５による固定子巻線４の誘起電圧を演算し、磁石回転子５の位置検出を行う。そして、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２（ＩＧＢＴ等が用いられる）を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ１１を構成する固定子巻線４へ出力する。インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、３Ｘ、３Ｙ、３Ｚと定義する。

図８に最大変調１００％の２相変調を示す。Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、中性点電圧２９を表している。これらの電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は、各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。

図９に、シャント抵抗６により検出できる相電流を示す。図９は、図８の最大変調１００％の２相変調における位相９０度、１０５度、１２０度、１３５度、１５０度においての１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ（通電）状態を中央から均等に振り分け表示している。

Ｕ相の通電期間を細実線で表わし、Ｖ相の通電期間を中実線で表わしている。そして、各通電期間の下に矢印で示したＵ，ＷはそれぞれＵ相の電流検出可能期間とＷ相の電流検出可能期間を示している。

１相のみ上アームスイッチング素子がＯＮ（通電）の時は、当該相が電源ラインと導通するので、当該相の相電流がシャント抵抗６により検出できる。また、２相の上アームスイッチング素子がＯＮ（通電）の時は、下アーム側で当該２相以外の相が電源ラインと導通するので、当該２相以外の相の相電流がシャント抵抗６により検出できる。

位相９０度においては、図８より、Ｕ相変調は８７％であるので、キャリア周期を１００％として、Ｕ相（細実線）の変調（通電期間）８７％を中央から均等に振り分け表示している。Ｖ相の変調は０％であるので表示されない。これらは、三角波とマイコンのタイ
マ機能により具現化される変調を想定している。他の位相においても同様である。

９０度〜１５０度としたのは、通電する相は異なるが、この通電パターンの繰り返しになっているからである。

ここで、図９の位相９０度においてはＶ相が通電されておらず、位相１５０度においては２相の通電時間が一致しているために、１相分の電流しか検出できない状況になっている。この場合、前回検出された電流値を再度使用たり、推定したり、通電時間を意図的に変更したりする等の対処が必要となる。

しかしながら、位置検出が不正確になる、電流波形が歪む等の問題が発生する。位相９０度においては、Ｖ相に電流検出可能な通電期間を追加すれば、その通電期間にＷ相の電流を検出出来るようになる。但し、変調が変わり、電流波形が歪むこととなるので、以降の極力近いキャリアにて、Ｖ相から前記追加した通電時間を削減し、電流波形歪を相殺しキャンセルする必要がある。しかしながら、以降の近いキャリアでは、Ｖ相の通電期間は０に近いので削減できない。

この対応方法を次に示す。シャント抵抗６が電流検出するために必要な最小時間をδとする。

図１０（ａ）は、図９の位相９０度の場合を示している。前記の如く、Ｖ相が通電されていない。

図１０（ｂ）において、Ｕ相の通電時間に２δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。また、通電時間０のＶ相に同様に２δを追加する。更に、変調されていないＷ相にも同様に２δを追加する。Ｗ相の通電期間を太実線で表わしている。キャリア周期中央の通電期間２δでは、３相ともに上アームがＯＮとなるので、電源から固定子巻線４へは電力供給されない。そのため、変調は変わらない。

図１０（ｃ）において、Ｗ相の通電期間をキャリア周期の前半側へδだけ移動させる。これにより、電流検出するために必要な最小時間δを確保できるので、Ｖ相及びＷ相２相分の電流を検出可能となる。
特開２００４−２８２８８５号公報（第１２頁、第１２図）

上記のように、従来のインバータ装置の相電流検出方法においては、電源ラインに設けられた電流センサ一つのみであり小型軽量化信頼性向上に効果があるが、追加した通電期間を移動させる必要があり、制御ソフトが複雑になってしまう。

また、前回検出された電流値を再度使用する、推定する、通電時間を意図的に変更する等の対処方法では、位置検出が不正確になる、電流波形が歪む等の問題が発生する。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、電源ラインに設けられた電流センサ一つのみで、追加した通電期間を移動させる必要のない簡単な制御ソフトにより、キャリア周期毎に２相分以上の相電流検出が可能で、電流波形歪キャンセルができるインバータ装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、キャリア周期内において特定
の１相に通電期間を加算し、以降のキャリア周期内において、前記特定の１相以外の２相全てに前記加算通電期間と同一の通電期間を加算して、キャリア周期毎に２相分以上の相電流を電源ラインに設けられた電流センサにより検出するものである。

また、キャリア周期内において特定の２相に同一の通電期間を加算し、以降のキャリア周期内において、前記特定の２相以外の１相に前記加算通電期間と同一の通電期間を加算して、キャリア周期毎に２相分以上の相電流を電源ラインに設けられた電流センサにより検出するものである。

制御ソフトは、通電期間の加算のみであり、通電期間の移動は無いので簡単である。また、以降のキャリア周期において電流波形歪キャンセルができる。そして、キャリア周期毎に２相分以上の電流検出が可能となる。

従って、簡単な制御ソフトにより、電源ライン電流センサ一つのみでのキャリア周期毎２相分以上の相電流検出、電流波形歪キャンセルができる。

本発明のインバータ装置は、簡単な制御ソフトにより、電源ライン電流センサ一つのみでキャリア周期毎に２相分以上の相電流検出、電流波形歪キャンセルができる。

第１の発明は、直流電源の直流電圧をスイッチングすることにより交流電流を出力するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサとを備え、キャリア周期内において特定の１相に通電期間を加算し、以降のキャリア周期内において、当該特定の１相以外の２相全てに、当該加算通電期間と同一の通電期間を加算して、キャリア周期毎に２相分以上の相電流を電流センサにより検出するものである。

これにより、制御ソフトは通電期間の加算のみであり、通電期間の移動は無いので簡単である。また、以降のキャリア周期において、電流波形歪キャンセルができるとともに、２相分以上の電流検出が可能となる。従って、簡単な制御ソフトにより、電源ライン電流センサ一つのみでキャリア周期毎に２相分以上の相電流検出、電流波形歪キャンセルができる。

第２の発明は、直流電源の直流電圧をスイッチングすることにより交流電流を出力するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサとを備え、キャリア周期内において特定の２相に同一の通電期間を加算し、以降のキャリア周期内において、当該特定の２相以外の１相に、当該加算通電期間と同一の通電期間を加算して、キャリア周期毎に２相分以上の相電流を電流センサにより検出するものである。

これにより、制御ソフトは通電期間の加算のみであり、通電期間の移動は無いので、簡単である。また、以降のキャリア周期において、電流波形歪キャンセルができるとともに、２相分以上の電流検出が可能となる。従って、簡単な制御ソフトにより、電源ライン電流センサ一つのみでキャリア周期毎に２相分以上の相電流検出、電流波形歪キャンセルができる。

第３の発明は、第１から第２いずれかの発明のインバータ装置において、交流電流は正弦波状とするものである。電流波形歪キャンセルができるので、歪の少ない正弦波状交流電流を得ることができる。

第４の発明は、第３の発明のインバータ装置において、キャリア周期内において、通電
期間を加算する特定の１相または特定の２相は、同一の相に固定されないように適宜変更するものである。これにより、電流バランスの良い３相正弦波交流電流を得ることができる。

第５の発明は、第１から第４の発明のインバータ装置において、交流電流はセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力するものである。電流波形歪キャンセルしつつ、２相分以上の相電流を検出できるので、低騒音低振動で、キャリア毎に磁石回転子の位置検出を行うことができる。

第６の発明は、第５の発明のインバータ装置において、センサレスＤＣブラシレスモータにより駆動される電動圧縮機に搭載されるものである。電動圧縮機に搭載されるインバータ装置は、取付スペースに制約があり小型化が必要で、モータからの振動に対して耐振性が必要であるため、電流センサ１個のみにより２相分以上の相電流を検出する本インバータ装置は有用である。

第７の発明は、第１から第６いずれかの発明のインバータ装置において、車両に搭載するものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、走行による振動に対する耐振性も必要なため、電流センサ１個のみにより２相分以上の相電流を検出する本インバータ装置は有用である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る電流検出の説明図である。図２は、本発明の実施の形態１に係る電源ラインのシャント抵抗で相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図である。背景技術における図７との相違点は、制御回路８の制御ソフトのみが変更された制御回路７が用いられている点である。その他に関しては、図７と同一であり、記号等はそのまま適用する。

図１において、キャリア周期２回分に渡る電流検出を示している。通電期間、電流検出可能期間の表示は、背景技術における図９、図１０と同じである。最初のキャリア周期を第１キャリア周期とし、次のキャリア周期を第２キャリア周期とし、左から右へキャリア周期が更新してゆく。

また、本発明の実施の形態１に係る電流検出による通電期間を加算した後の状態を下側に加算後として示している。通電期間を加算する前の状態を上側に加算前として、背景技術の図９の位相９０度を例に示している。

加算前は、第１キャリア周期と第２キャリア周期とで、同じ状態に示している。これは、モータの回転周期（例えば１００ｍＳ）などの電流周期に対して、キャリア周期（例えば０．１ｍＳ）が充分小さく、隣り合うキャリア周期では位相の変化が小さいためである。但し、変化があるとしても、本発明の電流検出の原理は変わらず適用できる。また、第１キャリア周期と第２キャリア周期ともに、シャント抵抗６により、検出することができる相電流はＵ相のみである。

加算後について説明する。第１キャリア周期では、加算前の状態に対し、Ｖ相即ち上アームスイッチング素子Ｖに通電期間を加算している。この加算通電期間は、シャント抵抗６が電流検出するために必要な最小時間δとしている。加算通電期間はδ以上あれば良い。これにより、第１キャリア周期では、シャント抵抗６によりＵ相及びＷ相の相電流を検
出することができる。

第２キャリア周期では、加算前の状態に対し、第１キャリア周期で通電期間を加算したＶ相以外即ちＵ相（上アームスイッチング素子Ｕ）とＷ相（上アームスイッチング素子Ｗ）に、第１キャリア周期での加算通電期間と同一の値δを加算している。これにより、第２キャリア周期では、シャント抵抗６によりＵ相及びＶ相の相電流を検出することができる。

従って、第１キャリア周期と第２キャリア周期ともに、シャント抵抗６により２相分の相電流を検出することができるようになる。

次に、電流波形歪キャンセルについて説明する。

第１キャリア周期では、加算前の状態に対し、Ｖ相即ち上アームスイッチング素子Ｖに通電期間δを加算している。そのため、加算前の状態に比べて電流が変化している。この電流変化は次の第２キャリア周期でキャンセルされる必要がある。これを定量的に説明する。

第１キャリア周期の中央δの期間において、加算前の通電は図３（ａ）の状態にある。この時のＵ相の電流変化を、中性点へ流れる電流の極性を＋とし、＋１とする。これにより、Ｖ相の電流変化は−０．５、Ｗ相の電流変化も−０．５となる。中性点へ流れる電流を実線矢印で、中性点から流れ出る電流を破線矢印で示す。また、電流変化の大きさを矢印の長さで示している。

一方、第１キャリア周期の中央δの期間において、加算後の通電は図３（ｂ）の状態にある。この時のＵ相の電流変化は＋０．５、Ｖ相の電流変化も＋０．５となる。Ｗ相の電流変化は−１となる。加算前の電流変化と加算後の電流変化とを比較すると、Ｕ相は＋１から＋０．５、Ｖ相は−０．５から＋０．５、Ｗ相は−０．５から−１となる。

結果として、第１キャリア周期において、加算前の通電から加算後の通電への変動は、Ｕ相は−０．５、Ｖ相は＋１、Ｗ相は−０．５となる。

第２キャリア周期では、加算前の状態に対し、Ｕ相とＷ相に通電期間δを加算している。この場合、第２キャリア周期の中央δの期間と加算後におけるＵ相の通電期間両端（加算前より長い部分）との２つの場合について調べる必要がある。第２キャリア周期の中央δの期間において、加算前の通電は図３（ａ）の状態にある。そのため、Ｕ相の電流変化は＋１、Ｖ相の電流変化は−０．５、Ｗ相の電流変化も−０．５となる。

一方、第２キャリア周期の中央δの期間において、加算後の通電は、図４（ａ）の状態にある。この時のＵ相の電流変化は＋０．５、Ｖ相の電流変化は−１、Ｗ相の電流変化は＋０．５となる。従って、第２キャリア周期の中央δの期間において、加算前の通電から加算後の通電への変動は、Ｕ相は−０．５、Ｖ相は−０．５、Ｗ相は＋１となる。

第２キャリア周期の加算後におけるＵ相の通電期間両端（加算前より長い部分）において、加算前の通電は、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗがともに通電されておらず、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚがともに通電されている。これは、図４（ｂ）の状態にある。そのため、Ｕ相の電流変化は０、Ｖ相の電流変化は０、Ｗ相の電流変化も０となる。

一方、第２キャリア周期の加算後におけるＵ相の通電期間両端（加算前より長い部分）
において、加算後の通電は図３（ａ）の状態にある。この時のＵ相の電流変化は＋１、Ｖ相の電流変化は−０．５、Ｗ相の電流変化も−０．５となる。従って、第２キャリア周期の加算後におけるＵ相の通電期間両端において、加算前の通電から加算後の通電への変動は、Ｕ相は＋１、Ｖ相は−０．５、Ｗ相は−０．５となる。

結果として、第２キャリア周期において、加算前の通電から加算後の通電への変動は、中央δの期間の場合とＵ相の通電期間両端の場合との和を求め、Ｕ相は＋０．５、Ｖ相は−１、Ｗ相は＋０．５となる。

上記により、第１キャリア周期における加算前の通電から加算後の通電への変動Ｕ相−０．５、Ｖ相＋１、Ｗ相−０．５は、第２キャリア周期における加算前の通電から加算後の通電への変動Ｕ相＋０．５、Ｖ相−１、Ｗ相＋０．５によりキャンセルされる。

従って、簡単な制御ソフトにより、電源ライン電流センサ一つのみで、キャリア周期毎に２相分以上の電流検出、電流波形歪キャンセルができる。

（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る電流検出の説明図である。背景技術の図９の位相１５０度を例に示している。電源ラインのシャント抵抗で相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図は、図２をそのまま適用する。

本発明の実施の形態２に係る電流検出による通電期間を加算した後の状態を下側に加算後として、通電期間を加算する前の状態を上側に加算前として示している。加算前において、第１キャリア周期と第２キャリア周期とを、同じ状態に示していることは、実施の形態１と同じ理由による。また、第１キャリア周期と第２キャリア周期ともに、シャント抵抗６により、検出することができる相電流はＷ相のみである。

加算後について説明する。第１キャリア周期では、加算前の状態に対し、Ｕ相即ち上アームスイッチング素子Ｕに通電期間を加算している。この加算通電期間は、シャント抵抗６が電流検出するために必要な最小時間δの２倍としている。加算通電期間は２δ以上あれば良い。これにより、第１キャリア周期では、シャント抵抗６によりＵ相及びＷ相の相電流を検出することができる。

第２キャリア周期では、加算前の状態に対し、第１キャリア周期で通電期間を加算したＵ相以外即ちＶ相（上アームスイッチング素子Ｖ）とＷ相（上アームスイッチング素子Ｗ）に、第１キャリア周期での加算通電期間と同一の値２δを加算している。これにより、第２キャリア周期では、シャント抵抗６により、Ｖ相及びＷ相の相電流を検出することができる。

従って、第１キャリア周期と第２キャリア周期ともに、シャント抵抗６により２相分の相電流を検出することができるようになる。

次に、電流波形歪キャンセルについて説明する。

第１キャリア周期では、加算前の状態に対し、Ｕ相即ち上アームスイッチング素子Ｕに通電期間２δを加算している。そのため、加算前の状態に比べて電流が変化している。この電流変化は、次の第２キャリア周期でキャンセルされる必要がある。これを定量的に説明する。

第１キャリア周期の加算後におけるＵ相の通電期間両端（加算前より長い部分）におい
て、加算前の通電は、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗがともに通電されておらず、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚがともに通電されている。これは、図４（ｂ）の状態にある。そのため、Ｕ相の電流変化は０、Ｖ相の電流変化は０、Ｗ相の電流変化も０となる。

一方、第１キャリア周期の加算後におけるＵ相の通電期間両端（加算前より長い部分）において、加算後の通電は図３（ａ）の状態にある。また、通電期間は２δである。そのため、Ｕ相の電流変化は＋１×２、Ｖ相の電流変化は−０．５×２、Ｗ相の電流変化も−０．５×２となる。加算前の電流変化と加算後の電流変化とを比較すると、Ｕ相は０から＋２、Ｖ相は０から−１、Ｗ相は０から−１となる。

結果として、第１キャリア周期において、加算前の通電から加算後の通電への変動は、Ｕ相は＋２、Ｖ相は−１、Ｗ相は−１となる。

第２キャリア周期では、加算前の状態に対し、Ｖ相とＷ相に通電期間２δを加算している。この場合、第２キャリア周期の中央２δの期間と加算後におけるＶ相の通電期間両端（加算前より長い部分）との２つの場合について調べる必要がある。

第２キャリア周期の中央２δの期間において、加算前の通電は図３（ｂ）の状態にある。この時のＵ相の電流変化は＋０．５×２、Ｖ相の電流変化も＋０．５×２となる。Ｗ相の電流変化は−１×２となる。

一方、第２キャリア周期の中央２δの期間において、加算後の通電は、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗがともに通電されている。これは、図６（ａ）の状態にある。そのため、Ｕ相の電流変化は０、Ｖ相の電流変化は０、Ｗ相の電流変化も０となる。従って、第２キャリア周期の中央２δの期間において、加算前の通電から加算後の通電への変動は、Ｕ相は−１、Ｖ相は−１、Ｗ相は＋２となる。

第２キャリア周期の加算後におけるＶ相の通電期間両端（加算前より長い部分）において、加算前の通電は、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗがともに通電されておらず、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚがともに通電されている。これは、図４（ｂ）の状態にある。そのため、Ｕ相の電流変化は０、Ｖ相の電流変化は０、Ｗ相の電流変化も０となる。

一方、第２キャリア周期の加算後におけるＶ相の通電期間両端（加算前より長い部分）において、加算後の通電は図６（ｂ）の状態にある。この時のＵ相の電流変化は−０．５×２、Ｖ相の電流変化は＋１×２、Ｗ相の電流変化は−０．５×２となる。従って、第２キャリア周期の加算後におけるＶ相の通電期間両端（加算前より長い部分）において、加算前の通電から加算後の通電への変動は、Ｕ相は−１、Ｖ相は＋２、Ｗ相は−１となる。

結果として、第２キャリア周期において、加算前の通電から加算後の通電への変動は、Ｕ相は−２、Ｖ相は＋１、Ｗ相は＋１となる。

上記により、第１キャリア周期における加算前の通電から加算後の通電への変動Ｕ相＋２、Ｖ相−１、Ｗ相−１は、第２キャリア周期における加算前の通電から加算後の通電への変動Ｕ相−２、Ｖ相＋１、Ｗ相＋１によりキャンセルされる。

従って、簡単な制御ソフトにより、電源ライン電流センサ一つのみで、キャリア周期毎に２相分以上の電流検出、電流波形歪キャンセルができる。

（実施の形態３）
実施の形態１、実施の形態２においては、キャリア周期内において特定の１相に通電期間を加算し、次のキャリア周期内において、前記特定の１相以外の２相全てに前記加算通電期間と同一の通電期間を加算する場合を示した。

一方、キャリア周期内において特定の２相に同一の通電期間を加算し、次のキャリア周期内において、前記特定の２相以外の１相に前記加算通電期間と同一の通電期間を加算する場合が考えられる。

これは、実施の形態１、実施の形態２において、第１キャリア周期と第２キャリア周期とを入れ替えた場合に相当する。この場合においても、第１キャリア周期と第２キャリア周期ともに、シャント抵抗６により、２相分の相電流を検出することができること、第１キャリア周期における加算前の通電から加算後の通電への各相の変動は、第２キャリア周期における加算前の通電から加算後の通電への各相の変動によりキャンセルされることは同じである。このため、同様の作用効果を得られるのは明白である。

（実施の形態４）
実施の形態１から実施の形態３にて、キャリア周期内において、通電期間を加算する特定の１相または特定の２相は、同一の相に固定されないように適宜変更する。

実施の形態１においては、１例として、第１キャリア周期においてＶ相に通電期間を加算するが、第３キャリア周期においてはＷ相に通電期間を加算する。

実施の形態２においては、１例として、第１キャリア周期においてＵ相に通電期間を加算するが、第３キャリア周期においてはＶ相に通電期間を加算する。

これにより、電流バランスの良い３相正弦波交流電流を得ることができる。

尚、上記各実施の形態において２相変調を例に挙げたが、これに限るものではなく、３相変調にも適用できる。また、電流センサとしてシャント抵抗を例に挙げたが、これに限るものではなく、ホール素子を用いたもの等でも良い。また、交流電流を正弦波電流としたが、これに限るものではなく、矩形波との混合電流等にも適用できる。また、モータをセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、リラクタンスモータや誘導モータ等にも適用できる。

さらには、電流波形歪キャンセルのための通電期間の加算を次のキャリアとしたが、次以降のキャリアでも良い。また、直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源でもよい。また、３相の場合を例に挙げたが、多相においても応用できる。上記各各実施の形態において、電流で考察したが電圧で考察しても良い。例えば、図３（ａ）において、Ｕ相の相電圧を、中性点への電圧の極性を＋とし、＋１とする。これにより、Ｖ相の相電圧は−０．５、Ｗ相の相電圧も−０．５となる。他も同様にして、各相の相電圧変化が同じであることを導くことができる。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、簡単な制御ソフトで、小型で耐振性高く相電流の検出ができるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。負荷としてモータ以外の交流機器にも適用可能である。

本発明の実施の形態１に係る電流検出の説明図 同電源ラインのシャント抵抗で相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 （ａ）固定子巻線のＵ相のみプラス側通電時の電流変化説明図（ｂ）固定子巻線のＵ相とＶ相がプラス側通電時の電流変化説明図 （ａ）固定子巻線のＵ相とＷ相がプラス側通電時の電流変化説明図（ｂ）固定子巻線の全相がマイナス側通電時の電流変化説明図 本発明の実施の形態２に係る電流検出の説明図 （ａ）固定子巻線の全相がプラス側通電時の電流変化説明図（ｂ）固定子巻線のＶ相のみプラス側通電時の電流変化説明図 電源ラインのシャント抵抗で相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 正弦波２相変調における各相の変調を示す波形図 正弦波２相変調の位相毎における上アームの通電と検出可能電流を示す説明図 従来の正弦波２相変調における相電流検出方法を示す説明図

符号の説明

１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ シャント抵抗
７ 制御回路
１０ インバータ回路
１１ センサレスＤＣブラシレスモータ
２０ インバータ装置

Claims (7)

1. 直流電源の直流電圧をスイッチングすることにより交流電流を出力するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサとを備え、キャリア周期内において特定の１相に通電期間を加算し、以降のキャリア周期内において、前記特定の１相以外の２相全てに、前記加算通電期間と同一の通電期間を加算して、キャリア周期毎に２相分以上の相電流を前記電流センサにより検出するインバータ装置。
2. 直流電源の直流電圧をスイッチングすることにより交流電流を出力するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサとを備え、キャリア周期内において特定の２相に同一の通電期間を加算し、以降のキャリア周期内において、前記特定の２相以外の１相に、前記加算通電期間と同一の通電期間を加算して、キャリア周期毎に２相分以上の相電流を前記電流センサにより検出するインバータ装置。
3. 前記交流電流は正弦波状である請求項１または請求項２のいずれかに記載のインバータ装置。
4. キャリア周期内において、通電期間を加算する特定の１相または特定の２相は、同一の相に固定されないように、適宜変更される請求項３に記載のインバータ装置。
5. 前記交流電流はセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力される請求項１から請求項４のいずれかに記載のインバータ装置。
6. 前記センサレスＤＣブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機に搭載される請求項５に記載のインバータ装置。
7. 車両に搭載される請求項１から請求項６のいずれかに記載のインバータ装置。