JP4259173B2 - 電動圧縮機の駆動装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主に空調装置に用いられる電動圧縮機の駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
駆動源をセンサレスＤＣブラシレスモータとした電動圧縮機搭載の車両用空調装置として、特許文献１のものが知られている。以下、その構成について説明する。
【０００３】
図２２において、１０１は送風ダクトであり、室内送風ファン１０２の作用により空気導入口１０３から空気を吸い込み、室内熱交換器１０４で熱交換した空気を空気吹き出し口１０５から車室内に吹き出す。室内熱交換器１０４は、センサレスＤＣブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機１０６、冷媒の流れを切替えて冷房と暖房を選択するための四方切替弁１０７、絞り装置１０８および室外ファン１０９の作用で車室外空気と熱交換する室外熱交換器１１０とともに冷凍サイクルを構成している。
【０００４】
１１１は電動圧縮機１０６の駆動源であるセンサレスＤＣブラシレスモータを運転するインバータ装置であり、室内送風ファン１０２、四方切替弁１０７、および室外送風ファン１０９とともに、エアコンコントローラ１１２により動作が制御されている。エアコンコントローラ１１２は、室内送風ファン１０２のＯＮ／ＯＦＦと強弱を設定する室内送風ファンスイッチ１１３、冷房・暖房・運転ＯＦＦを選択するエアコンスイッチ１１４、温度調節スイッチ１１５および車両コントローラ（図示せず）との通信を行うための通信装置１１６と接続されている。
【０００５】
この様な構成において、例えば、室内送風ファンスイッチ１１３で送風ＯＮ・弱と操作され、エアコンスイッチ１１４により冷房が指示されると、エアコンコントローラ１１２は、四方切替弁１０７を図２３の実線状態に設定し、室内熱交換器１０４を蒸発器、室外熱交換器１１０を凝縮器としてそれぞれ作用させ、室外送風ファン１０９をＯＮし、室内送風ファン１０２を弱に設定して運転する。
【０００６】
また、温度調節スイッチ１１５に従い、室内熱交換器１０４の温度を、インバータ装置１１１を用いて電動圧縮機１０６の回転数を可変することにより調節する。エアコンスイッチ１１４により冷暖房ＯＦＦとされると、電動圧縮機１０６と室外送風ファン１０９はＯＦＦとなる。また、室内送風ファンスイッチ１１３がＯＦＦとされると室内送風ファン１０２はＯＦＦとされ、電動圧縮機１０６と室外送風ファン１０９も冷凍サイクル保護のためＯＦＦとされる。
【０００７】
一方、車両コントローラ（図示せず）から、電力節減やバッテリー保護等の理由により冷暖房ＯＦＦの指令が通信装置１１６経由で受信されると、エアコンコントローラ１１２はエアコンスイッチ１１４による冷暖房ＯＦＦと同様の処置をする。インバータ装置１１１が１２０度通電方式の場合、磁界変化が６０度間隔（通電が６０度間隔）となる関係から、電動圧縮機１０６の駆動源であるセンサレスＤＣブラシレスモータはトルク変動が生じる特性を有している。
【０００８】
図２３に１２０度通電方式の回路例を示す。同図において１２１はバッテリーであり、１２２はバッテリー１２１に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、１２３はインバータ動作用ダイオードである。また、１２４はモータの固定子巻線を示し、１２５はそのモータの磁石回転子を示す。さらに、１２６は電源電流を検出して消費電力の算出とスイッチング素子の保護等を行うための電流センサであり、１２７は固定子巻線１２４の電圧から磁石回転子１２５の位置検出を行うための位相シフト回路であり、１２８は同じく比較回路である。そして１２９は電流センサ１２６、比較回路１２８等からの信号に基づいてスイッチング素子１２２のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路である。
【０００９】
このような電動圧縮機を搭載した車両用空調装置においては、車両にかかる熱負荷の環境がルームエアコンと異なり、車室内空間の広さの割に窓面積が大きく、また日陰と陽当たりを頻繁に通過する関係もあって日射の影響を受けやすいこと等から、車室内の熱負荷の変動が頻繁であり、また圧縮機の運転、停止動作が、エアコンスイッチ１１４やファンスイッチ１１３、さらには温度調節スイッチ１１５の設定に伴う温度調節動作等に委ねられていることもあって、一般のルームエアコンに比較して圧縮機の運転、起動が頻繁に発生する環境にある。しかも、圧縮機の起動は、運転、停止が頻繁であることから、冷凍サイクルの高圧側と低圧側が十分にバランスされないまま行われることが多く、大きな残存圧力差（以下差圧と称す）が存在する状態での起動が、しかも頻繁に行われる。
【００１０】
従って、特に車両用の圧縮機の駆動装置には、あらゆる作動状態を考慮した上で、しかも大きな差圧でも起動できるという性能（以下、差圧起動性能という）が必要とされる。具体的には、ＨＦＣ１３４ａ冷媒においては、吐出圧力と吸入圧力の圧力差が、２０（ｋｇ／ｃｍ２Ｇ）程度であっても起動することが求められている。これは、一般のルームエアコン用のさほど差圧起動を必要としない駆動装置の場合の数倍にも及ぶ値である。
【００１１】
また、従来の電動圧縮機の駆動装置においても、起動時に印加電圧（デューティー比）をアップして、起動トルクを上げるという考え方のものがある（例えば、特許文献２参照）。この場合には起動電流も同時に増えてしまうので、電流保護の閾値もアップしている。
【００１２】
【特許文献１】
特開平６−１５６０５５号公報（図１）
【特許文献２】
特開平１０−４７２５５号公報（請求項１）
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したように、差圧起動性能をアップするために、起動時の電圧やデューティー比、電流閾値のみをアップする方法では、同時に電流も大きく増加するため、ある程度の差圧（当社の実験によると８ｋｇ／ｃｍ２Ｇ）までは起動できても、冷凍サイクル内の高低圧差がそれ以上の差圧になると、やはり過電流保護が作動し、起動できないという課題があった。また、大きな負荷トルクのために、回転子が回転磁界に追従できなくなるという、いわゆる起動脱調現象に陥り、一旦この状態に陥ると位置検出が不安定になり、やはり起動できなくなるという課題があった。
【００１４】
そして、もし起動できなければ、乗員は、冷凍サイクル内の差圧が充分に起動可能な範囲内に収まるまで待たされ、その間に冷房時においては室温が上昇し、不快な思いをすることとなる。特に、車両においては、窓が大きく、また日射の影響を受けやすいことから、車室内の熱負荷の変動が頻繁であり、不快感は一挙に増大する。
【００１５】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、充分な差圧起動性能を有した電動圧縮機の駆動装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、直流電源と、三相結線された固定子巻線と回転子とを有するセンサレスＤＣブラシレスＩＰＭモータと、モータにより駆動される圧縮機と、直流電源からの直流電圧をスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータへ出力するインバータ装置と、固定子巻線に流れる相電流を検出する電流センサとを備え、電流センサによって検出される相電流に基づき、回転子の回転に起因して固定子巻線発生する誘起電圧を演算し、起動時、最大トルクを得られるように、誘起電圧と相電流との位相差を制御し、起動完了後所定期間は、最大トルクとならないように制御するものである。
【００１７】
上記構成によって、差圧起動時の不安定な（大きな差圧が残存し易い）条件下で、まず差圧起動に十分な起動トルクが発生するように最大トルクを得られる位相差に制御し、これによりモータのトルクを引き出して起動する。そして、その後の不安定なトルク変動等に対応するため、安定な運転状態になるように、最大トルクとならない位相差に制御する。これにより、充分な差圧起動性能が発揮でき、確実に圧縮機の起動が得られるようにしたものである。
【００１８】
また、本発明は、起動開始から所定時間経過するか、もしくは、所定回転数に到達するかにより、起動完了と判定するものである。これにより、起動後において、位相差を低減して不安定な運転状態にならないように制御し、安定な運転状態に入ることができるものである。
【００１９】
また、本発明は、スイッチングのキャリア周期毎に演算される前記誘起電圧により、キャリア周期毎に前記回転子の位置を検出するものである。かかる構成とすることにより、キャリア毎の永久磁石回転子の位置検出、出力調整が可能となり、起動性を高めることができる。
【００２０】
さらに、本発明は、３相変調でスイッチングするものである。この構成によりキャリア周波数が２倍と等価になり電流が滑らかになる。もって、トルク変動が小さく起動性を高めることができる。
【００２１】
また、本発明は、上記駆動装置を車両用空調装置に搭載される電動圧縮機の駆動装置としたものである。かかることにより、冷凍サイクルの負荷変動として過酷な条件にある車両用においても確実な電動圧縮機の駆動が確保でき、車両用空調装置としての性能および機能の向上が図れるものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について車両用空気調和装置に搭載する電動圧縮機の駆動装置を例に、図面を参照して説明する。
【００２３】
（実施の形態１）
まず、図１により、本実施の形態の電気回路について説明する。
【００２４】
図１において、１はバッテリーであり、Ｉはインバータモジュールで、バッテリー１に接続された複数のインバータ動作用スイッチング素子２、およびインバータ動作用ダイオード３を具備している。ここで、スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、３Ｘ、３Ｙ、３Ｚと定義する。ＭはセンサレスＤＣブラシレスモータ（以下、モータと称す）で、モータＭの固定子巻線４、およびモータＭの磁石回転子５を具備している。６はモータＭの駆動に必要な電流を検出する電流センサ、７は電流センサ６からの信号に基づいてスイッチング素子２を制御する制御回路である。２０はインバータ装置を示す。図１の電気回路を従来の技術を示す図２３の１２０度通電駆動用の電気回路に比較すると、比較回路１２８、位相シフト回路１２７が削除されている。
【００２５】
電流センサ６の検出電流値は、制御回路７へ送られ、消費電力算出やスイッチング素子２等の保護のための判断に用いられ、更に磁石回転子５の位置検出に用いられる。また、制御回路７は、図２２に示される温度調節スイッチ１１５の設定に伴う温度調節動作等を行うべく、回転数指令信号（図示せず）等にも基づいてスイッチング素子２への通電を制御する。
【００２６】
また、電流センサ６としては、ホール素子を用いたセンサ、シャント抵抗等、スイッチング素子２によるスイッチング電流のピークが検出できるものであれば良い。図１においては、電流センサ６は電源ラインのマイナス側に設けられているが、電流は同じなのでプラス側に設けても良い。
【００２７】
このような構成とすることにより、従来に比べて構成部品（比較回路部品及び位相シフト回路部品）が減少するため、小型軽量化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができる。
【００２８】
次に、図２により磁石回転子５の位置検出方法について説明する。同図は、Ｕ相における相電流ｉＵと誘起電圧ＥＵとの関連を示す。誘起電圧ＥＵは、図１に示す磁石回転子５の回転により固定子巻線４に誘起する電圧であるので、磁石回転子５の位置検出に使用することができる。
【００２９】
図１における固定子巻線４には、インダクタンスＬとともに抵抗Ｒも存在している。誘起電圧ＥＵ、インダクタンスＬの電圧、抵抗Ｒの電圧の和がインバータ装置２０からの印加電圧に等しい。ここで、誘起電圧をＥＵ、相電流をｉＵ、印加電圧をＶＵとすると、次式で表すことができる。
ＶＵ＝ＥＵ＋Ｒ・ｉＵ＋Ｌ・ｄｉＵ／ｄｔ
したがって、誘起電圧ＥＵは、
ＥＵ＝ＶＵ−Ｒ・ｉＵ−Ｌ・ｄｉＵ／ｄｔで表される。
【００３０】
図３に、センサレスＤＣブラシレスモータＭの電圧電流の１相分の波形の一例を示す。図１における制御回路７はスイッチング素子２を制御しているので、印加電圧ＶＵは既知である。よって、制御回路７のプログラムソフト（演算手段）にインダクタンスＬと抵抗Ｒの値を入力しておけば、相電流ｉＵを検出することで誘起電圧ＥＵを算出することができる。
【００３１】
次に、電流センサ６にて磁石回転子５の位置を検出する方法について説明する。図４〜図６は３相変調の波形を示し、図４は最大変調１００％の場合、図５は最大変調５０％の場合、図６は最大変調１０％の場合の３相変調波形をそれぞれ示す。図中、４１はＵ相端子電圧を、４２はＶ相端子電圧を、４３はＷ相端子電圧を、２９は中性点電圧をそれぞれ表している。
【００３２】
次に、前記電流センサ６による相電流検出について説明する。図７に、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの通電の一例を示している。この場合、図５の最大変調５０％の３相変調において、位相がおおよそ１３０度での通電としている。３相変調であるため、通電パターンとして、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の４パターンが設定される。
【００３３】
通電パターン（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＮである。図８にこのときの電流の流れを示す。Ｕ相電流、Ｖ相電流はそれぞれ下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙと並列のダイオード３Ｘ、３Ｙから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ、この経路で電流が循環する。その結果、電流センサ６に電流は流れず、電流値は検出されない。
【００３４】
しかし、通電パターン（ａ）から通電パターン（ｂ）に移行した場合は、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮとなる。図９にこのときの電流の流れを示す。Ｕ相電流は上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオード３Ｙから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れる。よって、電流センサ６にはＵ相電流が流れ、Ｕ相の電流値が検出される。
【００３５】
さらに、通電パターン（ｃ）に移行すると、上アームスイッチング素子Ｕ、ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮとなる。図１０にこのときの電流の流れを示す。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れる。よって、電流センサ６にはＷ相電流が流れ、Ｗ相の電流値が検出される。
【００３６】
また、通電パターン（ｄ）に移行すると、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＦＦとなる。図１１にこのときの電流の流れを示す。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオード３Ｗへ流れ、この経路で電流が循環する。よって、電流センサ６には電流が流れないため電流値は検出されない。
【００３７】
上述の如く、Ｕ相電流とＷ相電流が検出されるので、残りのＶ相電流は、固定子巻線４の中性点においてキルヒホッフの電流の法則を適用することにより求められる。この場合、Ｕ相電流は固定子巻線４の中性点へ流れ込む電流であり、Ｗ相電流は固定子巻線４の中性点から流れ出る電流であるため、Ｖ相電流はＵ相電流とＷ相電流の差から求められる。また、上述の電流検出はキャリアごとに行えるので、キャリア毎に位置検出し、固定子巻線４への出力を調整する事ができる。よって、１２０度通電等に比較してトルク変動が小さく、起動性が高くなる。
【００３８】
さらに、３相変調においては、上述の如く、キャリア周期内の通電パターン（ａ）および（ｄ）の期間において電源電流（電流センサ６に流れる電流）が流れないため、キャリア周期内で前半期間と後半期間の２回に分けて通電されていることになる。これはキャリア周波数が２倍と同じことになり、電流が滑らかになる。換言すると、３相変調は２相変調に比較してトルク変動が小さく、起動性が高くなる。
【００３９】
次に、磁石回転子５を駆動するトルクについて説明する。図１２は、磁石が磁石回転子内部に埋め込まれているＩＰＭモータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）の磁石回転子を示している。１０は永久磁石、１１は磁石回転子コアである。ＩＰＭモータは、永久磁石１０が磁石回転子内部に埋め込まれているため、ステータ巻線から見たインダクタンスが磁石回転子位置により異なる。すなわち、磁気抵抗の大きな磁石が磁路を妨げる位置（図においてｄ方向）と、磁気抵抗の小さいケイ素鋼板を通る位置（図においてｑ方向）がある。このインダクタンスの差によりリラクタンストルクが発生する。
【００４０】
図１３は、上記ＩＰＭモータにおける固定子巻線４の誘起電圧と相電流との位相差βと、ＩＰＭモータが発生するトルクの関係を示している。したがって、同図中において、位相差βがプラス領域（右側）にある場合は電流に対し磁石回転子（誘起電圧）が遅れており、位相差βがマイナス領域（左側）にある場合は電流に対し磁石回転子（誘起電圧）が進んでいることを示している。マグネットトルクは、β＝０度において最大となるが、リラクタンストルクはβ＝０度において０、β＝４５度において最大となる。β＝−４５度においてはマイナス側最大となる。よって、マグネットトルクとリラクタンストルクとの和である総合トルクは、図中右側に約２０度シフトした箇所が最大点となる。
【００４１】
ここで、マグネットトルクは電流に比例し、リラクタンストルクは電流の二乗に比例する。この場合は起動時であり、起動時は特に起動電流として２０Ａ以上の電流が流れることが多い。つまり、起動時には大電流が流れる。この場合、β＝２０度においては総合トルクが最大点となっている。よって、差圧起動性能を高めるにはβ＝２０度となるようにインバータ装置のスイッチングを制御することが必要となる。これを起動モードとする。
【００４２】
なお、本実施の形態においては、確実に差圧起動が行えるよう、最大のトルクが引き出せる最大点を選択しているが、差圧起動に十分な起動トルクが発生すると考えられる位相差（例えば図１３において１８度）を選択しても良い。その場合は、最大トルクを示す２０度を超えない範囲で設定することが、モータ動作の安定、省電力などの関係から好ましい。
【００４３】
図１４は、起動時の位相差と起動可能圧力差との関係を示す実験データである。この結果からも明らかなように、位相差β＝２０度において起動可能圧力差が最大であり、β＝１０度とβ＝３０度のときが同じであり、図１３の特性と一致している。
【００４４】
図１５に、起動直後の位相差βとトルクＴとの関係を示す。起動直後、電流は１５Ａ程度に低下するので、マグネットトルク、リラクタンストルクともに低下するが、特にリラクタンストルクは電流の二乗に比例する関係からリラクタンストルクの低下は大きくなり、総合トルクの最大点は左にシフトしてβ＝１７度の箇所になる。その結果、起動直後はβ＝１７度となるようにインバータ装置のスイッチングを制御することが考えられる。
【００４５】
然しながら、かかる制御とすると次の問題がある。すなわち、起動直後は一般的に回転数が十分高い域に達しておらず、モータ回転が不安定な状況にある。また、冷凍サイクルも高圧側と低圧側の差圧が大きい状態からの再起動直後であり、凝縮器のファンも再起動直後で凝縮作用が安定していない不安定な状態にある。そのため、起動直後にβ＝１７度となるようにインバータ装置２０のスイッチングを制御した場合、トルク変動等で磁石回転子５の回転が遅れると（位相差βが大きくなると）、トルクが低下する。トルクが低下するとさらに磁石回転子５の回転が遅れることとなり、やがては停止してしまうことになる。
【００４６】
従って、起動直後においては、安定に運転できるようにインバータ装置のスイッチングを制御することが必要となる。そのために、本実施の形態においては、総合トルクの最大点より充分左側の位相差でインバータ装置２０のスイッチングを制御するようにしている。具体的には、図１５に示すようにβ＝５度として充分小さくする。これにより、トルク変動等で磁石回転子５の回転が遅れると（位相差βが大きくなると）、トルクが増加して磁石回転子５の遅れが解消され、磁石回転子が進むと（位相差βが小さくなると）、トルクが減少して磁石回転子５の進みが解消される。その結果、特に起動直後におけるモータの回転を安定に制御でき、安定した圧縮機の起動運転ができるようになる。これを定常低速モードと定義する。
【００４７】
図１６は、モータの回転における安定時の位相差βとトルクＴとの関係を示している。この安定時は一般的に電流は低下し、１０Ａ程度となる。そして、マグネットトルク、リラクタンストルクも共に低下するが、リラクタンストルクの低下が大きいため総合トルクの最大点は図中左にシフトし、β＝１３度の箇所になる。これらのことから、運転に十分な総合トルクの値であって総合トルクの変動が少ない領域を鑑み、さらにモータ電流の値を考慮して位相差β＝１０度となるようにインバータ装置２０のスイッチングを制御する。これを定常中速モードとする。
【００４８】
また、さらに高い回転数を得るために弱め界磁にする場合は、さらに位相差βを大きくするように（最大３０度）、インバータ装置２０のスイッチングを制御する。このようにすると得られる総合トルクは最大点β＝１３度より右になるが、総合トルクは平坦に近くなっており、しかもモータの回転、冷凍サイクルともに安定しているので安定な運転が可能となる。これを定常高速モードとする。
【００４９】
図１７に、上記起動モード、定常低速モード、定常中速モードにおける位相差βと時間との関係を示す。同図において、スタートより６秒間は起動モードで一義的にβ＝２０度とする。その後、定常低速モードでβ＝５度となるように移行し、そして定常中速モードでβ＝１０度に上昇するよう移行する。
【００５０】
図１８は、上記起動モード、定常低速モード、定常中速モード、定常高速モードにおける位相差βとモータの回転数との関係を示すように制御する信号の出力内容を示している。同図において、モータは、スタートより９００ｒｐｍまで到達するか、または起動後６秒経過するかのいずれか早い時点までは、起動モードでβ＝２０度として運転される。その後、１２００ｒｐｍまでは定常低速モードでβ＝５度に移行し、７２００ｒｐｍまでは定常中速モードでβ＝１０度に移行して運転される。さらに、定常高速モードではβ＝最大３０度までの範囲でβを大きくし、９０００ｒｐｍまで回転数を確保するように制御される。
【００５１】
図１９に、上述の運転モードのフローチャートを示す。すなわち、スタートより、ステップ１０にて、起動モードに設定され、タイマーがスタートする。位相差βは２０度とされ、キャリア周波数は４．３ｋＨｚとされて起動が開始される。キャリア周波数を低い値としたのは、回転数が低く、分解能が確保できることと、１キャリア内の通電時間を確保して電流検出し易くするためである。また、１キャリア内の通電時間を正確に調節し易くし、位相差βの制御性を高め、大きいトルクを正確に得るためである。
【００５２】
ステップ２０にて、タイマーが６秒経過したかどうか、または実回転数が９００ｒｐｍに達したかどうかを判定する。ここで、「Ｎｏ」であれば再度判定する。また「Ｙｅｓ」であればステップ３０へ移る。ステップ３０では、実回転数が１２００ｒｐｍ以下かどうかを判定する。ここで、「Ｙｅｓ」であればステップ４０へ移る。「Ｎｏ」であれば、ステップ４５へ移る。
【００５３】
ステップ４０においては、定常低速モードに設定され、位相差βは５度、キャリア周波数は４．３ｋＨｚと設定される。キャリア周波数が低い値であるのは、ステップ１０で説明した理由による。特に、位相差βの制御性を高め、モータの異常停止を防止するためである。ステップ４５においては、実回転数が７２００ｒｐｍ以下かどうかを判定する。ここで「Ｙｅｓ」であればステップ５０へ移る。「Ｎｏ」であればステップ５５へ移る。ステップ５０においては定常中速モードに設定され、位相差βは１０度、キャリア周波数は７．５ｋＨｚとされる。また、ステップ５５においては定常高速モードに設定され、弱め界磁のために位相差βは１０度に回転数比例値｛ｆ（ｒｐｍ）｝を加えた値に、キャリア周波数は７．５ｋＨｚと設定される。
【００５４】
以降、図１９に示すフローの内容にしたがって制御を繰り返し行う。そして、温度調節に起因する等の関係でモータＭが停止し、再度起動する場合は、上記フローにしたがってステップ１０以降の制御が行われる。つまり、空調制御運転のＯＮ／ＯＦＦ時はともかく、温度調節に伴う圧縮機の断続運転における起動時も同様に制御される。
【００５５】
尚、上記実施の形態においてはモータにＩＰＭモータを用いたが、ＳＰＭモータ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）等を使用する場合においても同様な方法を用いて実施することが可能である。起動時に限らず冷凍サイクルが過渡状態に入り込むような状況下では、事前に位相差βを遅らせておくと安定な運転が可能となる。また、冷凍サイクルに限らず高トルク起動に適用できる。さらに、電動圧縮機としては、モータと圧縮機とをベルト等で接続して駆動する場合にも適用できる。また、３相変調について述べたが２相変調でも良い。
【００５６】
（実施の形態２）
図２０は、本発明における実施の形態の別の電気回路を示すもので、同図において、Ｕ相電流検出用電流センサ８、Ｗ相電流検出用電流センサ９が追加されている以外は図１と同じである。図中、２１はインバータ装置を示す。この実施の形態においては、Ｕ相とＷ相の２つの相電流を直接電流センサ８、９で検出するものであり、残りの１相分の電流を求める方法は先の実施の形態１と同じである。また、差圧起動時における最大トルク、あるいは任意のトルクを引き出す制御についても同様の制御で可能である。
【００５７】
（実施の形態３）
図２１は、密閉型電動圧縮機４０の左側端部にインバータ装置２０を密着させて取り付けた構成を示している。この密閉型電動圧縮機４０は、周知の如く金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ３１等が設置された構成である。冷媒は吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（本実施の形態ではスクロール圧縮機構）がモータ３１で駆動されることにより圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ３１を冷却しながら通過して吐出口３４より吐出される。内部でモータ３１の巻き線に接続されているターミナル３９はインバータ装置２０に接続される。
【００５８】
インバータ装置２０はケース３０内に収納され、このケース３０を介して電動圧縮機４０に取り付けられている。そして、発熱源となるインバータ回路部３７はケース３０を介して電動圧縮機４０の金属製筐体３２に熱を伝達するように取り付けられている。つまり、インバータ回路部３７は金属製筐体３２を介して電動圧縮機４０内部の冷媒で冷却される。
【００５９】
ターミナル３９はインバータ回路部３７の出力部に接続されている。接続線３６は、バッテリー１への電源線３６ａと、エアコンコントローラ（図示せず）への制御用信号線３６ｂである。モータ３１の巻き線は、分布巻に比べて横方向の長さを短くできる集中巻が採用されている。また、集中巻はインダクタンスが大きいため１２０度通電ではダイオードへの還流時間が長くなり位置検出が困難で制御が難しいが、正弦波駆動では電流により位置検出するので制御可能となる。
【００６０】
このようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置２０が小さいこと、及び振動に強いことが必要になる。したがって、振動を低減するために３相変調を用いるのが好ましい。正弦波電流が滑らかになり、もって振動が小さくなる。本発明の実施の形態としては好適である。
【００６１】
尚、上記実施の形態において、直流電源としてのバッテリーに代わり、商用電源を直流に整流する等により電源を直流化すれば他にも応用可能である。
【００６２】
【発明の効果】
上記から明らかなように、本発明は、充分な差圧起動性能を得られると共に、起動後においては安定な運転状態が可能な電動圧縮機の駆動装置が得られるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の電動圧縮機の駆動装置における実施の形態１を示す電気回路図
【図２】 同実施の形態１における正弦波駆動の誘起電圧検出方法の説明図
【図３】 同実施の形態１におけるセンサレスＤＣブラシレスモータの電圧電流を示す波形図
【図４】 同実施の形態１における３相変調の最大変調１００％における各相の変調を示す波形図
【図５】 同実施の形態１における３相変調の最大変調５０％における各相の変調を示す波形図
【図６】 同実施の形態１における３相変調の最大変調１０％における各相の変調を示す波形図
【図７】 同実施の形態１における相電流検出方法を示す通電タイミングチャート
【図８】 同通電タイミング（ａ）における電流経路を示す電気回路図
【図９】 同通電タイミング（ｂ）における電流経路を示す電気回路図
【図１０】 同通電タイミング（ｃ）における電流経路を示す電気回路図
【図１１】 同通電タイミング（ｄ）における電流経路を示す電気回路図
【図１２】 同実施の形態１におけるＩＰＭモータの磁石回転子構造図
【図１３】 同実施の形態１における起動モード時の位相差−トルク特性図
【図１４】 同実施の形態１おける起動時の位相差と起動可能圧力差との関連を示す実験データ図
【図１５】 同実施の形態１における定常低速モード時の位相差−トルク特性図
【図１６】 同実施の形態１における定常中速モード、定常高速モード時の位相差−トルク特性図
【図１７】 同実施の形態１における位相差の時間との関連を示す説明図
【図１８】 同実施の形態１における位相差とモータ回転数との関連を示す制御信号の出力説明図
【図１９】 同実施の形態１における位相差低減条件の選択を示すフローチャート
【図２０】 本発明の電動圧縮機の駆動装置における実施の形態２を示す電気回路図
【図２１】 本発明の実施の形態３に係る電動圧縮機駆動装置を搭載した電動圧縮機の断面図
【図２２】 従来例である電動圧縮機を搭載した車両用空調装置の構成図
【図２３】 同１２０度通電駆動用の電気回路図
【符号の説明】
１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ 電流センサ
７ 制御回路
８ Ｕ相電流検出用電流センサ
９ Ｗ相電流検出用電流センサ
２０ インバータ装置
２１ 相電流検出用電流センサを備えたインバータ装置
３０ ケース
３１ モータ部
４０ 電動圧縮機

Claims (5)

1. 直流電源と、三相結線された固定子巻線と回転子とを有するセンサレスＤＣブラシレスＩＰＭモータと、前記モータにより駆動される圧縮機と、前記直流電源からの直流電圧をスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流を前記モータへ出力するインバータ装置と、前記固定子巻線に流れる相電流を検出する電流センサとを備え、前記電流センサによって検出される相電流に基づき、前記回転子の回転に起因して前記固定子巻線に発生する誘起電圧を演算し、起動時、最大トルクを得られるように、前記誘起電圧と前記相電流との位相差を制御し、起動完了後所定回転数まで、最大トルクとなる位相差より小さい位相差となるように制御する電動圧縮機の駆動装置。
2. 起動開始から所定時間経過するか、もしくは、所定回転数に到達するかにより、起動完了と判定される請求項１に記載の電動圧縮機の駆動装置。
3. 前記スイッチングのキャリア周期毎に演算される前記誘起電圧により、キャリア周期毎に前記回転子の位置を検出する請求項１または請求項２に記載の電動圧縮機の駆動装置。
4. 前記スイッチングは、３相変調である請求項１から請求項３のうちいずれか１項に記載の電動圧縮機の駆動装置。
5. 車両用空調装置に搭載される電動圧縮機の駆動装置とした請求項１から請求項４のうちいずれか１項に記載の電動圧縮機の駆動装置。