JP2008228503A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源との間に配置される電流センサにより相電流を検出するインバータ装置において、制御性の向上を図ることを目的とする。
【解決手段】インバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調により交流電流をモータへ出力させる制御回路とを備え、制御回路は、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間終端近傍のタイミングにおいて、電流センサにより相電流を検出する制御を行うものである。この構成により、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間を短縮する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流電源との間に設けられた電流センサにより、相電流を検出するインバータ装置に関する。特に、高変調時、高速回転時における制御性の向上を図るものである。

直流電源との間に設けた電流センサにより相電流を検出するインバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。これについて、以下説明する。図１３にインバータ装置とその周辺の電気回路を示す。インバータ装置２１の制御回路１２は、シャント抵抗６からの電圧により２相分の相電流を検出する。当該２個の電流値から残り１相分の相電流を演算する（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。

これらの電流値に基づき、センサレスＤＣブラシレスモータ１１（以降モータと称す）を構成する磁石回転子５による誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。そして、この位置検出、通信による回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２（ＩＧＢＴ、ＦＥＴ，トランジスタ等が用いられる）を、接続線１８を介して制御する。これにより、バッテリー１からの直流電圧がＰＷＭ変調でスイッチングされ、正弦波状の交流電流がモータ１１を構成する固定子巻線４へ出力される。インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義する。

図１４に、３相変調の５０％変調における波形の特性図を示す。Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３及び中性点電圧２９を示している。３相変調においては、変調が上がるにつれＤｕｔｙ５０％を中心に０％と１００％の両方向に伸びる。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は、各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。

図１５に、図１４に縦破線で示した位相３０度〜９０度における１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を中央から左右対称に表示している。Ｕ相の上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＶのＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相の上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間を太実線で表わしている。これは、一般的に、マイコンのタイマ機能により具現化される。同一相の上アームスイッチング素子がＯＮならば下アームスイッチング素子はＯＦＦ、上アームスイッチング素子がＯＦＦならば下アームスイッチング素子はＯＮの関係にある。但し、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止のためデッドタイム期間が設けられる。

シャント抵抗６による相電流検出の詳細は割愛するが、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電源ライン（シャント抵抗６）に流れる相電流を知ることができる。上アームスイッチング素子のＯＮする相が無い時は流れず（非通電、下循環）、１相のみＯＮ時はその相の電流が流れ（通電）、２相ＯＮ時は残りの相の電流が流れ（通電）、３相全てＯＮ時は流れない（非通電、上循環）。従って、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。但し、シャント抵抗６による電流検出において、上記ＯＮ時間が、電流検出するために必要な最低限の所定時間以上あることが条件になる。

ここで、通電とは、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給される状態のことであり、非通電とは、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給されない状態のことと定義する。また、非通電における、下循環とは下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＮとなり、下アームとモータ１１間で電流が循環している状態のことであり、上循環とは上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＮとなり、上アームとモータ１１間で電流が循環している状態のことと定義する。

図１５において、シャント抵抗６による電流検出が可能となる期間を検出期間として、実線矢印で表示し、実線矢印近傍に検出される電流がどの相の電流かを示す。この場合、Ｕ相の相電流の検出期間をＵ、Ｖ相の相電流の検出期間をＶと表示している。

位相６０度において、相電流検出のタイミング例を白三角で示す。上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間先端近傍のタイミングにおいて、Ｕ相の相電流を検出し、上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間先端近傍のタイミングにおいて、Ｖ相の相電流を検出する。この電流検出タイミングは、マイコンタイマの始点に近く設定が容易である。図１４、図１５と同様に、図１６、図１７に１００％変調の場合を示す。

これら検出された相電流の、ＰＷＭ演算、ＰＷＭ変調への反映例について、図１８により説明する。連続した３キャリア周期を、ｋ１、ｋ２、ｋ３とする。図の上から、ＰＷＭ変調期間、ＰＷＭ演算期間、電流検出のタイミングを示す。キャリア周期ｋ１において検出された相電流は、位相情報などとともに、キャリア周期ｋ２において使用される。そして、キャリア周期ｋ３におけるＰＷＭ変調が演算される。同様に、キャリア周期ｋｎ（ｎは整数）において検出された相電流は、キャリア周期ｋｎ＋１において使用され、ャリア周期ｋｎ＋２におけるＰＷＭ変調が演算される。

一例として、キャリア周波数７．５ｋＨｚ（キャリア周期１３３μＳ）、モータ回転数９０００ｒｐｍ（１５０Ｈｚ）、４極モータとする。１キャリア周期は、モータ回転角度３．６度に相当する。そのため、キャリア周期ｋｎにおいて検出された相電流が、ャリア周期ｋｎ＋２におけるＰＷＭ変調に反映されるまでに、図１５の変調５０％においては、モータ回転角度が凡そ６度、図１７の変調１００％においては、モータ回転角度が凡そ７度それぞれ進むことになる。
特開２００３−１８９６７０号公報（第１４頁、第１図、第２図、第３図、第５図、第１５頁、第４図、第６図）

上記のように、キャリア周期ｋｎにおいて検出された相電流は、キャリア周期ｋｎ＋１において使用され、キャリア周期ｋｎ＋２におけるＰＷＭ変調が演算される。即ち、キャリア周期ｋｎにおいて検出された相電流は、キャリア周期ｋｎ＋２におけるＰＷＭ変調に反映される。これは、制御回路（マイコン等）がＰＷＭ変調の演算に、またＰＷＭ変調以外の演算も必要なため、相当の演算時間を必要とし、キャリア周期ｋｎ＋１の期間で演算時間を確保することになるためである。

本来、キャリア周期ｋｎにおいて検出された相電流は、次のャリア周期ｋｎ＋１におけるＰＷＭ変調に反映されるべきであるが、次の次のャリア周期ｋｎ＋２におけるＰＷＭ変調まで反映できない。このため、電流検出からＰＷＭ変調への反映までに、モータの回転角度が少なからず進むことになり、検出された相電流に基づき演算される磁石回転子の位置（誘起電圧）とのズレが大きくなる。その結果、制御性の低下を招くこととなる。

本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、直流電源との間に配置される電流センサにより相電流を検出するインバータ装置において、制御性の向上を図ることを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調により交流電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させる制御回路とを備え、制御回路はキャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間終端近傍のタイミングにおいて、電流センサにより相電流を検出する制御を行うものである。この構成により、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間を短縮できる。これにより、制御性の向上を図ることができる。

本発明のインバータ装置は、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間を短縮する。これにより、制御性の向上を図ることができる。

第１の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調により交流電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させる制御回路とを備え、制御回路はキャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間終端近傍のタイミングにおいて、電流センサにより相電流を検出する制御を行うものである。この構成により、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間を短縮できる。これにより、制御性の向上を図ることができる。

第２の発明は、第１の発明のインバータ装置において、ＰＷＭ変調が高変調時に、当該制御を行うものである。高変調時には、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間の終端がキャリア周期終端に近くなる。そのため、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間が短く、本発明の効果が大きい。

第３の発明は、第１または第２の発明のインバータ装置において、上アームスイッチング素子のＯＮ期間を、キャリア周期の終端側へスライドさせて、当該制御を行うものである。これにより、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間の終端を、キャリア周期終端に近くできる。そのため、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間を充分に短縮でき、本発明の効果を大きくできる。

第４の発明は、第１乃至第３の発明のインバータ装置において、モータが高速回転時に、当該制御を行うものである。モータが高速回転時においては、１キャリア周期当りのモータ回転角度が大きい。そのため、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間を短縮し、その間のモータ回転角度進みを短縮する本発明は、その効果が大きい。

第５の発明は、第１乃至第４の発明のインバータ装置において、ＰＷＭ変調を３相変調とするものである。３相変調においては、キャリア周期内において、上循環期間があるため、上アームスイッチング素子のＯＮ期間の先端と終端の差が大きい。そのため、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間が相当値以上短縮され、本発明の確実な効果が得られる。

第６の発明は、第１乃至第５の発明のインバータ装置において、電動圧縮機のモータを駆動するものである。電動圧縮機は、立ち上がりに高回転数となり、安定するに従い回転数が低下する、回転数可変のルームエアコン、カーエアコンなどに使用されるため、制御性の高いことが求められる。また、インバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置が小さいこと、振動に強いことが必要になる。そのため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出する本発明は好適である。

第７の発明は、第１乃至第６の発明のインバータ装置において、車両に搭載されるものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、走行振動に対する耐振性も必要なため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出する本インバータ装置は有用である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置２２とその周辺の電気回路である。インバータ装置２２の制御回路７は、シャント抵抗６からの電圧により、相電流を検出する。

制御回路７は、検出された相電流値に基づき、モータ１１を構成する磁石回転子５による固定子巻線４の誘起電圧を演算し、磁石回転子５の位置検出を行う。そして、この位置検出、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ１１の固定子巻線４へ出力する。

インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義する。

電流センサとしては、シャント抵抗６に限らず、ホール素子を用いたものなど瞬時ピーク電流が検出できるものであれば良い。また、電源ラインのプラス側に設けても良い。シャント抵抗ならば、小型化耐振性向上が実現し易い。制御回路７は、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚと、ドライブ回路などを介して接続線１８により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スイッチング素子２がＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はゲート電圧を、パワートランジスタの場合はベース電流を制御する。

図２に、５０％３相変調の位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、検出期間と、位相６０度に電流検出のタイミング例を黒三角で示す。電流検出のタイミング例以外は、背景技術における図１５と同じである。上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間終端近傍のタイミングにおいて、Ｕ相の相電流を検出し、上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間終端近傍のタイミングにおいて、Ｖ相の相電流を検出する。相電流検出のタイミングを、図１５においては、ＯＮ期間先端近傍のタイミングとしていたのに対し、図２においては、ＯＮ期間終端近傍のタイミングとする。これにより、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間を短縮できる。従って、制御性の向上を図ることができる。

尚、上記実施の形態においては、位相６０度において説明したが、他の位相でも同様である。

（実施の形態２）
図３に、１００％３相変調の位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、検出期間と、位相６０度に電流検出タイミング例を黒三角で示す。電流検出タイミング例以外は、背景技術における図１７と同じである。上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間終端近傍のタイミングにおいて、Ｕ相の相電流を検出し、上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間終端近傍のタイミングにおいて、Ｖ相の相電流を検出する。相電流検出のタイミングを、図１７においては、ＯＮ期間先端近傍のタイミングとしていたのに対し、図３においては、ＯＮ期間終端近傍のタイミングとする。これにより、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間を短縮できる。従って、制御性の向上を図ることができる。

１００％変調の図３においては、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間の終端がキャリア周期終端に近くなっている。そのため、５０％変調の図２に比較し、相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間が、更に短縮される。そのため、更に本発明の効果が大きい。

尚、上記実施の形態においては、１００％変調を例に挙げたが、８０％〜１００％を高変調としてもよい。また、１００％変調以上となる飽和時にも適用できる。

（実施の形態３）
図４に、図３の改良例を示す。図３の位相６０度において、上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間を、キャリア周期の終端側へスライドさせる。これに伴い、電流検出タイミング例の黒三角も、キャリア周期の終端側へスライドする。これにより、図３に比較し、Ｖ相電流検出のタイミングと当該検出電流が反映されるキャリア周期との間が、更に短縮される。そのため、更に本発明の効果を大きくできる。

尚、上記実施の形態においては、上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間を、キャリア周期の終端側へスライドさせたが、位相により、上アームスイッチング素子ＵまたはＶをスライドさせることになる。また、図２に適用してもよい。更には、図２において、上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間及び上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間双方を、終端側へスライドさせてもよい。

（実施の形態４）
上記実施の形態において検出された相電流の、ＰＷＭ演算、ＰＷＭ変調への反映例について、図５により説明する。黒丸で示す電流検出のタイミングが、キャリア周期終端近傍にある点以外、背景技術における図１８と同じである。

一例として、キャリア周波数７．５ｋＨｚ（キャリア周期１３３μＳ）、モータ回転数９０００ｒｐｍ（１５０Ｈｚ）、４極モータの場合とする。１キャリア周期は、モータ回転角度３．６度に相当する。そのため、キャリア周期ｋｎ（ｎは整数）において検出された相電流が、キャリア周期ｋｎ＋２におけるＰＷＭ変調に反映されるまでに、図２の変調５０％においては、モータ回転角度が凡そ４．５度、図３の変調１００％においては、モータ回転角度が凡そ４度それぞれ進むことになる。背景技術における図１８に比較すると、変調５０％においては６度から４．５度、変調１００％においては７度から４度に、それぞれ低減される。

モータ回転数が高いほど、１キャリア周期当りのモータ回転角度が大きくなる。そのため、モータ回転数が高いほど、本発明の効果が大きくなる。高速回転とは、凡そ８０００ｒｐｍ（１３３Ｈｚ）以上が相当する。

（実施の形態５）
上記実施の形態は、３相変調にて説明している。以下、２相変調にて説明する。図６は、５０％２相変調における各相の変調を示す波形図であり、図７は、１００％２相変調における各相の変調を示す波形図である。３相変調の図１４、図１６と同様に、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３及び中性点電圧２９を示している。２相変調においては、変調が上がるにつれＤｕｔｙ０％から１００％の方向に伸びる。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は、各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。

図８に、図６に縦破線で示した位相９０度〜１５０度における１キャリア内（キャリア周期）での上アームのＯＮ期間、検出期間と電流検出タイミング例を黒三角で示す。これらの表示方法に関しては、３相変調の場合と同様である。図２の３相変調の場合と比較すると、図８の２相変調の場合、黒三角の電流検出タイミングが、キャリア周期の中央よりになっている。これは、３相変調においては、キャリア周期の中央に上循環期間があるため、上アームスイッチング素子のＯＮ期間の先端と終端の差が大きくなり、黒三角の電流検出タイミングが、キャリア周期の終端側よりになるためである。そのため、３相変調においては、２相変調に比較し、本発明の効果が大きくなる。

図９は、１００％２相変調における各相の変調を示す波形図である。高変調の場合の効用に関しては、図３の３相変調の場合と同様である。

図１０は、図９の位相１２０度において、上アームスイッチング素子ＶのＯＮ期間を、キャリア周期の終端側へスライドさせたものである。これに伴い、電流検出タイミングの黒三角も、キャリア周期の終端側へスライドする。この効用に関しては、図４の３相変調の場合と同様である。

尚、上記実施の形態においては、位相１２０度において説明したが、他の位相でも同様である。

（実施の形態６）
図１１に、電動圧縮機４０の右側にインバータ装置２２を密着させて取り付けた例を示す。金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ１１等が設置されている。冷媒は、吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ１１で駆動されることにより、圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ１１を通過する際にモータ１１を冷却し、吐出口３４より吐出される。

インバータ装置２２は電動圧縮機４０に取り付けられるように、ケース３０を使用している。発熱源となるインバータ回路部１０は、低圧配管３８を介して低圧冷媒で冷却される。電動圧縮機４０の内部でモータ１１の固定子巻線４に接続されているターミナル３９は、インバータ回路部１０の出力部に接続される。保持部３５でインバータ装置２２に固定される接続線３６には、バッテリー１への電源線と回転数信号を送信するエアコンコントローラ（図示せず）との信号線がある。

電動圧縮機は、回転数可変のルームエアコン、カーエアコンなどに使用されるため、制御性の高いことが求められる。また、上記のようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置２２が小さいこと、振動に強いことが必要になる。そのため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出する本発明の実施の形態として好適である。

尚、上記実施の形態において、電動圧縮機の圧縮機構部をスクロールとしたが、これに限るものではない。また、圧縮された冷媒がモータを冷却する高圧型について示したが、低圧型でもよい。

（実施の形態７）
図１２は、本発明のインバータ装置を圧縮機に一体に構成し（実施の形態６）、空調装置に適用して車両６０に搭載した一例を示す。インバータ装置一体型電動圧縮機６１及び室外熱交換器６３、室外ファン６２が、車両６０の前方のエンジンルーム（乃至モータルーム）に搭載される。一方、車両室内には室内送風ファン６５、室内熱交換器６７、エアコンコントローラ６４が配置されている。空気導入口６６から車外空気を吸込み、室内熱交換器６７で熱交換した空気を車室内に吹き出す。

車両、特に電気自動車やハイブリッドカーにおいては、走行性能確保、搭載性の面から、車両用空調装置にも小型軽量が求められ、その中でも重量があり、しかも狭いモータルーム（乃至エンジンルーム）内やその他のスペースに取り付けられる電動圧縮機の小型軽量化は重要課題である。また、走行時などの振動に対する耐振性も必要である。

本発明のインバータ装置は、上記各実施の形態に示すシャント抵抗６など電流センサ１個の構成により、小型化と耐振性が実現できる。従って、本発明のインバータ装置は、これら車両用として大変好適である。

尚、上記各実施の形態において、直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源などでもよい。モータをセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、リラクタンスモータ等にも適用できる。正弦波駆動に限らず相電流の検出が必要となる駆動方式に適用できる。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、制御性を高めることができる。また、小型で耐振などの信頼性を向上できるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。

本発明の実施の形態１に係るインバータ装置とその周辺の電気回路図 同５０％３相変調の位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、検出期間と電流検出タイミング例を示す特性図 本発明の実施の形態２に係る１００％３相変調の位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、検出期間と電流検出タイミング例を示す特性図 本発明の実施の形態３に係る上アームスイッチング素子のＯＮ期間を、キャリア周期の終端側へスライドさせる場合の電流検出タイミング例を示す特性図 本発明の実施の形態４に係る電流検出をＰＷＭ変調に反映するタイミングの説明図 本発明の実施の形態５に係る５０％２相変調における各相の変調を示す波形図 同１００％２相変調における各相の変調を示す波形図 同５０％２相変調の位相９０度〜１５０度における上アームのＯＮ期間、検出期間と電流検出タイミング例を示す特性図 同１００％２相変調の位相９０度〜１５０度における上アームのＯＮ期間、検出期間と電流検出タイミング例を示す特性図 同上アームスイッチング素子のＯＮ期間を、キャリア周期の終端側へスライドさせる場合の電流検出タイミング例を示す特性図 本発明の実施の形態６に係るインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図 本発明の実施の形態７に係るインバータ装置を搭載した車両の模式図 直流電源との間の電流センサにより相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 ５０％３相変調における各相の変調を示す波形図 ５０％３相変調の位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、検出期間と電流検出タイミング例を示す特性図 １００％３相変調における各相の変調を示す波形図 １００％３相変調の位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、検出期間と電流検出タイミング例を示す特性図 電流検出をＰＷＭ変調に反映するタイミングの説明図

符号の説明

１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ シャント抵抗（電流センサ）
７ 制御回路
１０ インバータ回路
１１ センサレスＤＣブラシレスモータ
２２ インバータ装置
４０ 電動圧縮機
６０ 車両

Claims (7)

1. 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサと、前記インバータ回路にＰＷＭ変調により交流電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させる制御回路とを備え、前記制御回路はキャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間終端近傍のタイミングにおいて、前記電流センサにより相電流を検出する制御を行うことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記ＰＷＭ変調が高変調時に、前記制御を行う請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記上アームスイッチング素子のＯＮ期間を、キャリア周期の終端側へスライドさせて、前記制御を行う請求項１または請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記モータが高速回転時に、前記制御を行う請求項１から請求項３のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
5. 前記ＰＷＭ変調は３相変調である請求項１から請求項４のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
6. 電動圧縮機のモータを駆動する請求項１から請求項５のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
7. 車両に搭載される請求項１から請求項６のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。

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