JP4428017B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、センサレスＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ装置に関するものである。

駆動源をセンサレスＤＣブラシレスモータとした従来の電動圧縮機を搭載し、バッテリー等の直流電源を備えた車両用空調装置を例にして説明する。

図２０は、車両用空調装置のシステム構成を示している。同図において、１０１は送風ダクトであり、室内送風ファン１０２の作用により空気導入口１０３から空気を吸い込み、室内熱交換器１０４で熱交換した空気を空気吹き出し口１０５から車室内に吹き出す。

室内熱交換器１０４は、センサレスＤＣブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機１０６、冷媒の流れを切替えて冷房と暖房を選択するための四方切替弁１０７、絞り装置１０８および室外ファン１０９（モータ）の作用で車室外空気と熱交換する室外熱交換器１１０とともに冷凍サイクルを構成している。

１１１は前記電動圧縮機１０６の駆動源であるセンサレスＤＣブラシレスモータを運転するインバータ装置であり、室内送風ファン１０２、四方切替弁１０７、および室外送風ファン１０９とともに、エアコンコントローラ１１２により動作が制御される。

前記エアコンコントローラ１１２は、室内送風のＯＮ／ＯＦＦ・強弱を設定する室内送風ファンスイッチ１１３、冷房・暖房・ＯＦＦを選択するエアコンスイッチ１１４、温度調節スイッチ１１５および車両コントローラとの通信を行うための通信装置１１６と接続されている。

上記システムにおいて、例えば、室内送風ファンスイッチ１１３で送風ＯＮ・弱とされ、エアコンスイッチ１１４により冷房が指示されると、エアコンコントローラ１１２は、四方切替弁１０７を図の実線に設定し、室内熱交換器１０４を蒸発器、室外熱交換器１１０を凝縮器として作用させ、室外送風ファン１０９をＯＮし、室内送風ファン１０２を弱に設定する。

また、温度調節スイッチ１１５に従い、インバータ装置１１１を用いて電動圧縮機１０６の回転数を可変することにより室内熱交換器１０４の温度を調節する。そして、前記エアコンスイッチ１１４により冷暖房ＯＦＦとされると、電動圧縮機１０６・室外送風ファン１０９はＯＦＦとなる。

また、室内送風ファンスイッチ１１３がＯＦＦとされると、室内送風ファン１０２はＯＦＦとされ、電動圧縮機１０６・室外送風ファン１０９も冷凍サイクル保護のためＯＦＦ
とされる。

一方、車両コントローラ（図示せず）から、電力節減・バッテリー保護等の理由により冷暖房ＯＦＦの指令が、通信装置１１６経由で受信されると、エアコンコントローラ１１２はエアコンスイッチ１１４による冷暖房ＯＦＦと同様の処置をする。

図２１に、上記電動圧縮機１０６の一例として、センサレスＤＣブラシレスモータを備えた電動圧縮機を示す。

同図において、金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ３１等が設置されている。

冷媒は、吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール機構）がモータ３１で駆動されることにより圧縮される。この圧縮された冷媒は、金属製筐体３２内においてモータ３１を通過し、その際にモータ３１の冷却を行い、吐出口３４より吐出される。内部でモータ３１の巻き線に接続されているターミナル３９は、図２０のインバータ装置１１１に接続されている。

このような電動圧縮機を搭載した車両用空調装置においては、乗車性、他機器への振動影響から、低騒音低振動であることが重要になる。特に、電気自動車はエンジンが無いため静粛性が高く（ハイブリッド電気自動車においては、エンジンを起動せずモータで走行している場合）、更に停車中においては、バッテリー電源により電動圧縮機を駆動することが可能で、この場合は、走行による騒音振動も無いので、電動圧縮機の騒音振動が一層目立つこととなる。

しかし、従来の電動圧縮機１０６に用いられたインバータ装置１１１による通電方式は、１２０度通電方式であり、したがって、磁界変化が６０度間隔（通電が６０度間隔）となるものであった（例えば、特許文献１参照）。

そのため、圧縮機構部を２８を駆動するモ−タ３１のトルク変動が大きく、その結果、騒音、振動の低減化が困難なものであった。

図２２にインバータ装置１１１を具備した回路例を示す。同図において、１２１はバッテリーであり、１２２はバッテリー１２１に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、１２３はインバータ動作用ダイオードである。また、１２４はモータの固定子巻線を示し、１２５はそのモータの磁石回転子を示す。さらに、１２６は電流センサであり、電源電流を検出し、消費電力算出・スイッチング素子保護等を行うためのものである。１２７は固定子巻線の電圧から磁石回転子１２５の位置検出を行うための位相シフト回路であり、１２８は同じく比較回路である。そして１２９は電流センサ１２６、比較回路１２８等からの信号に基づいてスイッチング素子１２２を制御する制御回路である。

一方、正弦波駆動の場合、連続した回転磁界により永久磁石回転子を駆動しているのでトルク変動が小さくなる。従って、正弦波電流を出力する正弦波駆動インバータ装置を用いることが望ましい。ただし、永久磁石回転子の位置検出には、固定子巻線の電流を検出するために、２個の電流センサが用いられている（例えば、特許文献２参照）。

図２３にインバータ装置１１１を具備した別の回路例を示す。先の図２２の構成に比べ、比較回路１２８・位相シフト回路１２７が無く、固定子巻線の電流から磁石回転子１２５の位置検出を行うためのＵ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１が設けられている。制御回路１２９は、上記２個の電流センサからの２相分の電流
値により他の１相の電流を演算し（電流センサは２個必要であるが、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のうちどの２相でも良い）、磁石回転子１２５の位置検出を行い、電流センサ１２６等からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する。

上記Ｕ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１は、バッテリー１２１の電圧がＯＮ・ＯＦＦされて印加され、電位が常に変動するインバータの出力ラインに備えられているので、制御回路１２９への信号伝達にホトカプラなどを使用する必要がある。そのため、使用する電流センサの構成は複雑となり、シャント抵抗のみによる簡素な構成とすることはできない。

また、上記低騒音低振動のほかに、搭載性・走行性能確保の面から、車両用空調装置には、小型軽量が要望されている。
特開平８−１６３８９１号公報（第８頁、第４図） 特開２０００−３３３４６５号公報（第９頁、第２図）

上述したように、正弦波電流を出力する正弦波駆動インバータ装置を用いることは、トルク変動が小さくなるという利点を有するが、図２３に示す従来の構成では、磁石回転子の位置検出を行うために、２個の電流センサが必要であり、車両用空調装置として小型軽量化を進める上での阻害要因になるという課題を有していた。

また、上述の小型軽量化は、車輌用に限らずルームエアコン等においても同様であり、小型軽量が機器の小型化設計に影響する関係上求められるものである。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、低騒音低振動であるとともに小型軽量なインバータ装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明のインバータ装置は、直流電源からの直流電圧を３相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の交流電流を、三相結線された固定子巻線と永久磁石回転子とを有するセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流検出手段とを備え、キャリア周期内において固定子巻線３相全ての通電期間に同一の通電時間を加算もしくは減算し、電流検出手段によって固定子巻線に流れる電流を検出することにより、永久磁石回転子の位置を判定し、インバータ回路のスイッチングを制御するものである。これにより、３相変調の相電圧を変えることなく、電流検出手段によって固定子巻線に流れる相電流を検出することができる。相電流検出が単一の電流センサにより可能となるため、小型軽量で且つ信頼性を高くできる。

また、加算もしくは減算は、モータへの電力供給がキャリア周期内の前半と後半とに分かれるように行うものである。これにより、３相変調において、位相により、モータへ、キャリア周期の前半と後半とに分けて電力供給されていない場合においても、モータへの電力供給をキャリア周期の前半と後半とに分けることができる。従って、全ての位相において低騒音低振動を図ることができるため、３相変調の低騒音低振動を更に向上することができる。

本発明のインバータ装置は、小型軽量で且つ信頼性が高く、３相変調の相電圧を変えることなく相電流の検出が可能であり、３相変調の低騒音低振動を更に向上できる。

第１の発明は、直流電源からの直流電圧を３相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の交流電流を、三相結線された固定子巻線と永久磁石回転子とを有するセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流検出手段とを備え、キャリア周期内において固定子巻線３相全ての通電期間に同一の通電時間を加算もしくは減算し、電流検出手段によって固定子巻線に流れる電流を検出することにより、永久磁石回転子の位置を判定し、インバータ回路のスイッチングを制御するものである。これにより、３相変調の相電圧を変えることなく、電流検出手段によって固定子巻線に流れる相電流を検出することができる。相電流検出が単一の電流センサにより可能となるため、小型軽量で且つ信頼性を高くできる。

第２の発明は、第１の発明において、加算もしくは減算は、モータへの電力供給がキャリア周期内の前半と後半とに分かれるように行うものである。これにより、３相変調において、位相により、モータへ、キャリア周期の前半と後半とに分けて電力供給されていない場合においても、モータへの電力供給をキャリア周期の前半と後半とに分けることができる。従って、全ての位相において低騒音低振動を図ることができるため、３相変調の低騒音低振動を更に向上することができる。

第３の発明は、第２の発明において、加算は、一つの相においてはキャリア周期内の前半、他の一相においては後半、残りの相においてはキャリア周期内の中央にて行うものである。これにより、キャリア周期内の中央にて、モータへの電力供給を前半と後半とに分けることができる。そのため、当該位相においても、３相変調の低騒音低振動を図ることができる。

第４の発明は、第２の発明において、減算は一つの相においてはキャリア周期内の前半、他の一相においては後半、残りの相においてはキャリア周期内の後半にて行うものである。これにより、１００％変調のキャリア周期における通電が前後のキャリア周期における通電と連続してしまうことが防止され、モータへの電力供給を前半と後半とに分けることができる。そのため、当該位相においても、３相変調の低騒音低振動を図ることができる。

第５の発明は、第１から第４の発明において、電流検出手段をシャント抵抗とするものである。これにより、ホール素子を用いたセンサ等に比べ、抵抗のみであるため、構造が簡単で小さく、耐振性が高いため信頼性を高くできる。

第６の発明は、第１から第５の発明において、圧縮機の動力源となるセンサレスＤＣブラシレスモータを駆動するものである。これにより、圧縮機を低騒音低振動で駆動することができる。

第７の発明は、第６の発明において、インバータ装置を、圧縮機及びセンサレスＤＣブラシレスモータとともに一体に構成するものである。本発明のインバータ装置は小さく振動に強いため、一体構成を容易に実現できる。

第８の発明は、第７の発明において、インバータ装置は、圧縮機の吸入管により冷却されるものである。これにより、インバータ回路部を含め、インバータ装置の効率的な冷却が可能となり、インバータ装置の信頼性を確保できる。

第９の発明は、第８の発明において、インバータ装置は、吸入管の下方に配置されるものである。これにより、インバータ装置の周囲温度も下げられるため、結露を防止できる
。

第１０の発明は、第８の発明において、インバータ装置は、吸入管と圧縮機の間に配置されるものである。これにより、吸入管は圧縮機に加熱されず、吸入冷媒の温度上昇が防止されるため、圧縮機の効率低下を防止できる。

第１１の発明は、第１から第１０の発明において、インバータ装置は、車両に搭載されるものである。本発明のインバータ装置は軽量で振動に強いため、車両への搭載を容易に実現できる。

以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本実施の形態の電気回路図を示す。同図において、１はバッテリーであり、２はバッテリー１に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、３はインバータ動作用ダイオードである。また、４はモータの固定子巻線を示し、５はそのモータの磁石回転子を示す。さらに、７は電流検出手段としての電流センサ６からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路である。３７はインバータ回路、２０はインバータ装置、３１はモータである。

ここで、図１の電気回路図と図２２の１２０度通電駆動用の電気回路図を比較すると、実施の形態１に示すものは、比較回路１２８、位相シフト回路１２７を不要としている。

また、図１の電気回路図と図２３の相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図を比較すると、実施の形態１に示すものは、Ｕ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１を不要としている。

前記電流センサ６の検出電流値は、制御回路７へ送られ、消費電力算出・スイッチング素子２等保護のための判断に用いられ、更に磁石回転子５の位置検出に用いられる。

よって、本実施の形態１における制御回路７は、図２２の比較回路１２８、図２３のＵ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１用の信号入力回路（ハード）を不要とし、プログラムソフトの変更のみを行えば良い。

そして、回転数指令信号（図示せず）等にも基づいてスイッチング素子２を制御する。電流センサ６としては、ホール素子を用いたセンサ、シャント抵抗等、スイッチング素子２によるスイッチング電流のピークが検出できるものであれば良い。

特に、シャント抵抗を用いると、ホール素子を用いたセンサに比べ抵抗のみであり、振動等に注意を要するホール素子はないため信頼性を高くできる。一方、従来の図２３のＵ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１等は、電位が変動するＵ相、Ｗ相等の出力部に接続されるため、シャント抵抗を用いて信頼性を向上させることができない。

しかも、従来より電流センサ６は、スイッチング素子２等を保護するために、スイッチング電流のピークが検出できるようになっているので、そのまま使用できる。

なお、図１においては、電流センサ６は電源ラインのマイナス側に挿入されているが、電流は同じなのでプラス側に設けても良い。このような構成とすることにより、従来に比
べて構成部品が減少するため、小型計量化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができる。特に電流センサ等はプリント基板上に搭載されるため、耐振が懸念点となるが、かかる構成とすることにより、耐振性が向上する。

次に、図２により磁石回転子５の位置検出方法について説明する。同図は、Ｕ相における相電流と誘起電圧との関連を示す。誘起電圧は、図１に示す磁石回転子５の回転により固定子巻線４に誘起する電圧であるので、磁石回転子５の位置検出に使用することができる。

図１における固定子巻線４には、インダクタンスＬとともに抵抗Ｒも存在している。誘起電圧、インダクタンスＬの電圧、抵抗Ｒの電圧の和は、インバータ装置２０からの印加電圧に等しい。誘起電圧をＥＵ、相電流をｉＵ、印加電圧をＶＵとすると、印加電圧ＶＵは、ＶＵ＝ＥＵ＋Ｒ・ｉＵ＋Ｌｄ・ｉＵ／ｄｔである。ちなみに、図３に、センサレスＤＣブラシレスモータの電圧電流の１相分の一例を示す。したがって、誘起電圧ＥＵは、ＥＵ＝ＶＵ−Ｒ・ｉＵ−Ｌｄ・ｉＵ／ｄｔで表される。

図１における制御回路７は、スイッチング素子２を制御しているので、印加電圧ＶＵは既知である。よって、制御回路７のプログラムソフトにインダクタンスＬと抵抗Ｒの値を入力しておけば、相電流ｉＵを検出することで誘起電圧ＥＵを算出できる。

次に、電流センサ６にて、磁石回転子５の位置を検出する方法について述べる。まず、２相変調・３相変調の波形について説明する。図４は最大変調５０％の２相変調を、図５は最大変調１００％の２相変調を、図６は最大変調５０％の３相変調を、図７は最大変調１００％の３相変調をそれぞれ示している。

図中４１はＵ相端子電圧を、４２はＶ相端子電圧を、４３はＷ相端子電圧を、２９は中性点電圧をそれぞれ表している。２相変調は、変調度が上がるにつれ０％から１００％の一方向に伸びるのに対し、３相変調は、変調度が上がるにつれ５０％を中心に０％と１００％の両方向に伸びている。

次に、回路図を用いて説明する。図８は、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの通電の一例を示すものである。この場合、図５の最大変調１００％の２相変調において、位相がおおよそ８０度での通電である。通電パターンとして、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の３パターンがある。

通電パターン（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＮである。図９に、このときの電流の流れを示す。同図から明らかなように、Ｕ相電流、Ｗ相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｚと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｙへ流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れず検出されない。

通電パターン（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮである。図１０に、このときの電流の流れを示す。同図から明らかなように、Ｕ相電流は、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は下アームスイッチング素子Ｚと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｙへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｕ相電流が流れ検出される。

通電パターン（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、ＷがＯＮ、下アームスイッチング素子、ＹがＯＮである。図１１に、このときの電流の流れを示す。同図から明らかなように、Ｕ相電流、Ｗ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｗから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｙへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｖ相電流が流れ検出される。

よって、Ｕ相電流とＶ相電流が検出されるので、残りのＷ相電流は固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用することにより求められる。この場合、Ｕ相電流は固定子巻線４の中性点へ流れ込む電流であり、Ｖ相電流は固定子巻線４の中性点から流れ出る電流なので、Ｗ相電流はＵ相電流とＶ相電流の差をとれば求められる。

以上の電流検出は、キャリアごとに行えるので、キャリア毎に位置検出し、固定子巻線４への出力を調整する事ができる。よって、１２０度通電に比較しトルク変動が小さく、低騒音、低振動のモータ駆動を実現出来る。

特に、車両に搭載するモータ駆動においては、小型軽量化、耐振信頼性及び低振動化、低騒音化が求められており、かかる制御は、車両に搭載する電動圧縮機、ファンモータ等の駆動制御用として好適である。

（実施の形態２）
上記実施の形態１において、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電流センサ６により検出できる相電流が決定されることが分かる。１相のみＯＮ時はその相の電流が、２相ＯＮ時は残りの相の電流が検出でき、３相全てＯＮ時及びＯＮの相が無い時（全てＯＦＦ時）は検出不可となる。従って、１キャリア内の上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮを確認することで、検出できる相電流を知る事ができる。

図１２において、このことを用いて検出できる電流を検討することができる。図１２において、上方に最大変調１００％の２相変調における位相−３０度〜３０度での変調度を横にして示し、その下方に上記変調度に対応させた各位相での１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮを中央から均等に振り分け、表示している。

なお、同図において４１はＵ相端子電圧、４２はＶ相端子電圧、４３はＷ相端子電圧を示している。また、同図の下方においては、Ｗ相の通電期間を太実線で表わし、Ｕ相の通電期間を細実線で表わしている。さらに、各通電期間の下に矢印で示したＶ、ＷはそれぞれＶ相の電流検出可能期間とＷ相の電流検出可能期間を示している。

さらに詳述すると、位相−３０度においては、上の各相の端子電圧図より、Ｕ相変調度は０％、Ｗ相変調度は８７％であるので、下の通電期間図には、１キャリア（キャリア周期）を１００％として、Ｗ相（太線）の変調度（通電時間）８７％を中央から均等に振り分け表示している。他も同様である。

ここで、位相を−３０度〜３０度の範囲としたのは、このパターンの繰り返しになっているからである。この線の下に、検出できる電流の相を示している。ここで、位相が−３０度と３０度においては、１相分の電流しか検出できないことが分かる。この場合前回検出された値を再度使用する等の対処が必要となるが、位置検出が不正確になってしまう問題が発生する。

図１３に最大変調１００％の３変調における位相３０度〜９０度での場合を示しているが、３０度、９０度において同様になる。３０度〜９０度としたのは、このパターンの繰
り返しになっているからである。なお、図１３のなかの下方の通電期間図において、Ｖ相の通電期間は破線で示しており、矢印で示したＵはＵ相の電流検出可能期間を示している。

本実施の形態を示す図１４、図１５はこのような課題への応を示したものである。

図１４は、図１２において、位相３０度における通電を、細実線で示すＵ相は左側へ、太実線で示すＷ相は右側へシフトしたものである。これにより、Ｖ相のみならずＵ相の電流もＷ相の電流も検出可能となる。

図１５は、図１３において、位相３０度における通電を、Ｕ相は左側へ、Ｗ相は右側へシフトしたものである。これにより、Ｕ相の電流もＷ相の電流も検出可能となる。また、位相９０度における通電を、Ｖ相は左側へ、Ｗ相は右側へシフトしている。

これにより、Ｖ相の電流もＷ相の電流も検出可能となっている。位相５０度、７０度においては、Ｖ相を大きく右側へシフトすることによりＷ相も検出可能となっている。よって、３相変調においては、上記方法でＵ、Ｖ、Ｗの３相ともに検出が可能となり、２相分検出した後の残りの相の電流算出は不要になる。

なお、上記の説明においては位相を特定したが、特定せずとも同様であることは明らかである。

よって、この実施の形態によれば、位置検出を更に向上することができる。

（実施の形態３）
図１６は、前記課題への対応の別の方法を示したものである。まず、３相変調の効用について説明する。振動を低減するためには、３相変調を用いるのが好ましい。３相変調は、位相範囲に対しての変調範囲が、２相変調に比較し小さいので、正弦波電流が滑らかになり、もって振動が小さくなる。

図８において、３相変調の場合、Ｖ相にもＯＮ期間が追加される。これにより、キャリア周期中央ではＵ，Ｖ，Ｗの３相ともがＯＮとなる。３相ともがＯＮであると、電流センサ６に電流は流れないので、３相ともがＯＦＦと同じことになる（どちらも電源からモータへの電力供給がなされない）。よって、キャリア周期の前半と後半とに分けて電力供給（変調）されることになる。このことは、２相変調に比較し、キャリア周期が半分、キャリア周波数が倍になったのと同等のことを示す。

従って、きめ細かく滑らかな正弦波電流がモータに供給される。よって、３相変調は２相変調に比較し、更に低騒音低振動を図ることができる。

図６において、各相に例として２０％プラスすると、中性点電圧（各相の端子電圧の和を３で割る）が２０％増加する。相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であるので、２０％は帳消しになり、プラスする前の相電圧と変わらない。マイナスしても同様となる。

よって、３相変調においては、各相同じ値で通電をプラス、マイナスしても相電圧は変わらないことを利用して、図１６は、図１３において、位相３０度における通電を、Ｕ相は左側（前半）へ、Ｗ相は右側（後半）へプラスしたものである。そして、このプラス分に等しくＶ相の通電を追加している。これにより、Ｕ相の電流もＷ相の電流も検出可能となる。

また、図１３の位相３０度においては、３相変調ではあるが、モータへの電力供給が、キャリア周期の前半と後半とに分かれていない。一方、図１６の位相３０度においては、キャリア周期中央にＵ，Ｖ，Ｗの３相ともがＯＮとなる期間が設けられるため、モータへの電力供給が、キャリア周期の前半と後半とに分けられる。そのため、キャリア周期が半分、キャリア周波数が倍になったのと同等の効果を確保できる。従って、位相３０度においても、低騒音低振動を図ることができる。

また、３相変調においては、各相同じ値で通電をプラス、マイナスしても相電圧は変わらないことを利用して、位相９０度における通電を、Ｖ相は左側を、Ｗ相は右側をマイナスしている。そして、このマイナス分に等しくＵ相の通電右側をマイナスしている。これにより、Ｖ相の電流もＷ相の電流も検出可能となっている。

また、図１３の位相９０度においては、Ｕ相の通電が１００％であるため、前後のキャリア周期におけるＵ相の通電と連続してしまう。このため、３相変調ではあるが、モータへの電力供給が、キャリア周期の前半と後半とに分かれていない。一方、図１６の位相９０度においては、Ｕ相の通電が１００％からマイナスされるため、前後のキャリア周期と連続しない。これにより、モータへの電力供給が、キャリア周期の前半と後半とに分けられる。そのため、キャリア周期が半分、キャリア周波数が倍になったのと同等の効果を確保できる。従って、位相９０度においても、低騒音低振動を図ることができる。

なお、上記において、位相を特定したが、特定せずとも同様であることは明らかである。よって、本実施の形態によれば、３相変調の相電圧を変えることなく２相分以上の電流検出が可能になるとともに、全ての位相において低騒音低振動を図ることができるため、３相変調の低騒音低振動を更に向上することができる。

（実施の形態４）
図１７に、電動圧縮機４０の左側にインバータ装置２０を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ３１等が設置されている。冷媒は、吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ３１で駆動されることにより、圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ３１を通過する際にモータ３１を冷却し、吐出口３４より吐出される。内部でモータ３１の巻き線に接続されているターミナル３９は、インバータ装置２０に接続される。

インバータ装置２０は電動圧縮機４０に取り付けられるように、ケース３０を使用している。発熱源となるインバータ回路部３７は、ケース３０を介して電動圧縮機４０の金属製筐体３２に熱を放散（金属製筐体３２を介して電動圧縮機４０内部の冷媒で冷却される）するようにしている。

ターミナル３９は、インバータ回路部３７の出力部に接続される。接続線３６は、バッテリー１への電源線とエアコンコントローラへの制御用信号線がある。モータ３１の巻き線に集中巻を採用することにより、分布巻に比べ横方向の長さを短くできる。集中巻はインダクタンスが大きいため、１２０度通電ではダイオードへの還流時間が長くなり位置検出が困難で制御が難しいが、正弦波駆動では電流により位置検出するので制御可能である。

このようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置２０が小さいこと、振動に強いことが必要になる。本発明の実施の形態として好適である。

図１８に、インバータ装置２０を電動圧縮機４０の右側に設置したものを示す。インバ
ータ回路部３７は吸入管３８によって冷却される。この冷却で結露しないように、インバータ装置２０は吸入管３８の下方に配置し、インバータ装置２０の周囲温度も下げて温度差が小さくなるようにしている。

図１９に、インバータ装置２０を電動圧縮機４０と吸入管３８の間に設置した場合の構成を示す。この場合、インバータ回路部３７は吸入管３８によって冷却される。

図１８および図１９に示す上記２例においては、次のようなメリットがある。つまり、吸入管３８は圧縮機４０に加熱されないので圧縮機４０の効率は低下しない。また、インバータ装置２０の結露は少ない。吸入管３８による冷気が、ケース３０内で下降対流するのでケース３０内を効率的に冷却できる。また、冷気が下降するので、インバータ回路部３７以外の電流センサ６、制御部７なども冷却され、インバータ装置２０の信頼性を確保できる。

尚、配管は扁平など形は問わない。インバータ回路部３７もしくはインバータ装置２０と圧縮機４０との間に断熱材、断熱空間を設けても良い。

また、前記モータ３１は、上述の実施の形態１〜３の制御を行うのに好都合なセンサレスＤＣブラシレスモータとすることが望ましい。つまり、直流電源からの直流電圧を３相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の交流電流を、三相結線された固定子巻線と永久磁石回転子とを有するセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力するインバータ回路と、前記センサレスＤＣブラシレスモータの各固定子巻線に流れる電流を検出する一つの電流検出手段を備え、前記電流検出手段による検出電流値により、前記永久磁石回転子の位置を判定し、前記インバータ回路のスイッチングを制御するインバータ装置とし、キャリア周期内において、前記センサレスＤＣブラシレスモータの固定子巻線各相への通電タイミングをシフトし、前記電流検出手段によって前記固定子巻線に流れる電流を検出することにより、前記永久磁石回転子の位置を判定するようにする。

尚、上記実施の形態において、直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源を用い、産業用のモータを駆動するインバータ装置、家電製品用のモータを駆動するインバータ装置（ルームエアコン用等）などにも適用可能である。

本発明の第１の実施形態を示すインバータ装置を具備した電気回路図 同電気回路における正弦波駆動の場合の誘起電圧検出方法説明図 同インバータ装置におけるセンサレスＤＣブラシレスモータの電圧電流を示す波形図 同インバータ装置における２相変調の最大変調度５０％における各相の変調度を示す波形図 同インバータ装置における２相変調の最大変調度１００％における各相の変調度を示す波形図 同インバータ装置における３相変調の最大変調度５０％における各相の変調度を示す波形図 同インバータ装置における３相変調の最大変調度１００％における各相の変調度を示す波形図 本発明の第１の実施形態に係る相電流検出方法を示す通電タイミングチャート 同相電流検出の通電タイミング（ａ）における電流経路を示す電気回路図 同相電流検出の通電タイミング（ｂ）における電流経路を示す電気回路図 同相電流検出の通電タイミング（ｃ）における電流経路を示す電気回路図 本発明の第１の実施形態に係る２相変調の相電流検出を示す説明図 本発明の第１の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図 本発明の第２の実施形態に係る２相変調の相電流検出を示す説明図 本発明の第２の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図 本発明の第３の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図 本発明の第４の実施形態を示すインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図 同他のインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図 同他のインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図 従来からある電動圧縮機を搭載した車両用空調装置の構成図 従来からある電動圧縮機の一部切り欠き断面図 従来例を示す１２０度通電駆動用の電気回路図 同相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図

符号の説明

１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ 電流センサ
７ 制御回路
２０ インバータ装置
３０ インバータ装置の一体型ケース
３１ モータ部
３７ インバータ回路
４０ 電動圧縮機

Claims (11)

1. 直流電源からの直流電圧を３相変調にてスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流を三相結線された固定子巻線と永久磁石回転子とを有するセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流検出手段とを備え、キャリア周期内において前記固定子巻線３相全ての通電期間に同一の通電時間を加算もしくは減算し、前記電流検出手段によって前記固定子巻線に流れる電流を検出することにより、前記永久磁石回転子の位置を判定し、前記インバータ回路のスイッチングを制御するインバータ装置。
2. 加算もしくは減算は、前記直流電源から前記モータへ、キャリア周期の前半と後半とに分けて電力供給されるように行う請求項１に記載のインバータ装置。
3. 加算は、一つの相においてはキャリア周期内の前半、他の一相においては後半、残りの相においてはキャリア周期内の中央にて行う請求項２に記載のインバータ装置。
4. 減算は一つの相においてはキャリア周期内の前半、他の一相においては後半、残りの相においてはキャリア周期内の後半にて行う請求項２に記載のインバータ装置。
5. 電流検出手段をシャント抵抗とした請求項１乃至請求項４のうちいずれか１項に記載のインバータ装置。
6. 圧縮機の動力源となるセンサレスＤＣブラシレスモータを駆動する請求項１乃至請求項５のうちいずれか１項に記載のインバータ装置。
7. 圧縮機及びセンサレスＤＣブラシレスモータとともに一体に構成された請求項６に記載のインバータ装置。
8. 圧縮機の吸入管により冷却される請求項７に記載のインバータ装置。
9. 吸入管の下方に配置される請求項８に記載のインバータ装置。
10. 吸入管と圧縮機の間に配置される請求項８に記載のインバータ装置。
11. 車両に搭載される請求項１乃至請求項１０のうちいずれか１項に記載のインバータ装置。

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