JP4561838B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源との間に設けられた電流センサにより、相電流を検出するインバータ装置に関する。特に、運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、低騒音化を図るものである。

従来より、直流電源との間に設けた電流センサにより相電流を検出するインバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。これについて、モータの運転時について以下説明する。モータが駆動され回転子が回転している状態を運転と定義する。図１１にインバータ装置とその周辺の電気回路を示す。インバータ装置２１の制御回路１２は、シャント抵抗６からの電圧により２相分の相電流を検出する。当該２個の電流値から残り１相分の相電流を演算する（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。

これらの電流値に基づき、センサレスＤＣブラシレスモータ１１（以降モータと称す）を構成する磁石回転子５による誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。そして、この位置検出、通信による回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２（ＩＧＢＴ、ＦＥＴ，トランジスタ等が用いられる）を、接続線１８を介して制御する。これにより、バッテリー１からの直流電圧がＰＷＭ変調でスイッチングされ、正弦波状の交流電流がモータ１１を構成する固定子巻線４へ出力される。インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、３Ｘ、３Ｙ、３Ｚと定義する。

図１２に、３相変調の５０％変調における波形の特性図を示す。Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３及び中性点電圧２９を示している。３相変調においては、変調が上がるにつれＤｕｔｙ５０％を中心に０％と１００％の両方向に伸びる。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は、各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。

図１３に、図１２に破線で示した位相２７０度〜３３０度における１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を中央から左右対称に表示している。Ｕ相の上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＶのＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相の上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間を太実線で表わしている。これは、一般的に、マイコンのタイマ機能により具現化される。同一相の上アームスイッチング素子がＯＮならば下アームスイッチング素子はＯＦＦ、上アームスイッチング素子がＯＦＦならば下アームスイッチング素子はＯＮの関係にある。但し、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止のためデッドタイム期間が設けられる。

シャント抵抗６による相電流検出の詳細は割愛するが、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電源ライン（シャント抵抗６）に流れる相電流を知ることができる。上アームスイッチング素子のＯＮする相が無い時は流れず（非通電、下循環）、１相のみＯＮ時はその相の電流が流れ（通電）、２相ＯＮ時は残りの相の電流が流れ（通電）、３相全てＯＮ時は流れない（非通電、上循環）。従って、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。但し、シャント抵抗６による電流検出において、上記ＯＮ時間が、電流検出するために必要な最低限の所定時間以上あることが条件になる（この所定時間をδと定義する）。

ここで、通電とは、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給される状態のことであり、非通電とは、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給されない状態のことと定義する。また、非通電における、下循環とは下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＮとなり、下アームとモータ１１間で電流が循環している状態のことであり、上循環とは上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＮとなり、上アームとモータ１１間で電流が循環している状態のことと定義する。

図１３において、シャント抵抗６による電流検出が可能となる期間を検出期間として、実線矢印で表示し、実線矢印近傍に検出される電流がどの相の電流かを示す。この場合、Ｕ相の相電流の検出期間をＵ、Ｗ相の相電流の検出期間をＷと表示している。

位相２７０度においては、Ｕ相の相電流しか検出できない。また、位相３３０度においては、Ｗ相の相電流しか検出できない。この１相分の相電流しか検出できないことへの対応の一例を図１４に示す。図１４（Ａ）は、図１３における位相３３０度の場合をそのまま示している。図１４（Ｂ）は、図１４（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）に所定値δを追加し、Ｖ相の相電流も検出できるようにしたものである。また、図１４（Ｃ）は、図１４（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を所定値δだけ削減し、Ｕ相の相電流も検出できるようにしたものである。このように、ＰＷＭ本来のＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）に追加もしくは削減を行い、相電流を検出できるようにすることを通電補正と定義する。また、この追加もしくは削減される値を通電補正量と定義する。これらにより、２相分の相電流が検出できるようになる。図１４（Ｂ）と図１４（Ｃ）の双方を実行することで、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）の所定値δの追加または削減がキャンセルされる。即ち、図１４（Ｂ）と図１４（Ｃ）の双方を実行することで、図１４（Ａ）の２回実行と同等になる。

次に、モータの運転前における磁石回転子の位置決めについて以下説明する。磁石回転子５の回転を始動させるためには、通電前に磁石回転子５の位置決めをしておく必要がある（例えば、特許文献２参照）。これについて、一例を以下説明する。図１５（Ａ）は、４極の場合において、固定子巻線４のＵ相とＶ相をＳ極に、Ｗ相をＮ極にして、磁石回転子５を位置決めする場合を示している。固定子巻線４のＳ極には磁石回転子５のＮ極が、固定子巻線４のＮ極には磁石回転子５のＳ極が、それぞれ対向して停止することにより、位置決めされる。このとき、図１５（Ｂ）に示す如く、固定子巻線４のＷ相からＵ相及びＶ相へ電流が流される。

図１６（（Ｂ）及び（Ｃ））、図１７（（Ｂ）及び（Ｃ））に、上記、位置決めにおける１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を、図１３、図１４と同様に表示している。そして、位置決めから運転に渡るＷ相の相電流を図１８に示す。

図１６（Ａ）は、図１８に示す位置決め初期において、電流を徐々に増加させるため、通電期間を小さく設定した場合である。位置決めスタートから電流が立ち上がりきるまでの期間を位置決め初期と定義する。位置決め初期において、この通電期間は徐々に大きくされる。この状態では、シャント抵抗６による電流検出はできない。そのための対応例が、図１６（Ｂ）、図１６（Ｃ）である。

図１６（Ｂ）は、図１６（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）のキャリア周期後半（右側）に、所定値δ以上を追加しＵ相の相電流を検出できるように、また、図１６（Ａ）における上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）のキャリア周期前半（左側）に、所定値δ以上を追加しＷ相の相電流を検出できるようにしたものである。これにより、２相分の相電流が検出できるようになる。

図１６（Ｃ）は、図１６（Ａ）における上アームスイッチング素子Ｕ、上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を所定値δ以上削減し、Ｕ相の相電流及びＷ相の相電流を検出できるようにしたものである。これにより、２相分の相電流が検出できるようになる。上記ＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）の所定値δ以上削減は、図１６（Ｂ）におけるＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）の所定値δ以上追加を、キャンセルするようになされる。即ち、図１６（Ｂ）と図１６（Ｃ）の双方を実行することで、ＰＷＭ変調結果は、図１６（Ａ）の２回実行と同等になる。

図１６（Ｂ）、図１６（Ｃ）を実行することで、２相分の相電流を検出しつつ、位置決め初期の電流を増加させることができる。図１６（Ａ）に示す通電期間は徐々に大きくされる。そして、位置決め初期は、おおよそ５０ｍＳ実行される。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、キャリア周期５００回分となる。

図１７（Ａ）は、図１８に示す位置決め定常期において、所定の一定電流が流れるように、通電期間を設定した場合である。置決め初期の電流立ち上り後において、一定電流となる期間を位置決め定常期と定義する。図１４（Ａ）と比べ、通電期間が短いが、これは磁石回転子５が停止しており固定子巻線４には誘起電圧が発生せず、同じ電流を流すためには通電期間が短くてよいからである。この状態では、シャント抵抗６による電流検出は、Ｗ相の相電流しか検出できない。そのための対応例が、図１７（Ｂ）、図１７（Ｃ）である。その方法は、基本的に運転時における図１４と同じである。

図１７（Ｂ）は、図１７（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）に所定値δ追加し、Ｖ相の相電流も検出できるようにしたものである。また、図１７（Ｃ）は、図１７（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を所定値δ削減し、Ｕ相の相電流も検出できるようにしたものである。これにより、２相分の相電流が検出できるようになる。図１７（Ｂ）と図１７（Ｃ）の双方を実行することで、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）への所定値δ追加または削減がキャンセルされる。

図１７（Ｂ）、図１７（Ｃ）を実行することで、２相分の相電流を検出しつつ、位置決め定常期の一定電流を流すことができる。そして、おおよそ１００ｍＳ実行される。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、キャリア周期１０００回分となる。

図１８に、位置決めから運転に渡るＷ相の相電流を示す。位置決めには、電流が徐々に増加する初期と、電流が一定となる定常期がある。この定常期の電流に連続して、運転時の正弦波交流電流が流れる。図１２の波形を正弦波交流電流に置き換えてみると（４１をＵ相の電流、４２をＶ相の電流、４３をＷ相の電流）、位相３３０度が位置決め定常期の電流即ち運転スタートの電流に相当する。位置決め定常期の電流に連続させるのは、安定して起動させるためである。位置決め電流を一旦ＯＦＦにすると、位置決めされた磁石回転子５の位置が動きかねないからでもある。磁石回転子５が回転を始めると、磁石回転子５により固定子巻線４に誘起電圧が発生するため、また、誘起電圧の位相に対する電流の位相が適切に制御されるため、正弦波交流電流の電流値は小さくなってゆく。
特開２００３−１８９６７０号公報（第１４頁、第１図、第１６頁、第１４図） 特開平１１−３５６０８８号公報（第７頁、第６図）

上記のように、電流センサが一つのみの相電流検出方法においては、電流センサを２個乃至３個用い相電流を直接検出する他の方式に比べ、構成部品が少ないため、小型化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができるなどの利点がある。

然しながら、２相分の相電流を検出できない場合には、一部の相において上アームスイッチング素子のＯＮ期間を増加もしくは減少させる通電補正が必要になる。この通電補正により、ＰＷＭ変調本来の電流に比較し、リップル電流が発生することとなる。このリップル電流は電磁力となり、モータの固定子巻線、メカ、ハウジングなどに作用し、騒音（振動）を発生させることとなる。ＯＮ期間の追加削減はキャンセルされＰＷＭ変調結果は変わらないが、キャリア周期内においてリップル電流が発生する。

特に、運転前の位置決め時においては、通電補正による影響が大きい。一つには、磁石回転子は回転していないため作動音が無く、リップル電流に起因する騒音が目立ちやすいためである。二つには、通電期間が短く（磁石回転子が停止しており固定子巻線には誘起電圧が発生せず、同じ電流を流すために通電期間が短くてよいため）、通電補正量が相対的に大きくなる（ＰＷＭ変調本来の通電期間に対し、追加もしくは削減される電流検出するために必要な最低限の所定時間δが相対的に大きくなる）ためである。位置決め初期は、定常期に比べ、更に通電期間が短く影響が大きい。三つには、通電補正しない場合、Ｗ相のみが直流電源のプラス側に接続されるのに対し、通電補正する場合、Ｕ相、Ｖ相も直流電源のプラス側に接続される瞬間があり、３相間の電流比率が瞬間変化する。これにより、磁石回転子の位置が瞬間変動し騒音（振動）を発生させるためである。

空調装置に用いられる電動圧縮機をインバータ装置で駆動する場合、車両用においては、搭載スペース、重量などの制約により防音箱などの装置を用いる事は困難である。本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、直流電源との間に配置される電流センサにより相電流を検出するインバータ装置において、位置決め時の騒音（振動）を低減することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により駆動電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させるとともに、通電に補正をして電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備え、制御回路は、モータの運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、通電補正をして相電流検出を行う期間は一部の期間に制限して通電補正を行わない期間を設け、少なくとも位置決め初期の電流立ち上り期間は前記通電補正を行わないとしたものである。この構成により、通電補正の影響が大きい位置決め時の騒音を抑制して相電流を検出するので、通電補正による位置決め時の騒音を抑制しつつ、単一の電流センサによる相電流の検出が可能であり、安定した起動を行うことができる。

本発明のインバータ装置は、通電補正による位置決め時の騒音を抑制しつつ、単一の電流センサによる相電流の検出が可能であり、安定した起動を行うことができる。

第１の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により駆動電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させるとともに、通電に補正をして電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備え、制御回路は、モータの運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、前記通電補正をして相電流検出を行う期間は一部の期間に制限して通電補正を行わない期間を設け、少なくとも位置決め初期の電流立ち上り期間は前記通電補正を行わないとしたものである。この構成により、通電補正の影響が大きい位置決め時の騒音を抑制して相電流を検出するので、通電補正による位置決め時の騒音を抑制しつつ、単一の電流センサによる相電流の検出が可能であり、安定した起動を行うことができる。

更に、位置決め時においては、通電補正量がＰＷＭ変調本来の通電期間に比較し相対的に大きいこと等により、通電補正の騒音への影響が大きい。中でも、位置決め初期の電流立ち上り期間は、電流を徐々に増加させるために定常期よりも通電期間が小さく設定されているため、また、１相だけでなく２相において通電補正が必要になるため、尚一層通電補正の騒音への影響が大きい。そのため、少なくともこの位置決め初期の電流立ち上り期間では通電補正を行わない期間とすることで位置決め時の騒音を大きく抑制することができる。

第２の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により駆動電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させるとともに、通電に補正をして電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備えたインバータ装置において、制御回路は、モータの運転前における磁石回転子の位置決め時、通電補正をして相電流検出を行う期間は一部の期間に制限して通電補正を行わない期間を設け、一部の期間は、位置決め初期の電流立ち上り後一定電流となる位置決め定常期であって、運転時のＰＷＭ変調の演算をするために相電流を検出する期間であるとしたものである。これにより、通電補正による位置決め時の騒音を抑制しつつ、単一の電流センサによる相電流の検出が可能であり、安定した起動を行うことができる。

第３の発明は、第１または第２の発明のインバータ装置において、通電補正を行わない期間においては、当該ＰＷＭ変調におけるＰＷＭ通電期間のＤｕｔｙをモータの温度に基づいて補正するものである。これにより、電流検出に基づく電流調節のできない通電補正を行わない期間においても、モータに流れる電流をモータの温度に係わらず所定の値にすることができる。そのため、確実な位置決めを行うことができる。

第４の発明は、第１乃至第３の発明のインバータ装置において、位置決め定常期終端の２キャリア周期において前記通電補正により相電流を検出するとするものである。これにより、位置決め定常期の時間が長い場合であっても、通電補正を行う期間は必要最小限となる。そのため、騒音は最小になるとともに、電流と位相が位置決めから連続して安定した起動を行うことができる。

第５の発明は、第１乃至第４の発明のインバータ装置において、ＰＷＭ変調を３相変調とするものである。２相変調に比較し、３相変調においては、電流波形が滑らかで低騒音であるため、リップル電流に起因する騒音が目立ち易く、本発明の効果が大きい。

第６の発明は、第１乃至第５の発明のインバータ装置において、電動圧縮機のモータを駆動するものである。電動圧縮機はルームエアコン、カーエアコンなどに使用されるため、その騒音が認識されやすい。そのため、低騒音化できる本発明の効果が大きい。また、電動圧縮機においては、モータ、冷凍サイクル保護のために、温度センサをモータ近傍、冷媒吐出口近傍に備える場合が多い。モータ温度と冷媒吐出温度とは近い値であり、モータ温度に代わり冷媒吐出温度を用いることができる。そのため、通電補正を行わない期間におけるモータ温度に基づくＰＷＭ変調補正において、モータ温度センサなどを新たに設ける必要がない。

第７の発明は、第６の発明のインバータ装置において、電動圧縮機を高圧型とするものである。高圧型の電動圧縮機においては、圧縮された高温高圧の冷媒により、モータが冷却される。そのため、モータの温度は高温になる。従って、通電補正を行わない期間におけるモータの温度に基づくＰＷＭ変調補正の効果が大きい。

第８の発明は、第６または第７の発明のインバータ装置において、モータの温度は、電動圧縮機に搭載されるインバータ装置の温度で代用されるものである。インバータ装置一体型電動圧縮機では、起動時温度が平衡しておれば、モータの温度とインバータ装置の温度は近い値となっている。インバータ装置においては、スイッチング素子などの保護のために、温度センサを備える場合が多い。そのため、通電補正を行わない期間におけるモータ温度に基づくＰＷＭ変調補正において、新たにモータ温度センサなどを設ける必要がない。

第９の発明は、第１乃至第８の発明のインバータ装置において、車両に搭載されるものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、走行による振動
に対する耐振性も必要なため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出する本インバータ装置は有用である。また、その騒音が認識されやすいため、低騒音化できる本発明の効果が大きい。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置２２とその周辺の電気回路である。インバータ装置２２の制御回路７は、シャント抵抗６からの電圧により、相電流を検出する。２相分の相電流を検出すれば、残りの相の相電流は、当該２個の電流値から演算できる（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。

運転時においては、制御回路７が、これら３相分の電流値に基づき、モータ１１を構成する磁石回転子５による固定子巻線４の誘起電圧を演算し、磁石回転子５の位置検出を行う。そして、この位置検出、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ１１の固定子巻線４へ出力する。

インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、３Ｘ、３Ｙ、３Ｚと定義する。

電流センサとしては、シャント抵抗６に限らず、ホール素子を用いた電流センサなど瞬時ピーク電流が検出できるものであれば良い。また、電源ラインのプラス側に設けても良い。シャント抵抗ならば、小型化耐振性向上が実現し易い。制御回路７は、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚと、ドライブ回路などを介して接続線１８により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スイッチング素子２がＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はゲート電圧を、パワートランジスタの場合はベース電流を制御する。

モータ１１の運転前における磁石回転子５の位置決め時における通電について以下説明する。モータ１１の磁石回転子５が回転している運転時の通電については、背景技術と同様である。

図２（Ａ）は、４極の場合において、固定子巻線４のＵ相とＶ相をＳ極に、Ｗ相をＮ極にして、磁石回転子５を位置決めする場合を示している。固定子巻線４のＳ極には磁石回転子５のＮ極が、固定子巻線４のＮ極には磁石回転子５のＳ極が、それぞれ対向して停止することにより、位置決めされる。このとき、制御回路７は、図２（Ｂ）に示す如く、固定子巻線４のＷ相からＵ相及びＶ相へ電流が流れるように、スイッチング素子２を制御する。但し、通電補正をして相電流検出を行う期間は一部の期間に制限する。

図３（Ａ）は、位置決め初期において、電流を徐々に増加させるため、通電期間を小さく設定した場合である。位置決め初期において、この通電期間は、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）に示すように、徐々に大きくされる。即ち、位置決め初期は図３（Ａ）、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）により構成される。ここでは、電流が立ち上がりきるまでの時間（位置決め初期）は、５０ｍＳであるが、定常期の電流値に到達するまでの時間である。この期間では、定常期よりも通電期間が小さく設定されているため、尚一層通電補正の騒音への影響が大きい。そのため、この位置決め初期の電流立ち上り期間を、通電補正を行わない期間とすることにより、位置決め時の騒音を大きく抑制することができる。

例として、バッテリー１の直流電圧をＤＣ３００Ｖ、固定子巻線４の各相の抵抗値を１Ω、キャリア周波数１０ｋＨｚ（キャリア周期１００μＳ）とする。ここで、位置決め定常期におけるＷ相の相電流値を２０Ａとするためには、固定子巻線４の等価抵抗値が１．５Ωとなるので（図２Ｂ参照）、ＤＣ３０Ｖ相当を印加する必要がある。ＤＣ３０Ｖは、ＤＣ３００Ｖの１０％である。従って、通電期間のＤｕｔｙを１０％（１０μＳ）にすればよい。

そのため、位置決め初期においては、通電期間のＤｕｔｙを１０％より小さい値から徐々に１０％近くまで増加させる。図３（Ａ）においては、２．５％（２．５μＳ）、図３（Ｂ）においては、５％（５μＳ）、図３（Ｃ）においては、７．５％（７．５μＳ）としている。通電期間は、キャリア周期の前半（左側）と後半（右側）に２分されている（３相変調であるため）ので、各通電期間は、図３（Ａ）においては、１．２５μＳ、図３（Ｂ）においては、２．５μＳ、図３（Ｃ）においては、３．７５μＳとなる。

ここで、電流検出するために必要な最低限の所定時間δを５μＳとすると、シャント抵抗６による電流検出はできない。そこで、通電補正すると仮定すると（通電補正量を５μＳとして）、通電補正量のＰＷＭ変調本来の通電期間に対する比率は、図３（Ａ）においては、４倍（５μＳ／１．２５μＳ、図３（Ｂ）においては、２倍（５μＳ／２．５μＳ）、図３（Ｃ）においては、１．３倍（５μＳ／３．７５μＳ）となる。従って、本来のＰＷＭ変調による電流に大きなリップル電流が加わり、また、３相間の電流比率が変化し、大きな騒音が発生する。本発明の実施の形態においては、この位置決め初期の電流立ち上り期間を、通電補正を行わない期間とする。これにより、位置決め時の騒音を大きく抑制することができる。

図４（Ａ）は、位置決め定常期において、所定の一定電流が流れるように、通電期間を設定した場合である。この状態では、シャント抵抗６による電流検出は、Ｗ相の相電流しか検出できない。そのための対応例が、図４（Ｂ）、図４（Ｃ）である。即ち、位置決め定常期は図４（Ｂ）、図４（Ｃ）により構成される。

図４（Ｂ）は、図４（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）に所定値δ追加し、Ｖ相の相電流も検出できるようにしたものである。また、図４（Ｃ）は、図４（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を所定値δ削減し、Ｕ相の相電流も検出できるようにしたものである。これにより、２相分の相電流が検出できるようになる。図４（Ｂ）と図４（Ｃ）の双方を実行することで、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）への所定値δ追加または削減がキャンセルされる。そして、図４（Ｂ）と図４（Ｃ）の双方を繰り返し実行することで、２相分の相電流を検出しつつ、位置決め定常期の一定電流を流すことができる。

図４（Ｂ）、図４（Ｃ）は、おおよそ１００ｍＳ実行される。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、キャリア周期１０００回分となる。そのため、位置決め定常期に検出される相電流から、運転時のＰＷＭ変調を演算するのに充分な時間を確保できる。即ち、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調の演算に使用して、相電流の検出をＰＷＭ変調に反映できる。

図５に、位置決めから運転に渡るＷ相の相電流を示す。位置決め初期の電流立ち上り期間では、通電補正を行わない期間即ち相電流検出を行わない期間としている。図１２の波形を正弦波交流電流に置き換えてみると（４１をＵ相の電流、４２をＶ相の電流、４３をＷ相の電流）、位相３３０度が位置決め定常期終端の電流即ち運転スタートの電流に相当する。定常期には通電補正により相電流を検出し、更に上記位相を加味し、運転時のＰＷＭ変調を演算する（反映する）。これにより、位置決め定常期の電流に連続して（位相３３０度から位相が増加する方向に）、運転時の正弦波交流電流が流れる。従って、電流と位相が位置決めから連続し、安定した起動を行うことができる。

尚、上記実施の形態において、固定子巻線４のＵ相とＶ相をＳ極に、Ｗ相をＮ極にして、４極の磁石回転子５を位置決めする場合を示したが、これに限るものではなく、固定子巻線４のＳ極Ｎ極の相は任意であり、２極、６極等にも、また、固定子巻線４の２相のみに電流を流す場合にも適用できる（２相をＷ相、Ｕ相とすれば例えば位相３００度に相当する）。相電流を検出するための通電補正は上記に限らず、常に３相分検出、キャリア周期の前半のみで検出など任意である。図３、図４におけるＰＷＭ変調本来の通電期間は、バッテリー１の直流電圧を検出し、基準電圧（上記例ではＤＣ３００Ｖ）に対する比率により、調整（比率の逆数を掛ける）し電流精度をＵＰしても良い。

（実施の形態２）
実施の形態２においての位置決め初期は、実施の形態１における図３と同じである。位置決め定常期について説明する。図６（Ａ）は、図４（Ａ）と同じであり、位置決め定常期において、所定の一定電流が流れるように、通電期間を設定した場合である。実施の形態１とは異なり、位置決め定常期１００ｍＳのうち９９ｍＳこれを実施する。この期間は、通電補正を行わない期間であるため、実施の形態１に比べ、位置決め時の騒音を更に抑制することができる。

図６（Ｂ）、図６（Ｃ）は、図４（Ｂ）、図４（Ｃ）と同じであるが、実施時間は１ｍＳである。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、キャリア周期１０回分となる。そのため、位置決め定常期に検出される相電流から、運転時のＰＷＭ変調を演算するのに充分な時間を確保できる。即ち、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる。以上により、位置決め定常期は図６（Ａ）、図６（Ｂ）、図６（Ｃ）により構成される。通電補正を行わない期間は、位置決め１５０ｍＳ（初期５０ｍＳ、定常期１００ｍＳ）のうち１４９ｍＳ（初期５０ｍＳ、定常期９９ｍＳ）となり、騒音は殆ど抑制される。

図７に、位置決めから運転に渡るＷ相の相電流を示す。図５に比較し、電流検出が位置決め定常期の終端から始まっている。位置決めのうち位置決め定常期の終端以外では、通電補正を行わない期間即ち相電流検出を行わない期間としている。図１２の波形を正弦波交流電流に置き換えてみると（４１をＵ相の電流、４２をＶ相の電流、４３をＷ相の電流）、位相３３０度が位置決め定常期の電流即ち運転スタートの電流に相当する。位置決め定常期の終端では通電補正により相電流を検出し、更に上記位相を加味し、運転時のＰＷＭ変調を演算する（反映する）。これにより、位置決め定常期の電流に連続して、運転時の正弦波交流電流が流れる。従って、電流と位相が位置決めから連続し、安定した起動を行うことができる。

（実施の形態３）
実施の形態３においての位置決め初期は、実施の形態１における図３と同じである。位置決め定常期について説明する。位置決め定常期については、実施の形態２における、通電補正を行う期間の時間を短縮したものとなる。即ち、図６（Ａ）の９９ｍＳを９９．８ｍＳ、図６（Ｂ）及び図６（Ｃ）の１ｍＳを０．２ｍＳにしたものである。即ち、位置決め定常期の終端の通電補正は０．２ｍＳのみである。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、２キャリア周期のみである。図６（Ｂ）が１キャリア周期及び図６（Ｃ）が１キャリア周期となる。

これについて、図８により説明する。位置決め定常期終端の２キャリア周期を、ｐ１４９９、ｐ１５００とし、運転スタート当初のキャリア周期を、ｍ１として、横軸は時間であり連続させて示す。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、位置決め１５０ｍＳは、１５００キャリア周期に相当するため、位置決め（定常期の）最終端のキャリア周期をｐ１５００としている。

図の上から、ＰＷＭ出力のタイミング、ＰＷＭ演算のタイミング、電流検出のタイミングを示す。キャリア周期ｐ１４９９において検出された相電流（この場合、キャリア周期前半と後半で２相分）は、位相情報（この場合、３３０度）とともに、キャリア周期ｍ１におけるＰＷＭ出力の演算のために、キャリア周期ｐ１５００において使用される。即ち、位置決めにおけるキャリア周期ｐ１４９９において検出される相電流は、運転時のキャリア周期ｍ１に反映される。また、位置決めにおけるキャリア周期ｐ１５００において検出される相電流は、運転時のキャリア周期ｍ１に続くキャリア周期ｍ２に反映される。

通電補正を行わない期間は、位置決め１５０ｍＳ（初期５０ｍＳ、定常期１００ｍＳ）のうち１４９．８ｍＳ（初期５０ｍＳ、定常期９９．８ｍＳ）となり、騒音は皆無に近い。

図７に適用すると、電流検出は位置決め定常期終端の２キャリア周期から始まることになる。位置決め定常期の終端２キャリア周期においては通電補正により相電流を検出し、更に前述の位相を加味し、運転時のＰＷＭ変調を演算する（反映する）。これにより、位置決め定常期の電流に連続して、運転時の正弦波交流電流が流れる。従って、電流と位相が位置決めから連続し、安定した起動を行うことができる。

尚、上記実施の形態において、キャリア周期ｐ１４９９において検出される相電流が、運転時のキャリア周期ｍ１に反映される場合を示したが、制御回路（マイコン等）などの性能により、演算速度が速くキャリア周期ｐ１５００で反映できる場合もあり、また、演算速度が遅くキャリア周期ｐ１４９８・・でなければ反映できない場合もある。キャリア周期前半と後半で２相分の相電流を検出する場合を示したが、前半のみ、後半のみなどでも可能であり、特に限定するものではない。

（実施の形態４）
図９に、電動圧縮機４０の右側にインバータ装置２２を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ１１等が設置されている。冷媒は、吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ１１で駆動されることにより、圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ１１を通過する際にモータ１１を冷却し、吐出口３４より吐出される。

インバータ装置２２は電動圧縮機４０に取り付けられるように、ケース３０を使用している。発熱源となるインバータ回路部１０は、低圧配管３８を介して低圧冷媒で冷却される。電動圧縮機４０の内部でモータ１１の固定子巻線４に接続されているターミナル３９は、インバータ回路部１０の出力部に接続される。保持部３５でインバータ装置２２に固定される接続線３６には、バッテリー１への電源線と回転数信号を送信するエアコンコントローラ（図示せず）との信号線がある。

電動圧縮機はルームエアコン、カーエアコンなどに使用されるため、ユーザにその騒音が認識されやすい。そのため、低騒音化できる本発明の効果が大きい。また、上記のようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置２２が小さいこと、振動に強いことが必要になる。そのため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出し、低騒音を実現する本発明の実施の形態として好適である。

尚、上記実施の形態において、電動圧縮機の圧縮機構部をスクロールとしたが、これに限るものではない。また、圧縮された冷媒がモータを冷却する高圧型について示したが、低圧型でもよい。

（実施の形態５）
図９のインバータ装置一体型電動圧縮機には、モータの温度を検出するモータ温度センサ８が固定子巻線４近傍に取り付けられている。また、インバータの温度を検出するインバータ温度センサ９がインバータ回路１０近傍に取り付けられている。起動時、温度が平衡している状態では、モータ温度センサ８が検出するモータの温度とインバータ温度センサ９が検出するインバータ装置の温度とは、ほぼ等しい値となる。そのため、モータ温度センサ８が無い場合、インバータ温度センサ９で代用できる。

実施の形態１において例として前述の通電期間Ｄｕｔｙ１０％（１０μＳ）は、モータ温度が２０℃の場合とし、固定子巻線の抵抗の温度係数が０．４％／℃とする。モータ温度センサ８もしくはインバータ温度センサ９により検出される温度が７０℃ならば、２０℃から５０℃の上昇となる。固定子巻線の抵抗値は、５０℃＊０．４％／℃＝２０％大きくなる。そのため、電流値２０Ａを維持するためには、通電期間Ｄｕｔｙを２０％大きくする必要がある。即ち、通電期間Ｄｕｔｙ１２％（１２μＳ）とすれば良い。

尚、上記実施の形態において温度センサを、モータ温度センサ、インバータ温度センサとしたが、これに限るものではなく、冷媒吐出口近傍に備えられる吐出温度センサなどでもよい。

（実施の形態６）
図１０は、本発明のインバータ装置を圧縮機に一体に構成し（実施の形態４）、空調装置に適用して車両６０に搭載した一例を示す。インバータ装置一体型電動圧縮機６１及び室外熱交換器６３、室外ファン６２が、車両６０の前方のエンジンルーム（乃至モータルーム）に搭載される。一方、車両室内には室内送風ファン６５、室内熱交換器６７、エアコンコントローラ６４が配置されている。空気導入口６６から車外空気を吸込み、室内熱交換器６７で熱交換した空気を車室内に吹き出す。

車両、特に電気自動車やハイブリッドカーにおいては、走行性能確保、搭載性の面から、車両用空調装置にも小型軽量が求められ、その中でも重量があり、しかも狭いモータルーム（乃至エンジンルーム）内やその他のスペースに取り付けられる電動圧縮機の小型軽量化は重要課題である。また、モータによる走行においては静粛性が高く、電動圧縮機に低騒音が求められる。走行時などの振動に対する耐振性も必要である。

本発明のインバータ装置は、上記各実施の形態に示すシャント抵抗６など電流センサ１個の構成により、小型化と耐振性が実現でき、低騒音も達成できる。従って、本発明のインバータ装置は、これら車両用として大変好適である。

尚、上記各実施の形態において、直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源などでもよい。モータをセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、リラクタンスモータ等位置決め必要なモータに適用できる。正弦波駆動に限らず位置決め時に相電流の検出が必要となる駆動方式に適用できる。また、ＰＷＭ２相変調においても適用できる。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、通電補正による位置決め時の騒音を抑制しつつ、単一の電流センサによる相電流の検出が可能であり、安定した起動を行うことができる。また、小型で耐振などの信頼性を向上できるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。

本発明の実施の形態１に係るインバータ装置とその周辺の電気回路図 （Ａ）本発明の実施の形態１に係る位置決め時における固定子巻線と磁石回転子の位置関係図、（Ｂ）同位置決め時における固定子巻線の電流説明図 （Ａ）本発明の実施の形態１に係る位置決め初期における通電を示す第１の説明図、Ｂ）同第２の説明図、（Ｃ）同第３の説明図 （Ａ）位置決め定常期における通電例を示す説明図、（Ｂ）本発明の実施の形態１に係る通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図 本発明の実施の形態１に係る位置決めから運転に渡るＷ相の相電流説明図 （Ａ）本発明の実施の形態２に係る位置決め定常期における通電例を示す説明図、（Ｂ）同通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図 本発明の実施の形態２に係る位置決めから運転に渡るＷ相の相電流説明図 本発明の実施の形態３に係る位置決め時における電流検出を運転時のＰＷＭ変調に反映するタイミングの説明図 本発明の実施の形態４及び実施の形態５に係るインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図 本発明の実施の形態６に係るインバータ装置を搭載した車両の模式図 直流電源との間の電流センサで相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 最大変調５０％３相変調における各相の変調を示す波形図 最大変調５０％３相変調の位相２７０度〜３３０度における上アームのＯＮ期間、検出期間を示す特性図 （Ａ）運転時における通電補正前の一例を示す説明図、（Ｂ）同通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図 （Ａ）位置決め時における固定子巻線と磁石回転子の位置関係図、（Ｂ）位置決め時における固定子巻線の電流説明図 （Ａ）位置決め初期における通電補正前の一例を示す説明図、（Ｂ）同通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図 （Ａ）位置決め定常期における通電補正前の一例を示す説明図、（Ｂ）同通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図 位置決めから運転に渡るＷ相の相電流説明図

符号の説明

１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ シャント抵抗（電流センサ）
７ 制御回路
８ モータ温度センサ
９ インバータ温度センサ
１０ インバータ回路
１１ センサレスＤＣブラシレスモータ
２２ インバータ装置
４０ 電動圧縮機
６０ 車両

Claims (9)

1. 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサと、前記インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により駆動電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させるとともに、前記通電に補正をして前記電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備えたインバータ装置において、前記制御回路は、前記モータの運転前における磁石回転子の位置決め時、前記通電補正をして相電流検出を行う期間は一部の期間に制限して前記通電補正を行わない期間を設け、
   少なくとも位置決め初期の電流立ち上り期間は前記通電補正を行わないことを特徴とするインバータ装置。
2. 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサと、前記インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により駆動電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させるとともに、前記通電に補正をして前記電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備えたインバータ装置において、前記制御回路は、前記モータの運転前における磁石回転子の位置決め時、前記通電補正をして相電流検出を行う期間は一部の期間に制限して前記通電補正を行わない期間を設け、
   前記一部の期間は、位置決め初期の電流立ち上り後一定電流となる位置決め定常期であって、運転時のＰＷＭ変調の演算をするために相電流を検出する期間であることを特徴とするインバータ装置。
3. 前記通電補正を行わない期間においては、当該ＰＷＭ変調におけるＰＷＭ通電期間のＤｕｔｙを前記モータの温度に基づいて補正する請求項１または２に記載のインバータ装置。
4. 位置決め定常期終端の２キャリア周期において前記通電補正をして相電流を検出する請求項１〜３のいずれか一項に記載のインバータ装置。
5. 前記ＰＷＭ変調は３相変調である請求項１から請求項４のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
6. 電動圧縮機のモータを駆動する請求項１から請求項５のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
7. 前記電動圧縮機は高圧型である請求項６に記載のインバータ装置。
8. 前記モータの温度は、前記電動圧縮機に搭載されるインバータ装置の温度で代用される請求項６または請求項７に記載のインバータ装置。
9. 車両に搭載される請求項１から請求項８のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。