JP2003189670A - 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置 - Google Patents
電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 安価な構成で相電流を正確に検出し、低速域
から高速域まで良質な駆動が可能な電動機駆動装置を提
供する。 【解決手段】 電動機駆動装置は、インバータ２、イン
バータ母線電流を検出する電流検出部１１、インバータ
の出力電圧値と電流検出部による電流値とからモータ誘
起電圧を推定する誘起電圧推定部１７、推定された誘起
電圧推定値に基づきモータの回転子位置を推定する回転
子位置速度検出部１８、推定された回転子位置の情報に
基づきインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷ
Ｍ信号生成部９及びＰＷＭ信号生成部で生成されたＰＷ
Ｍ信号のデューティを補正するデューティ補正部１９を
備える。デューティ補正部１９はＰＷＭ信号生成部で生
成されたＰＷＭ信号のデューティを電流検出部がインバ
ータ母線電流を検出する期間においてＰＷＭ信号を変化
させないようなデューティに補正する。
から高速域まで良質な駆動が可能な電動機駆動装置を提
供する。 【解決手段】 電動機駆動装置は、インバータ２、イン
バータ母線電流を検出する電流検出部１１、インバータ
の出力電圧値と電流検出部による電流値とからモータ誘
起電圧を推定する誘起電圧推定部１７、推定された誘起
電圧推定値に基づきモータの回転子位置を推定する回転
子位置速度検出部１８、推定された回転子位置の情報に
基づきインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷ
Ｍ信号生成部９及びＰＷＭ信号生成部で生成されたＰＷ
Ｍ信号のデューティを補正するデューティ補正部１９を
備える。デューティ補正部１９はＰＷＭ信号生成部で生
成されたＰＷＭ信号のデューティを電流検出部がインバ
ータ母線電流を検出する期間においてＰＷＭ信号を変化
させないようなデューティに補正する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレスＤＣモ
ータなどの電動機を任意の回転数で駆動する電動機駆動
装置及びそれを用いた冷凍装置に関する。
ータなどの電動機を任意の回転数で駆動する電動機駆動
装置及びそれを用いた冷凍装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、空気調和機における圧縮機などの
電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点
から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。そ
の中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモ
ータのような効率の高い電動機を任意の周波数で駆動す
るインバータなどが広く一般に使用されている。さら
に、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動
を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低
くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。
電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点
から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。そ
の中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモ
ータのような効率の高い電動機を任意の周波数で駆動す
るインバータなどが広く一般に使用されている。さら
に、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動
を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低
くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。
【０００３】空気調和機における圧縮機のような電動機
を駆動する場合、電動機の回転子の位置を検出するセン
サを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を
何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス
正弦波駆動の技術も発明されている。また、回転子の位
置を推定する方法としては、電動機の誘起電圧を推定す
ることにより行う方法（特開２０００−３５０４８９号
公報など）がある。
を駆動する場合、電動機の回転子の位置を検出するセン
サを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を
何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス
正弦波駆動の技術も発明されている。また、回転子の位
置を推定する方法としては、電動機の誘起電圧を推定す
ることにより行う方法（特開２０００−３５０４８９号
公報など）がある。
【０００４】図２２に位置センサレス正弦波駆動を実現
するためのシステム構成を示す。ブラシレスモータ３を
駆動する駆動装置は、直流電源１、インバータ２、制御
部６、電流センサ７ｖと７ｗとを有する。ブラシレスモ
ータ３は固定子４と回転子５からなる。
するためのシステム構成を示す。ブラシレスモータ３を
駆動する駆動装置は、直流電源１、インバータ２、制御
部６、電流センサ７ｖと７ｗとを有する。ブラシレスモ
ータ３は固定子４と回転子５からなる。
【０００５】ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ
結線された３つの相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられ
る固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備
える。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕ、Ｖ相巻
線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖ、Ｗ相巻線４ｗの非結
線端にＷ相端子８ｗが接続される。
結線された３つの相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられ
る固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備
える。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕ、Ｖ相巻
線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖ、Ｗ相巻線４ｗの非結
線端にＷ相端子８ｗが接続される。
【０００６】インバータ２は、一対のスイッチング素子
が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回
路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３つ有する。これら
直列回路に、直流電源１から出力されるＤＣ電圧が印加
される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子
１２ｕ、および下流側スイッチング素子１２ｘより成
る。Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２
ｖ、および下流側スイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ
相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｗ、お
よび下流側スイッチング素子１２ｗより成る。なお、フ
リーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４
ｘ，１４ｙ，１４ｚが、各スイッチング素子と並列に接
続される。
が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回
路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３つ有する。これら
直列回路に、直流電源１から出力されるＤＣ電圧が印加
される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子
１２ｕ、および下流側スイッチング素子１２ｘより成
る。Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２
ｖ、および下流側スイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ
相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｗ、お
よび下流側スイッチング素子１２ｗより成る。なお、フ
リーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４
ｘ，１４ｙ，１４ｚが、各スイッチング素子と並列に接
続される。
【０００７】インバータ２におけるスイッチング素子１
２ｕ，１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖ，
１２ｙの相互接続点、およびスイッチング素子１２ｗ，
１２ｚの相互接続点に、ブラシレスモータ３の端子８
ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。
２ｕ，１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖ，
１２ｙの相互接続点、およびスイッチング素子１２ｗ，
１２ｚの相互接続点に、ブラシレスモータ３の端子８
ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。
【０００８】制御部６は、ブラシレスモータ３の相巻線
４ｖ，４ｗに流れる電流を電流センサ７ｖ,７ｗによっ
て検出し、この電流値をもとに誘起電圧を推定してイン
バータ２を制御する信号を出力する。以上のような回路
構成にて、ブラシレスモータ３の駆動制御を行ってい
る。
４ｖ，４ｗに流れる電流を電流センサ７ｖ,７ｗによっ
て検出し、この電流値をもとに誘起電圧を推定してイン
バータ２を制御する信号を出力する。以上のような回路
構成にて、ブラシレスモータ３の駆動制御を行ってい
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このような従来の、誘
起電圧の推定による位置センサレス正弦波駆動において
は、駆動する電動機の相電流を検出するために、電流セ
ンサなどの検出器を最低でも２つ用いなければならず、
駆動装置を構成する上でコストアップの要因となってし
まうという問題があった。
起電圧の推定による位置センサレス正弦波駆動において
は、駆動する電動機の相電流を検出するために、電流セ
ンサなどの検出器を最低でも２つ用いなければならず、
駆動装置を構成する上でコストアップの要因となってし
まうという問題があった。
【００１０】本発明は上記の課題を解決するもので、安
価な構成で相電流を正確に検出し、低速回転域から高速
回転域まで良質な駆動が可能な電動機駆動装置及びそれ
を用いた冷凍装置を提供することを目的とする。
価な構成で相電流を正確に検出し、低速回転域から高速
回転域まで良質な駆動が可能な電動機駆動装置及びそれ
を用いた冷凍装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明に係る電動機駆動
装置は、高圧側に配置された上アームスイッチング素子
と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からな
るスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子
の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧
に変換し三相電動機にその駆動電圧として供給するイン
バータと、インバータの母線に流れる電流を検出する電
流検出手段と、インバータが出力する電圧値と前記電流
検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘
起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、推定された誘起
電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置を推
定する回転子位置速度検出手段と、推定された回転子磁
極位置の情報に基づいて、前記インバータの各スイッチ
ング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ
信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷ
Ｍ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを
備える。デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号生成手段で
生成されたＰＷＭ信号のデューティ値を、電流検出手段
がインバータ母線電流を検出する期間はＰＷＭ信号が変
化しないようなデューティ値に補正する。
装置は、高圧側に配置された上アームスイッチング素子
と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からな
るスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子
の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧
に変換し三相電動機にその駆動電圧として供給するイン
バータと、インバータの母線に流れる電流を検出する電
流検出手段と、インバータが出力する電圧値と前記電流
検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘
起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、推定された誘起
電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置を推
定する回転子位置速度検出手段と、推定された回転子磁
極位置の情報に基づいて、前記インバータの各スイッチ
ング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ
信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷ
Ｍ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを
備える。デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号生成手段で
生成されたＰＷＭ信号のデューティ値を、電流検出手段
がインバータ母線電流を検出する期間はＰＷＭ信号が変
化しないようなデューティ値に補正する。
【００１２】デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号の一キ
ャリア周期のうちのインバータの上アームのスイッチン
グ素子が１つのみ通電している第１の期間と上アームの
スイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにお
いて電流検出手段がインバータ母線電流を検出するため
の時間が確保されるようにデューティ値を補正してもよ
い。このとき、電流検出手段は第１の期間と第２の期間
に検出されるインバータ母線電流を電動機の三相それぞ
れに流れる相電流に変換する。
ャリア周期のうちのインバータの上アームのスイッチン
グ素子が１つのみ通電している第１の期間と上アームの
スイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにお
いて電流検出手段がインバータ母線電流を検出するため
の時間が確保されるようにデューティ値を補正してもよ
い。このとき、電流検出手段は第１の期間と第２の期間
に検出されるインバータ母線電流を電動機の三相それぞ
れに流れる相電流に変換する。
【００１３】また、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号
の半キャリア周期のうちのインバータの上アームのスイ
ッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上ア
ームのスイッチング素子が２つ通電している第２の期間
とにおいて前記電流検出手段がインバータ母線電流を検
出するための時間が確保されるようにデューティ値を補
正してもよい。このとき、電流検出手段は第１の期間と
第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動
機の三相それぞれに流れる相電流に変換する。
の半キャリア周期のうちのインバータの上アームのスイ
ッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上ア
ームのスイッチング素子が２つ通電している第２の期間
とにおいて前記電流検出手段がインバータ母線電流を検
出するための時間が確保されるようにデューティ値を補
正してもよい。このとき、電流検出手段は第１の期間と
第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動
機の三相それぞれに流れる相電流に変換する。
【００１４】また、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号
の一キャリア周期中の一つの半キャリア周期におけるイ
ンバータの上アームのスイッチング素子が１つのみ通電
している第１の期間と上アームのスイッチング素子が２
つ通電している第２の期間において、電流検出手段がイ
ンバータ母線電流を検出するための時間が確保されるよ
うにデューティ値を補正するとともに、残りの半キャリ
ア周期で補正されたデューティの増減分を修正する。こ
のとき、電流検出手段は第１の期間と第２の期間に検出
されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれ
に流れる相電流に変換する。
の一キャリア周期中の一つの半キャリア周期におけるイ
ンバータの上アームのスイッチング素子が１つのみ通電
している第１の期間と上アームのスイッチング素子が２
つ通電している第２の期間において、電流検出手段がイ
ンバータ母線電流を検出するための時間が確保されるよ
うにデューティ値を補正するとともに、残りの半キャリ
ア周期で補正されたデューティの増減分を修正する。こ
のとき、電流検出手段は第１の期間と第２の期間に検出
されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれ
に流れる相電流に変換する。
【００１５】また、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号
の一キャリア周期のうちのインバータの上アームのスイ
ッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上ア
ームのスイッチング素子が２つ通電している第２の期間
とにおいて電流検出手段による電流検出のための時間が
確保されるようデューティ値を補正するとともに、次の
キャリア周期で補正されたデューティの増減分を修正し
てもよい。または、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号
のキャリア周期の半キャリア周期のうちのインバータの
上アームのスイッチング素子が１つのみ通電している第
１の期間と上アームのスイッチング素子が２つ通電して
いる第２の期間とにおいて電流検出手段による電流検出
のための時間が確保されるようデューティを補正すると
ともに、次のキャリア周期で補正されたデューティの増
減分を修正する。このとき、電流検出手段は電流検出時
間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるイ
ンバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる
相電流に変換する。このとき、さらに、誘起電圧推定手
段は、デューティの増減分が修正されたキャリア周期に
おいては、前回のキャリア周期で検出された相電流を用
いて誘起電圧の推定を行なってもよい。
の一キャリア周期のうちのインバータの上アームのスイ
ッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上ア
ームのスイッチング素子が２つ通電している第２の期間
とにおいて電流検出手段による電流検出のための時間が
確保されるようデューティ値を補正するとともに、次の
キャリア周期で補正されたデューティの増減分を修正し
てもよい。または、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号
のキャリア周期の半キャリア周期のうちのインバータの
上アームのスイッチング素子が１つのみ通電している第
１の期間と上アームのスイッチング素子が２つ通電して
いる第２の期間とにおいて電流検出手段による電流検出
のための時間が確保されるようデューティを補正すると
ともに、次のキャリア周期で補正されたデューティの増
減分を修正する。このとき、電流検出手段は電流検出時
間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるイ
ンバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる
相電流に変換する。このとき、さらに、誘起電圧推定手
段は、デューティの増減分が修正されたキャリア周期に
おいては、前回のキャリア周期で検出された相電流を用
いて誘起電圧の推定を行なってもよい。
【００１６】また、電動機駆動装置は電動機の負荷状態
を判断する負荷判定手段をさらに、備えてもよい。この
とき、デューティ補正手段は、負荷判定手段の判断結果
に基いて、重負荷であると判断された場合は第１のモー
ドに、軽負荷であると判断された場合は第２のモードに
切替えて動作する。
を判断する負荷判定手段をさらに、備えてもよい。この
とき、デューティ補正手段は、負荷判定手段の判断結果
に基いて、重負荷であると判断された場合は第１のモー
ドに、軽負荷であると判断された場合は第２のモードに
切替えて動作する。
【００１７】ここで、第１のモードは、インバータを制
御するＰＷＭ信号の一キャリア周期のうち、インバータ
の上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の
期間と、上アームスイッチング素子が２つ通電している
第２の期間において、前記電流検出手段のインバータ母
線電流を検出するための時間が確保されるようなデュー
ティ値に補正し、電流検出手段が、第１の期間と第２の
期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三
相それぞれに流れる相電流に変換するモードである。第
２のモードは、デューティ補正手段が、ＰＷＭ信号の一
キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチン
グ素子が１つ通電している第１の期間と上アームスイッ
チング素子が２つ通電している第２の期間において、電
流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間
が確保されるようなデューティ値に補正するとともに、
次のキャリア周期において補正されたデューティの増減
分を修正し、電流検出手段が検出時間が確保された第１
の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を
前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモ
ードである。
御するＰＷＭ信号の一キャリア周期のうち、インバータ
の上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の
期間と、上アームスイッチング素子が２つ通電している
第２の期間において、前記電流検出手段のインバータ母
線電流を検出するための時間が確保されるようなデュー
ティ値に補正し、電流検出手段が、第１の期間と第２の
期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三
相それぞれに流れる相電流に変換するモードである。第
２のモードは、デューティ補正手段が、ＰＷＭ信号の一
キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチン
グ素子が１つ通電している第１の期間と上アームスイッ
チング素子が２つ通電している第２の期間において、電
流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間
が確保されるようなデューティ値に補正するとともに、
次のキャリア周期において補正されたデューティの増減
分を修正し、電流検出手段が検出時間が確保された第１
の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を
前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモ
ードである。
【００１８】または、第１のモードは、デューティ補正
手段が、インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア
周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が
１つ通電している第１の期間と上アームスイッチング素
子が２つ通電している第２の期間とにおいて、電流検出
手段のインバータ母線電流を検出するための時間を確保
したデューティに補正し、電流検出手段は、第１の期間
と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電
動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードで
あってもよい。第２のモードは、デューティ補正手段
が、インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期
のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ
通電している第１の期間と、上アームスイッチング素子
が２つ通電している第２の期間において、電流検出手段
のインバータ母線電流を検出するための時間が確保され
るようなデューティ値に補正するとともに、次のキャリ
ア周期において補正されたデューティの増減分を修正
し、電流検出手段は、検出時間が確保された第１の期間
と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電
動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードで
あってもよい。
手段が、インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア
周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が
１つ通電している第１の期間と上アームスイッチング素
子が２つ通電している第２の期間とにおいて、電流検出
手段のインバータ母線電流を検出するための時間を確保
したデューティに補正し、電流検出手段は、第１の期間
と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電
動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードで
あってもよい。第２のモードは、デューティ補正手段
が、インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期
のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ
通電している第１の期間と、上アームスイッチング素子
が２つ通電している第２の期間において、電流検出手段
のインバータ母線電流を検出するための時間が確保され
るようなデューティ値に補正するとともに、次のキャリ
ア周期において補正されたデューティの増減分を修正
し、電流検出手段は、検出時間が確保された第１の期間
と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電
動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードで
あってもよい。
【００１９】第２のモードで動作中は、誘起電圧推定手
段は、第２のモードにおいてデューティの増減分が修正
されたキャリア周期においては、前回のキャリア周期で
検出された相電流を用いて誘起電圧の推定を行なっても
よい。
段は、第２のモードにおいてデューティの増減分が修正
されたキャリア周期においては、前回のキャリア周期で
検出された相電流を用いて誘起電圧の推定を行なっても
よい。
【００２０】また、負荷判定手段は、ＰＷＭ信号のデュ
ーティ値の大きさ、電動機の回転数又は電流検出手段で
得られる電流値を用いて負荷状態を判断できる。
ーティ値の大きさ、電動機の回転数又は電流検出手段で
得られる電流値を用いて負荷状態を判断できる。
【００２１】第１のモードと前記第２のモードの切り替
えにおいて、ヒステリシスを設けるのが好ましい。
えにおいて、ヒステリシスを設けるのが好ましい。
【００２２】本発明に係る冷凍装置は上記の本発明の電
動機駆動装置を冷媒を圧縮する圧縮機の駆動装置として
用いる。
動機駆動装置を冷媒を圧縮する圧縮機の駆動装置として
用いる。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るモータ駆動装
置の実施の形態について図面を参照して説明する。
置の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２４】（実施の形態１）図１は本発明に係るモー
タ駆動装置の構成を示すブロック図である。モータ駆動
装置は、直流電源１、ブラシレスモータ３に供給する駆
動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２
を制御する制御部６を有する。
タ駆動装置の構成を示すブロック図である。モータ駆動
装置は、直流電源１、ブラシレスモータ３に供給する駆
動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２
を制御する制御部６を有する。
【００２５】ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ
結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固
定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相
巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの
非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端に
Ｗ相端子８ｗが接続されている。
結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固
定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相
巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの
非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端に
Ｗ相端子８ｗが接続されている。
【００２６】インバータ２は一対のスイッチング素子か
らなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用と
して３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッ
チング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に
直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出
力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッ
ジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１２
ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１２ｘよ
り成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッ
チング素子１２ｖ及び低圧側スイッチング素子１２ｙよ
り成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッ
チング素子１２ｗ及び低圧側スイッチング素子１２ｚよ
りなる。また、各スイッチング素子と並列にフリーホイ
ールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４
ｙ，１４ｚが接続されている。
らなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用と
して３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッ
チング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に
直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出
力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッ
ジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１２
ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１２ｘよ
り成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッ
チング素子１２ｖ及び低圧側スイッチング素子１２ｙよ
り成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッ
チング素子１２ｗ及び低圧側スイッチング素子１２ｚよ
りなる。また、各スイッチング素子と並列にフリーホイ
ールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４
ｙ，１４ｚが接続されている。
【００２７】インバータ２におけるスイッチング素子１
２ｕとスイッチング素子１２ｘの相互接続点、スイッチ
ング素子１２ｖとスイッチング素子１２ｙの相互接続
点、スイッチング素子１２ｗとスイッチング素子１２ｚ
の相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，
８ｗがそれぞれ接続される。
２ｕとスイッチング素子１２ｘの相互接続点、スイッチ
ング素子１２ｖとスイッチング素子１２ｙの相互接続
点、スイッチング素子１２ｗとスイッチング素子１２ｚ
の相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，
８ｗがそれぞれ接続される。
【００２８】インバータ２に印加されている直流電圧
は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイ
ッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それ
によりブラシレスモータ３が駆動される。
は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイ
ッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それ
によりブラシレスモータ３が駆動される。
【００２９】制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベー
スドライバ１０と、電流検出部１１と、誘起電圧推定部
１７と、回転子位置速度検出部１８と、デューティ補正
部１９とからなる。
スドライバ１０と、電流検出部１１と、誘起電圧推定部
１７と、回転子位置速度検出部１８と、デューティ補正
部１９とからなる。
【００３０】ＰＷＭ信号生成部９は、外部より与えられ
る目標速度を実現すべく、現在の速度と目標速度の誤差
から演算により求められた出力電圧を出力するために、
インバータ２の各スイッチング素子１２u、１２v、…を
駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その生成された
ＰＷＭ信号はデューティ補正部１９により補正される。
補正後のＰＷＭ信号はベースドライバ１０により、スイ
ッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に
変換される。そのドライブ信号にしたがい各スイッチン
グ素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２
ｚが動作する。
る目標速度を実現すべく、現在の速度と目標速度の誤差
から演算により求められた出力電圧を出力するために、
インバータ２の各スイッチング素子１２u、１２v、…を
駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その生成された
ＰＷＭ信号はデューティ補正部１９により補正される。
補正後のＰＷＭ信号はベースドライバ１０により、スイ
ッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に
変換される。そのドライブ信号にしたがい各スイッチン
グ素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２
ｚが動作する。
【００３１】電流検出部１１はインバータ２の母線２ａ
に流れる電流（以下「インバータ母線電流」という。）
を観察し、そのインバータ母線電流に現れるブラシレス
モータ３の相電流を検出する。電流検出部１１は実際に
はインバータ母線電流が変化したときから所定期間の間
だけ電流を検出する。以下、電流検出部１１が相電流を
検出する所定期間を「電流検出期間」という。
に流れる電流（以下「インバータ母線電流」という。）
を観察し、そのインバータ母線電流に現れるブラシレス
モータ３の相電流を検出する。電流検出部１１は実際に
はインバータ母線電流が変化したときから所定期間の間
だけ電流を検出する。以下、電流検出部１１が相電流を
検出する所定期間を「電流検出期間」という。
【００３２】誘起電圧推定部１７は、電流検出部１１に
より検出されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ
信号生成部９で演算される出力電圧と、電圧検出部１６
により検出されるインバータ２への印加電圧の情報によ
り、ブラシレスモータ３の誘起電圧を推定する。さら
に、回転子位置速度推定部１８は、推定された誘起電圧
からブラシレスモータ３の回転子磁極位置および速度を
推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づい
て、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動す
るためのＰＷＭ信号を生成する。その際、ＰＷＭ信号生
成部９は推定された回転子５の速度と外部から与えられ
る目標速度との偏差情報に基いて回転子速度が目標速度
となるようにＰＷＭ信号を制御する。
より検出されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ
信号生成部９で演算される出力電圧と、電圧検出部１６
により検出されるインバータ２への印加電圧の情報によ
り、ブラシレスモータ３の誘起電圧を推定する。さら
に、回転子位置速度推定部１８は、推定された誘起電圧
からブラシレスモータ３の回転子磁極位置および速度を
推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づい
て、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動す
るためのＰＷＭ信号を生成する。その際、ＰＷＭ信号生
成部９は推定された回転子５の速度と外部から与えられ
る目標速度との偏差情報に基いて回転子速度が目標速度
となるようにＰＷＭ信号を制御する。
【００３３】次に、誘起電圧推定部１７の動作について
説明する。電流検出部１１により、各相の巻線に流れる
相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が検出される。また、ＰＷ
Ｍ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ印
加電圧検出部１６が検出したインバータ印加電圧の情報
から、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖ
ｗ）が求められる。原理的には、これらの値から、下記
式（１）、（２）、（３）の演算により、各相の巻線に
誘起される誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗが求められる。
ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンスである。また、
ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄ
ｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。 ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ …（１） ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ …（２） ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ …（３） 式（１）、（２）、（３）をさらに詳細に展開すると、
次式（４）、（５）、（６）となる。 ｅｕ＝ｖｕ −Ｒ・ｉｕ −（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ …（４） ｅｖ＝ｖｖ −Ｒ・ｉｖ −（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ …（５） ｅｗ＝ｖｗ −Ｒ・ｉｗ −（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ …（６） ここで、ｄ／ｄｔは時間微分を表し、三角関数に関する
微分の演算に現れるｄθ／ｄｔには推定速度ωｍを電気
角速度に変換したものを用いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄ
ｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイ
ラー近似で求める。なお、ｗ相電流値ｉｗは式（１３）
のように、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとの和の符
号を変えたものとする。ここで、Ｒは巻線一相あたりの
抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌ
ａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、お
よびＬａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振
幅である。
説明する。電流検出部１１により、各相の巻線に流れる
相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が検出される。また、ＰＷ
Ｍ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ印
加電圧検出部１６が検出したインバータ印加電圧の情報
から、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖ
ｗ）が求められる。原理的には、これらの値から、下記
式（１）、（２）、（３）の演算により、各相の巻線に
誘起される誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗが求められる。
ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンスである。また、
ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄ
ｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。 ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ …（１） ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ …（２） ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ …（３） 式（１）、（２）、（３）をさらに詳細に展開すると、
次式（４）、（５）、（６）となる。 ｅｕ＝ｖｕ −Ｒ・ｉｕ −（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ …（４） ｅｖ＝ｖｖ −Ｒ・ｉｖ −（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ …（５） ｅｗ＝ｖｗ −Ｒ・ｉｗ −（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ ＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ −Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ …（６） ここで、ｄ／ｄｔは時間微分を表し、三角関数に関する
微分の演算に現れるｄθ／ｄｔには推定速度ωｍを電気
角速度に変換したものを用いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄ
ｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイ
ラー近似で求める。なお、ｗ相電流値ｉｗは式（１３）
のように、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとの和の符
号を変えたものとする。ここで、Ｒは巻線一相あたりの
抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌ
ａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、お
よびＬａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振
幅である。
【００３４】誘起電圧推定部１７においては、式
（４）、（５）、（６）を簡略化した式（７）、
（８）、（９）を使用する。簡略化は、相電流値ｉｕ、
ｉｖ、ｉｗが正弦波であると仮定し、電流指令振幅ｉａ
と電流指令位相βＴとから相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを作
成し、簡略化したものである。 ｅｕ＝ｖｕ ＋Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ） ＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ） −１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ） …（７） ｅｖ＝ｖｖ ＋Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°） ＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ−１２０°） −１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ−１２０°） …（８） ｅｗ＝ｖｗ ＋Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） ＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ−２４０°） −１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ−２４０°） …（９）
（４）、（５）、（６）を簡略化した式（７）、
（８）、（９）を使用する。簡略化は、相電流値ｉｕ、
ｉｖ、ｉｗが正弦波であると仮定し、電流指令振幅ｉａ
と電流指令位相βＴとから相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを作
成し、簡略化したものである。 ｅｕ＝ｖｕ ＋Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ） ＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ） −１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ） …（７） ｅｖ＝ｖｖ ＋Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°） ＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ−１２０°） −１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ−１２０°） …（８） ｅｗ＝ｖｗ ＋Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） ＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ−２４０°） −１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ−２４０°） …（９）
【００３５】次に、回転子位置速度推定部１８の動作に
ついて説明する。回転子位置速度推定部１８は、誘起電
圧推定部１７により推定された推定誘起電圧値ｅｕ、ｅ
ｖ、ｅｗから、回転子５の位置と速度を推定する。回転
子位置速度推定部１８は、それが認識している推定角度
θｍを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真
値に収束させる。さらに、それから、推定速度ωｍを求
める。
ついて説明する。回転子位置速度推定部１８は、誘起電
圧推定部１７により推定された推定誘起電圧値ｅｕ、ｅ
ｖ、ｅｗから、回転子５の位置と速度を推定する。回転
子位置速度推定部１８は、それが認識している推定角度
θｍを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真
値に収束させる。さらに、それから、推定速度ωｍを求
める。
【００３６】最初に、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ、
ｅｖｍ、ｅｗｍ）を以下の式で求める。 ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ） ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°） ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） …（１０） ここで、ｅｍ：誘起電圧振幅値は、推定誘起電圧ｅｕ、
ｅｖ、ｅｗの振幅値と一致させることにより求める。
ｅｖｍ、ｅｗｍ）を以下の式で求める。 ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ） ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°） ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） …（１０） ここで、ｅｍ：誘起電圧振幅値は、推定誘起電圧ｅｕ、
ｅｖ、ｅｗの振幅値と一致させることにより求める。
【００３７】この様にして求めた誘起電圧基準値と誘起
電圧推定値との偏差εを作成する。下記式（１１）のよ
うに、誘起電圧推定値ｅｓから誘起電圧基準値ｅｓｍを
減算したものを偏差εにする。ここで、添字ｓはｕ、
ｖ、ｗのいずれかの相を示す添字である。 ε＝ｅｓ−ｅｓｍ （ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ） …（１１）
電圧推定値との偏差εを作成する。下記式（１１）のよ
うに、誘起電圧推定値ｅｓから誘起電圧基準値ｅｓｍを
減算したものを偏差εにする。ここで、添字ｓはｕ、
ｖ、ｗのいずれかの相を示す添字である。 ε＝ｅｓ−ｅｓｍ （ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ） …（１１）
【００３８】この偏差が、０になれば推定角度θｍが真
値になるので、偏差εを０にするように推定角度θｍを
ＰＩ演算などを用いて補正する。また、推定角度θｍの
変動値を演算することにより、推定速度ωｍを作成す
る。
値になるので、偏差εを０にするように推定角度θｍを
ＰＩ演算などを用いて補正する。また、推定角度θｍの
変動値を演算することにより、推定速度ωｍを作成す
る。
【００３９】ＰＷＭ信号生成部９は、目標速度ω*を実
現するために、目標速度ω*と推定速度ωｍとの差Δω
により出力するべき電圧Ｖ*をＰＩ演算などを用いて計
算する。その電圧値Ｖ*から各相に出力するべき電圧Ｖ*
ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を以下の様にして求める。 Ｖ*ｕ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ） Ｖ*ｖ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°） Ｖ*ｗ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） …（１２）
現するために、目標速度ω*と推定速度ωｍとの差Δω
により出力するべき電圧Ｖ*をＰＩ演算などを用いて計
算する。その電圧値Ｖ*から各相に出力するべき電圧Ｖ*
ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を以下の様にして求める。 Ｖ*ｕ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ） Ｖ*ｖ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°） Ｖ*ｗ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） …（１２）
【００４０】さらに、このようにして求められた電圧Ｖ
*ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を出力するための各スイッチ
ング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１
２ｚのＰＷＭ信号はデューティ補正部１９により補正さ
れ、ベースドライバ１０に出力される。各スイッチング
素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚ
はその補正後のＰＷＭ信号にしたがい駆動され、正弦波
状の交流を生成する。
*ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を出力するための各スイッチ
ング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１
２ｚのＰＷＭ信号はデューティ補正部１９により補正さ
れ、ベースドライバ１０に出力される。各スイッチング
素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚ
はその補正後のＰＷＭ信号にしたがい駆動され、正弦波
状の交流を生成する。
【００４１】このように本実施例では、推定誘起電圧値
と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θｍを作
成し、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモ
ータ３の正弦波駆動を実現している。
と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θｍを作
成し、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモ
ータ３の正弦波駆動を実現している。
【００４２】ここで、図２〜図６を用いてインバータ母
線２ａに流れる電流においてブラシレスモータ３の相電
流が現れる様子を説明する。
線２ａに流れる電流においてブラシレスモータ３の相電
流が現れる様子を説明する。
【００４３】図２は、ブラシレスモータ３の各相巻線に
流る相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間におけ
る各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。図
２を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、
Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に
向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて
電流が流れている（図２（ｂ）参照）。また、電気角６
０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結
線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗ
には中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図
２（ｃ）参照）。以降、図２（ｄ）〜（ｇ）において、
電気角６０°毎に各相の巻線に流る相電流の状態が変化
していく様子が示されている。
流る相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間におけ
る各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。図
２を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、
Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に
向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて
電流が流れている（図２（ｂ）参照）。また、電気角６
０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結
線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗ
には中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図
２（ｃ）参照）。以降、図２（ｄ）〜（ｇ）において、
電気角６０°毎に各相の巻線に流る相電流の状態が変化
していく様子が示されている。
【００４４】例えば、図２において電気角３０°の時に
ＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期分のＰ
ＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。ここ
で、図３において、信号「Ｕ」は上アームスイッチング
素子１２ｕを、信号「Ｖ」は上アームスイッチング素子
１２ｖを、信号「Ｗ」は上アームスイッチング素子１２
ｗを、信号「Ｘ」は下アームスイッチング素子１２ｘ
を、信号「Ｙ」は下アームスイッチング素子１２ｙを、
信号「Ｚ」は下アームスイッチング素子１２ｚを動作さ
せる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで動
作する。この場合、インバータ母線２ａには、タイミン
グでは、図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイ
ミングでは図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流
れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミングでは図４
（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電
流）が現れる。
ＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期分のＰ
ＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。ここ
で、図３において、信号「Ｕ」は上アームスイッチング
素子１２ｕを、信号「Ｖ」は上アームスイッチング素子
１２ｖを、信号「Ｗ」は上アームスイッチング素子１２
ｗを、信号「Ｘ」は下アームスイッチング素子１２ｘ
を、信号「Ｙ」は下アームスイッチング素子１２ｙを、
信号「Ｚ」は下アームスイッチング素子１２ｚを動作さ
せる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで動
作する。この場合、インバータ母線２ａには、タイミン
グでは、図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイ
ミングでは図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流
れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミングでは図４
（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電
流）が現れる。
【００４５】別の例として、図２において電気角３０°
の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期
のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。こ
の場合は、図６（ａ）に示すようにインバータ母線２ａ
にはタイミングでは電流が現れず、図６（ｂ）に示す
ようにタイミングではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ
相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング
ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。
の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期
のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。こ
の場合は、図６（ａ）に示すようにインバータ母線２ａ
にはタイミングでは電流が現れず、図６（ｂ）に示す
ようにタイミングではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ
相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング
ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。
【００４６】以上のように、インバータ母線２ａ上にイ
ンバータ２のスイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２
ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚの状態に応じたブラシレス
モータ３の相電流が現れることが分かる。
ンバータ２のスイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２
ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚの状態に応じたブラシレス
モータ３の相電流が現れることが分かる。
【００４７】上述のように一キャリア周期内の近接した
タイミングで二相分の電流を判断することができれば、
次式の関係から三相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが
求められることは明らかである。 ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ …（１３）
タイミングで二相分の電流を判断することができれば、
次式の関係から三相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが
求められることは明らかである。 ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ …（１３）
【００４８】しかしながら、図２において電気角３０°
の時にＰＷＭ信号生成部９で生成される一キャリア周期
分のＰＷＭ信号が図７のように変化する場合、インバー
タ母線２ａ上には、タイミングでは電流が現れず、タ
イミングではＶ相電流のみが現れる。つまり、この場
合は一キャリア周期において一相分の電流しか検出でき
ない。したがって、このように変化するＰＷＭ信号が繰
り返されると三相それぞれの電流を求めることができ
ず、誘起電圧推定部１７で誘起電圧の推定が不能にな
り、ブラシレスモータ３の駆動ができなくなる。
の時にＰＷＭ信号生成部９で生成される一キャリア周期
分のＰＷＭ信号が図７のように変化する場合、インバー
タ母線２ａ上には、タイミングでは電流が現れず、タ
イミングではＶ相電流のみが現れる。つまり、この場
合は一キャリア周期において一相分の電流しか検出でき
ない。したがって、このように変化するＰＷＭ信号が繰
り返されると三相それぞれの電流を求めることができ
ず、誘起電圧推定部１７で誘起電圧の推定が不能にな
り、ブラシレスモータ３の駆動ができなくなる。
【００４９】上記のような不具合を回避すべく、デュー
ティ補正部１９は、ブラシレスモータ３の各相の巻線に
流る相電流を検出する必要がある期間（電流検出期間）
においては、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信
号をチェックし、もし、そのＰＷＭ信号が二相分の相電
流の検出を不可能とする信号（例えば図７に示すような
ＰＷＭ信号）である場合、そのＰＷＭ信号を二相分の相
電流を確実に検出可能とするＰＷＭ信号（例えば図３、
図５に示すようなＰＷＭ信号）に補正する。
ティ補正部１９は、ブラシレスモータ３の各相の巻線に
流る相電流を検出する必要がある期間（電流検出期間）
においては、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信
号をチェックし、もし、そのＰＷＭ信号が二相分の相電
流の検出を不可能とする信号（例えば図７に示すような
ＰＷＭ信号）である場合、そのＰＷＭ信号を二相分の相
電流を確実に検出可能とするＰＷＭ信号（例えば図３、
図５に示すようなＰＷＭ信号）に補正する。
【００５０】また、デューティ補正部１９から出力され
たＰＷＭ信号のデューティ情報は電流検出部１１にも入
力される。電流検出部１１はインバータ母線電流にブラ
シレスモータ３のどの相の電流が現れているのか判断
し、各相の電流値に変換する。電流検出部１１による各
相の検出電流値はその後の誘起電圧推定部１７での誘起
電圧の推定演算に活用される。
たＰＷＭ信号のデューティ情報は電流検出部１１にも入
力される。電流検出部１１はインバータ母線電流にブラ
シレスモータ３のどの相の電流が現れているのか判断
し、各相の電流値に変換する。電流検出部１１による各
相の検出電流値はその後の誘起電圧推定部１７での誘起
電圧の推定演算に活用される。
【００５１】本実施形態によれば、制御部６内の制御ル
ープを成立させるために、ブラシレスモータ３の各相の
巻線に流れる相電流を検出する必要が生じた際に、誘起
電圧を推定するアルゴリズムを変えることなく簡単にな
おかつ確実に相電流検出を行うことができ、電流検出手
段をインバータとモータの間の線間に２つ以上設ける必
要がない安価なシステム構成で正弦波駆動を実現するこ
とができる。
ープを成立させるために、ブラシレスモータ３の各相の
巻線に流れる相電流を検出する必要が生じた際に、誘起
電圧を推定するアルゴリズムを変えることなく簡単にな
おかつ確実に相電流検出を行うことができ、電流検出手
段をインバータとモータの間の線間に２つ以上設ける必
要がない安価なシステム構成で正弦波駆動を実現するこ
とができる。
【００５２】（実施の形態２）本実施形態では、実施の
形態１の制御部６の一部をインバータ制御用マイコンに
より具現化した例を示す。図８は、このインバータ制御
用マイコン内でのタイマ構成と、ＰＷＭ信号の１キャリ
ア周期に出力されるインバータ制御信号との関係を示し
た図である。
形態１の制御部６の一部をインバータ制御用マイコンに
より具現化した例を示す。図８は、このインバータ制御
用マイコン内でのタイマ構成と、ＰＷＭ信号の１キャリ
ア周期に出力されるインバータ制御信号との関係を示し
た図である。
【００５３】この種のタイマは一般にインバータ制御用
マイコンには標準装備され、ＰＷＭ信号のキャリア周波
数毎にアップダウンカウントを繰り返し、キャリア周波
数決定値に到達するとアップカウントからダウンカウン
トへ移行する。タイマのカウント値が各相のデューティ
決定値に到達すると、当該相のＰＷＭ信号が反転する。
なお、図８ではＶ相デューティ決定値がキャリア周波数
決定値と同じであるため、信号「Ｖ」はオフ状態、信号
「Ｙ」はオン状態を維持する出力となっている。各相の
デューティ決定値はタイマがダウンカウントからアップ
カウントに移行する際に変更されていき各相所定の出力
電圧を発生させる。
マイコンには標準装備され、ＰＷＭ信号のキャリア周波
数毎にアップダウンカウントを繰り返し、キャリア周波
数決定値に到達するとアップカウントからダウンカウン
トへ移行する。タイマのカウント値が各相のデューティ
決定値に到達すると、当該相のＰＷＭ信号が反転する。
なお、図８ではＶ相デューティ決定値がキャリア周波数
決定値と同じであるため、信号「Ｖ」はオフ状態、信号
「Ｙ」はオン状態を維持する出力となっている。各相の
デューティ決定値はタイマがダウンカウントからアップ
カウントに移行する際に変更されていき各相所定の出力
電圧を発生させる。
【００５４】図９は本実施形態におけるデューティ補正
部１９の動作を説明した図である。ここで、図中に示さ
れた矢印２０はインバータ制御用マイコンのＡＤサンプ
リング期間を示し、電流検出部１１でインバータ母線２
ａに流れる電流を検出する期間（電流検出期間）を表
す。ＡＤサンプリング期間はインバータ母線電流が変化
した時点からサンプリングに必要な所定時間が経過した
期間となる。ＰＷＭ信号生成部９で図９（ａ）に示すよ
うなＰＷＭパターン（信号「Ｕ」〜信号「Ｚ」）を出力
するような演算結果がなされた場合を考える。この場
合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイ
ミングの期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い
状態になっている。このとき、図４から分かるようにこ
の期間、インバータ母線２ａに現れるＶ相の電流を正確
に検出することができない。そこで、デューティ補正部
１９は、各相のデューティ決定値がおもにマイコンのＡ
Ｄサンプリング期間で決められる値よりも大きくなるよ
うに、ＰＷＭ信号のデューティの値を補正する。例え
ば、デューティ補正部１９は、図９（ａ）のＵ相デュー
ティ決定値を、図９（ｂ）のように、上アームスイッチ
ング素子が２つ通電しているタイミングの期間がＡＤ
サンプリング期間すなわち電流検出期間よりも長くなる
ように補正する。
部１９の動作を説明した図である。ここで、図中に示さ
れた矢印２０はインバータ制御用マイコンのＡＤサンプ
リング期間を示し、電流検出部１１でインバータ母線２
ａに流れる電流を検出する期間（電流検出期間）を表
す。ＡＤサンプリング期間はインバータ母線電流が変化
した時点からサンプリングに必要な所定時間が経過した
期間となる。ＰＷＭ信号生成部９で図９（ａ）に示すよ
うなＰＷＭパターン（信号「Ｕ」〜信号「Ｚ」）を出力
するような演算結果がなされた場合を考える。この場
合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイ
ミングの期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い
状態になっている。このとき、図４から分かるようにこ
の期間、インバータ母線２ａに現れるＶ相の電流を正確
に検出することができない。そこで、デューティ補正部
１９は、各相のデューティ決定値がおもにマイコンのＡ
Ｄサンプリング期間で決められる値よりも大きくなるよ
うに、ＰＷＭ信号のデューティの値を補正する。例え
ば、デューティ補正部１９は、図９（ａ）のＵ相デュー
ティ決定値を、図９（ｂ）のように、上アームスイッチ
ング素子が２つ通電しているタイミングの期間がＡＤ
サンプリング期間すなわち電流検出期間よりも長くなる
ように補正する。
【００５５】また、図１０を用いて本実施の形態におけ
るデューティ補正部１９の別の動作について説明する。
例えば、ＰＷＭ信号生成部９で図１０（ａ）に示したよ
うなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされ
た場合を考える。上アームスイッチング素子が１つのみ
通電しているタイミングの期間がＡＤサンプリング期
間２０よりも短い状態になっている。この場合は、図４
から分かるようにこの期間インバータ母線２ａに現れる
Ｗ相の電流を正確に検出することができない。そこで、
デューティ補正部１９は、Ｕ相デューティ決定値とＷ相
デューティ決定値のそれぞれを補正し、タイミングの
期間がＡＤサンプリング期間２０よりも長くなるように
する。図１０（ｂ）では、サンプリング期間２０よりも
長いタイミングの期間を確保するために、タイミング
の必要な期間に対して不足している分の１／２の期間
だけ、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少
なくなるように補正し、Ｗ相デューティ決定値について
はデューティが大きくなるように補正する。なお、この
補正の仕方は一例であり、タイミングに必要な期間に
対して不足している分をＵ相デューティ決定値について
のみデューティが少なくなるように補正しても構わない
し、Ｗ相デューティ決定値についてのみデューティが大
きくなるように補正しても構わない。
るデューティ補正部１９の別の動作について説明する。
例えば、ＰＷＭ信号生成部９で図１０（ａ）に示したよ
うなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされ
た場合を考える。上アームスイッチング素子が１つのみ
通電しているタイミングの期間がＡＤサンプリング期
間２０よりも短い状態になっている。この場合は、図４
から分かるようにこの期間インバータ母線２ａに現れる
Ｗ相の電流を正確に検出することができない。そこで、
デューティ補正部１９は、Ｕ相デューティ決定値とＷ相
デューティ決定値のそれぞれを補正し、タイミングの
期間がＡＤサンプリング期間２０よりも長くなるように
する。図１０（ｂ）では、サンプリング期間２０よりも
長いタイミングの期間を確保するために、タイミング
の必要な期間に対して不足している分の１／２の期間
だけ、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少
なくなるように補正し、Ｗ相デューティ決定値について
はデューティが大きくなるように補正する。なお、この
補正の仕方は一例であり、タイミングに必要な期間に
対して不足している分をＵ相デューティ決定値について
のみデューティが少なくなるように補正しても構わない
し、Ｗ相デューティ決定値についてのみデューティが大
きくなるように補正しても構わない。
【００５６】この実施の形態によれば、デューティの変
更を行う際（上述の説明ではタイマがダウンカウントか
らアップカウントに移行する際）に、上アームスイッチ
ング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期
間のそれぞれをチェックし必要時にデューティの補正を
行うので、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に１回デューテ
ィを変更する簡単なアルゴリズムで確実に相電流検出を
行うことができる。
更を行う際（上述の説明ではタイマがダウンカウントか
らアップカウントに移行する際）に、上アームスイッチ
ング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期
間のそれぞれをチェックし必要時にデューティの補正を
行うので、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に１回デューテ
ィを変更する簡単なアルゴリズムで確実に相電流検出を
行うことができる。
【００５７】（実施の形態３）図１１は、デューティ補
正部１９のさらに異なる動作を説明するための図であ
る。ＰＷＭ信号生成部９で図１２（ａ）に示したような
ＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされた場
合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイ
ミングの期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い
状態になっていて、図４から分かるようにこの期間イン
バータ母線２ａに現れるＶ相の電流を正確に検出するこ
とができない。そこで、デューティ補正部１９ではＰＷ
Ｍ信号のキャリア半周期において各相のデューティ決定
値がマイコンのＡＤサンプリング時間で決められる値よ
りも大きくなるようにデューティを補正する。つまり、
図１１（ａ）に示すＵ相デューティ決定値が、タイマが
アップカウントしているＰＷＭ信号のキャリア半周期に
おいて補正され、図１１（ｂ）に示すように上アームス
イッチング素子スイッチングが２つ通電しているタイミ
ングの期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるよ
うになっている。
正部１９のさらに異なる動作を説明するための図であ
る。ＰＷＭ信号生成部９で図１２（ａ）に示したような
ＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされた場
合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイ
ミングの期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い
状態になっていて、図４から分かるようにこの期間イン
バータ母線２ａに現れるＶ相の電流を正確に検出するこ
とができない。そこで、デューティ補正部１９ではＰＷ
Ｍ信号のキャリア半周期において各相のデューティ決定
値がマイコンのＡＤサンプリング時間で決められる値よ
りも大きくなるようにデューティを補正する。つまり、
図１１（ａ）に示すＵ相デューティ決定値が、タイマが
アップカウントしているＰＷＭ信号のキャリア半周期に
おいて補正され、図１１（ｂ）に示すように上アームス
イッチング素子スイッチングが２つ通電しているタイミ
ングの期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるよ
うになっている。
【００５８】次に、図１２を用いて本実施の形態におけ
るデューティ補正部１９での別の動作について説明す
る。例えば、ＰＷＭ信号生成部９で図１２（ａ）に示し
たようなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がな
された場合を考える。上アームスイッチング素子が１つ
通電しているタイミングの期間がＡＤサンプリング期
間２０よりも短い状態になっている。この場合、図６か
ら分かるようにこの期間インバータ母線に現れるＵ相の
電流を正確に検出することができない。そこで、デュー
ティ補正部１９ではＰＷＭ信号のキャリア周期の半周期
においてＵ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値
のそれぞれが補正され、図１２（ｂ）のようにタイマが
アップカウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期に
おいて上アームスイッチング素子が１つ通電しているタ
イミングの期間がＡＤサンプリング時間よりも長くな
っている。図１２（ｂ）では、サンプリング期間２０よ
りも長いタイミングの期間を確保するために、タイミ
ングの必要な期間に対する不足分の１／２の期間だ
け、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少な
くなるように補正し、Ｗ相デューティ決定値については
デューティが大きくなるように補正している。なお、こ
の補正の仕方は一例であり、タイミングに必要な期間
に対して不足している分をＵ相デューティ決定値につい
てのみデューティが少なくなるように補正しても構わな
いし、Ｗ相デューティ決定値についてのみデューティが
大きくなるように補正しても構わない。
るデューティ補正部１９での別の動作について説明す
る。例えば、ＰＷＭ信号生成部９で図１２（ａ）に示し
たようなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がな
された場合を考える。上アームスイッチング素子が１つ
通電しているタイミングの期間がＡＤサンプリング期
間２０よりも短い状態になっている。この場合、図６か
ら分かるようにこの期間インバータ母線に現れるＵ相の
電流を正確に検出することができない。そこで、デュー
ティ補正部１９ではＰＷＭ信号のキャリア周期の半周期
においてＵ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値
のそれぞれが補正され、図１２（ｂ）のようにタイマが
アップカウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期に
おいて上アームスイッチング素子が１つ通電しているタ
イミングの期間がＡＤサンプリング時間よりも長くな
っている。図１２（ｂ）では、サンプリング期間２０よ
りも長いタイミングの期間を確保するために、タイミ
ングの必要な期間に対する不足分の１／２の期間だ
け、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少な
くなるように補正し、Ｗ相デューティ決定値については
デューティが大きくなるように補正している。なお、こ
の補正の仕方は一例であり、タイミングに必要な期間
に対して不足している分をＵ相デューティ決定値につい
てのみデューティが少なくなるように補正しても構わな
いし、Ｗ相デューティ決定値についてのみデューティが
大きくなるように補正しても構わない。
【００５９】この実施の形態によれば、デューティの変
更タイミングをタイマがダウンカウントからアップカウ
ントに移行する時と、アップカウントからダウンカウン
トに移行する時の２回に増やし、ＰＷＭ信号の半キャリ
ア周期における上アームスイッチング素子が１つ通電し
ている期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェッ
クし、必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信
号の補正量を少なくすることができ、簡単になおかつ確
実に相電流検出を行うとともに、デューティの補正によ
る相電流の乱れなどの影響を抑えられることになる。
更タイミングをタイマがダウンカウントからアップカウ
ントに移行する時と、アップカウントからダウンカウン
トに移行する時の２回に増やし、ＰＷＭ信号の半キャリ
ア周期における上アームスイッチング素子が１つ通電し
ている期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェッ
クし、必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信
号の補正量を少なくすることができ、簡単になおかつ確
実に相電流検出を行うとともに、デューティの補正によ
る相電流の乱れなどの影響を抑えられることになる。
【００６０】（実施の形態４）図１３はデューティ補正
部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。
ＰＷＭ信号生成部９により図１３（ａ）に示したような
ＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上ア
ームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング
の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態にな
っており、図４から分かるようにこの期間インバータ母
線２ａに現れるＷ相の電流を正確に検出することができ
ない。
部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。
ＰＷＭ信号生成部９により図１３（ａ）に示したような
ＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上ア
ームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング
の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態にな
っており、図４から分かるようにこの期間インバータ母
線２ａに現れるＷ相の電流を正確に検出することができ
ない。
【００６１】そこで、デューティ補正部１９は、図１３
（ｂ）のようにタイマがアップカウントしているＰＷＭ
信号の半キャリア周期において上アームスイッチング素
子が１つ通電しているタイミングの期間がＡＤサンプ
リング時間よりも長くなるように、ＰＷＭ信号の半キャ
リア周期においてＵ相デューティ決定値とＷ相デューテ
ィ決定値のそれぞれを補正する。図１３（ｂ）では、タ
イミングに必要な期間に対して不足している分の１／
２の期間をＵ相デューティ決定値についてはデューティ
が少なくなるように、Ｗ相デューティ決定値については
デューティが大きくなるように補正することによってタ
イミング期間を確保している。また、タイマがダウン
カウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期において
は、タイマがアップカウントしている半キャリア周期で
補正されたデューティを修正している。Ｕ相デューティ
決定値については補正時に少なくなったデューティ分を
増やし、Ｗ相デューティ決定値については補正時に大き
くなったデューティ分を減らしている。
（ｂ）のようにタイマがアップカウントしているＰＷＭ
信号の半キャリア周期において上アームスイッチング素
子が１つ通電しているタイミングの期間がＡＤサンプ
リング時間よりも長くなるように、ＰＷＭ信号の半キャ
リア周期においてＵ相デューティ決定値とＷ相デューテ
ィ決定値のそれぞれを補正する。図１３（ｂ）では、タ
イミングに必要な期間に対して不足している分の１／
２の期間をＵ相デューティ決定値についてはデューティ
が少なくなるように、Ｗ相デューティ決定値については
デューティが大きくなるように補正することによってタ
イミング期間を確保している。また、タイマがダウン
カウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期において
は、タイマがアップカウントしている半キャリア周期で
補正されたデューティを修正している。Ｕ相デューティ
決定値については補正時に少なくなったデューティ分を
増やし、Ｗ相デューティ決定値については補正時に大き
くなったデューティ分を減らしている。
【００６２】本実施形態によれば、デューティ値の変更
をタイマがダウンカウントからアップカウントに移行す
る時と、アップカウントからダウンカウントに移行する
時の２回に増やし、ＰＷＭ信号のキャリア半周期におけ
る上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と
２つ通電している期間のそれぞれをチェックし、必要時
にデューティの補正を行い、残りのキャリア半周期にお
いては、デューティ補正時に増減した分を修正してい
る。このため、ＰＷＭ信号の１キャリア周期における変
更量をなくすことができ、簡単になおかつ確実に相電流
検出を行うとともに、相電流の乱れを排除できる。
をタイマがダウンカウントからアップカウントに移行す
る時と、アップカウントからダウンカウントに移行する
時の２回に増やし、ＰＷＭ信号のキャリア半周期におけ
る上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と
２つ通電している期間のそれぞれをチェックし、必要時
にデューティの補正を行い、残りのキャリア半周期にお
いては、デューティ補正時に増減した分を修正してい
る。このため、ＰＷＭ信号の１キャリア周期における変
更量をなくすことができ、簡単になおかつ確実に相電流
検出を行うとともに、相電流の乱れを排除できる。
【００６３】（実施の形態５）図１４はデューティ補正
部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。
ＰＷＭ信号生成部９により図１４（ａ）に示したような
ＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上ア
ームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング
の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態にな
っており、図４から分かるようにこの期間インバータ母
線に現れるＶ相の電流を正確に検出することができな
い。
部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。
ＰＷＭ信号生成部９により図１４（ａ）に示したような
ＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上ア
ームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング
の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態にな
っており、図４から分かるようにこの期間インバータ母
線に現れるＶ相の電流を正確に検出することができな
い。
【００６４】そこで、デューティ補正部１９は、各相の
デューティ決定値がおもにマイコンのＡＤサンプリング
時間で決められる値よりも大きくなるようにデューティ
を補正する。図１４（ｂ）に示すように、１回目のキャ
リア周期において、上アームスイッチング素子が２つ通
電しているタイミングの期間がＡＤサンプリング時間
よりも長くなるようにＵ相デューティ決定値が補正され
る。また、２回目のキャリア周期においては、１回目の
キャリア周期におけるＵ相デューティ決定値の補正時に
大きくなったデューティ分を減らしている（結果的にス
イッチングなし）。
デューティ決定値がおもにマイコンのＡＤサンプリング
時間で決められる値よりも大きくなるようにデューティ
を補正する。図１４（ｂ）に示すように、１回目のキャ
リア周期において、上アームスイッチング素子が２つ通
電しているタイミングの期間がＡＤサンプリング時間
よりも長くなるようにＵ相デューティ決定値が補正され
る。また、２回目のキャリア周期においては、１回目の
キャリア周期におけるＵ相デューティ決定値の補正時に
大きくなったデューティ分を減らしている（結果的にス
イッチングなし）。
【００６５】図１５は本実施形態においてタイミング
の期間が短く十分でない場合のデューティ補正を説明す
るための図である。ＰＷＭ信号生成部９で図１５（ａ）
に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなさ
れた場合、上アームスイッチング素子が１つ通電してい
るタイミングの期間がＡＤサンプリング時間２０より
も短い状態になっている。図４から分かるようにこの期
間インバータ母線に現れるＷ相の電流を正確に検出する
ことができない。
の期間が短く十分でない場合のデューティ補正を説明す
るための図である。ＰＷＭ信号生成部９で図１５（ａ）
に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなさ
れた場合、上アームスイッチング素子が１つ通電してい
るタイミングの期間がＡＤサンプリング時間２０より
も短い状態になっている。図４から分かるようにこの期
間インバータ母線に現れるＷ相の電流を正確に検出する
ことができない。
【００６６】そこで、デューティ補正部１９は、図１５
（ｂ）の１回目のキャリア周期において上アームスイッ
チング素子が１つ通電しているタイミングの期間がＡ
Ｄサンプリング時間よりも長くなるように、Ｕ相デュー
ティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正す
る。図１５（ｂ）では、タイミングに必要な期間に対
して不足している分の１／２の期間だけ、Ｕ相デューテ
ィ決定値についてはデューティが少なくなるように、Ｗ
相デューティ決定値についてはデューティが大きくなる
ように補正することによってタイミング期間を確保し
ている。また、２回目のキャリア周期においては、１回
目のキャリア周期におけるＵ相デューティ決定値の補正
時に小さくなったデューティ分を増やし、Ｗ相デューテ
ィ決定値について補正時に大きくなったデューティ分を
減らしている。
（ｂ）の１回目のキャリア周期において上アームスイッ
チング素子が１つ通電しているタイミングの期間がＡ
Ｄサンプリング時間よりも長くなるように、Ｕ相デュー
ティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正す
る。図１５（ｂ）では、タイミングに必要な期間に対
して不足している分の１／２の期間だけ、Ｕ相デューテ
ィ決定値についてはデューティが少なくなるように、Ｗ
相デューティ決定値についてはデューティが大きくなる
ように補正することによってタイミング期間を確保し
ている。また、２回目のキャリア周期においては、１回
目のキャリア周期におけるＵ相デューティ決定値の補正
時に小さくなったデューティ分を増やし、Ｗ相デューテ
ィ決定値について補正時に大きくなったデューティ分を
減らしている。
【００６７】本実施形態によれば、デューティの変更を
行う際（上述説明ではタイマがダウンカウントからアッ
プカウントに移行する際）に、上アームスイッチング素
子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそ
れぞれをチェックし必要時にデューティの補正を行うの
で、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に１回デューティを変
更する簡単なアルゴリズムで確実に相電流検出を行うこ
とができる。
行う際（上述説明ではタイマがダウンカウントからアッ
プカウントに移行する際）に、上アームスイッチング素
子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそ
れぞれをチェックし必要時にデューティの補正を行うの
で、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に１回デューティを変
更する簡単なアルゴリズムで確実に相電流検出を行うこ
とができる。
【００６８】また、デューティの補正を行ったキャリア
周期の次のキャリア周期においてデューティ補正時に増
減した分のデューティを修正しているため、二キャリア
周期における変更量を極力低減することができ、相電流
の乱れを低減できる。なお、２回目のキャリア周期にお
いても誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する場合
は１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって
演算すればよい。
周期の次のキャリア周期においてデューティ補正時に増
減した分のデューティを修正しているため、二キャリア
周期における変更量を極力低減することができ、相電流
の乱れを低減できる。なお、２回目のキャリア周期にお
いても誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する場合
は１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって
演算すればよい。
【００６９】（実施の形態６）図１６はデューティ補正
部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。
ＰＷＭ信号生成部９で図１６（ａ）に示すようなＰＷＭ
出力をするような演算結果がなされた場合、上アームス
イッチング素子が１つ通電しているタイミングの期間
と上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミ
ングの期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状
態になっており、図４から分かるようにそれぞれの期間
インバータ母線２ａに現れるＷ相の電流とＶ相の電流を
正確に検出することができない。
部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。
ＰＷＭ信号生成部９で図１６（ａ）に示すようなＰＷＭ
出力をするような演算結果がなされた場合、上アームス
イッチング素子が１つ通電しているタイミングの期間
と上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミ
ングの期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状
態になっており、図４から分かるようにそれぞれの期間
インバータ母線２ａに現れるＷ相の電流とＶ相の電流を
正確に検出することができない。
【００７０】そこで、デューティ補正部１９は、図１６
（ｂ）に示すように、１回目のキャリア周期の前半半周
期における上アームスイッチング素子が１つ通電してい
るタイミングの期間と上アームスイッチング素子が２
つ通電しているタイミングの期間とがＡＤサンプリン
グ時間よりも長くなるように、Ｕ相デューティ決定値と
Ｗ相デューティ決定値のそれぞれを補正する。また、２
回目のキャリア周期においては、Ｕ相デューティ決定値
について１回目のキャリア周期での補正時に大きくなっ
たデューティ分を減らし（結果的にスイッチングな
し）、Ｗ相デューティ決定値についても補正時に大きく
なったデューティ分を減らしている。
（ｂ）に示すように、１回目のキャリア周期の前半半周
期における上アームスイッチング素子が１つ通電してい
るタイミングの期間と上アームスイッチング素子が２
つ通電しているタイミングの期間とがＡＤサンプリン
グ時間よりも長くなるように、Ｕ相デューティ決定値と
Ｗ相デューティ決定値のそれぞれを補正する。また、２
回目のキャリア周期においては、Ｕ相デューティ決定値
について１回目のキャリア周期での補正時に大きくなっ
たデューティ分を減らし（結果的にスイッチングな
し）、Ｗ相デューティ決定値についても補正時に大きく
なったデューティ分を減らしている。
【００７１】本実施形態によれば、デューティの変更を
タイマがダウンカウントからアップカウントに移行する
時と、アップカウントからダウンカウントに移行する時
の２回に増やし、ＰＷＭ信号のキャリア半周期における
上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２
つ通電している期間のそれぞれをチェックし必要時にデ
ューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の補正量を少な
くすることができ、簡単になおかつ確実に相電流検出を
行える。
タイマがダウンカウントからアップカウントに移行する
時と、アップカウントからダウンカウントに移行する時
の２回に増やし、ＰＷＭ信号のキャリア半周期における
上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２
つ通電している期間のそれぞれをチェックし必要時にデ
ューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の補正量を少な
くすることができ、簡単になおかつ確実に相電流検出を
行える。
【００７２】また、デューティの補正を行ったキャリア
周期の次の周期では、デューティ補正時に増減した分の
デューティを修正しているため、二キャリア周期におけ
る変更量を実施の形態５よりも更に低減でき、相電流の
乱れを排除できる。
周期の次の周期では、デューティ補正時に増減した分の
デューティを修正しているため、二キャリア周期におけ
る変更量を実施の形態５よりも更に低減でき、相電流の
乱れを排除できる。
【００７３】（実施の形態７）本実施形態では、実施の
形態５と実施の形態６における２回目のキャリア周期に
おいても誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する。
この場合、１回目のキャリア周期で検出される相電流値
によって誘起電圧の推定演算を行う。これにより、誘起
電圧推定や回転子位置速度推定の演算をＰＷＭ信号のキ
ャリア周期毎に行うため制御性が向上し、安定したモー
タ駆動が実現できる。
形態５と実施の形態６における２回目のキャリア周期に
おいても誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する。
この場合、１回目のキャリア周期で検出される相電流値
によって誘起電圧の推定演算を行う。これにより、誘起
電圧推定や回転子位置速度推定の演算をＰＷＭ信号のキ
ャリア周期毎に行うため制御性が向上し、安定したモー
タ駆動が実現できる。
【００７４】（実施の形態８）図１７に本実施形態のモ
ータ駆動装置の構成を示すブロック図を示す。本実施形
態では、制御部６においてブラシレスモータ３の負荷状
態を判断する負荷判定部２１をさらに設けている。デュ
ーティ補正部１９は負荷判定部２１の判定結果にしたが
い動作モードを切替えて動作する。具体的には、デュー
ティ補正部１９は、実施の形態２に示したデューティ補
正部１９の動作を行なうモードを第１の動作モードと
し、実施の形態５に示したデューティ補正部１９の動作
を実行するモードを第２の動作モードとする。デューテ
ィ補正部１９は負荷判定部２１が負荷状態が「重負荷」
であると判断した時は第１の動作モードで、負荷状態が
「軽負荷」であると判断した時は第２の動作モードで動
作する。
ータ駆動装置の構成を示すブロック図を示す。本実施形
態では、制御部６においてブラシレスモータ３の負荷状
態を判断する負荷判定部２１をさらに設けている。デュ
ーティ補正部１９は負荷判定部２１の判定結果にしたが
い動作モードを切替えて動作する。具体的には、デュー
ティ補正部１９は、実施の形態２に示したデューティ補
正部１９の動作を行なうモードを第１の動作モードと
し、実施の形態５に示したデューティ補正部１９の動作
を実行するモードを第２の動作モードとする。デューテ
ィ補正部１９は負荷判定部２１が負荷状態が「重負荷」
であると判断した時は第１の動作モードで、負荷状態が
「軽負荷」であると判断した時は第２の動作モードで動
作する。
【００７５】図１８はブラシレスモータ３が回転してい
る時の電流波形２２を、電気角１周期におけるキャリア
周期を示す信号２３とともに表した図である。図１８
（ａ）はブラシレスモータ３が高速回転すなわち重負荷
状態で回転している時の様子を示し、図１８（ｂ）は低
速回転すなわち軽負荷状態で回転している時の様子を示
したものである。図１８（ｂ）から分かるようにモータ
が軽負荷状態で回転している時はキャリア周期毎の電流
変化量は少なくなり、図１８（ａ）から分かるように重
負荷状態の時はキャリア周期毎の電流変化量は多くな
る。また、モータが軽負荷状態で回転している時は図１
６（ａ）に示したＰＷＭ出力がなされる場合が重負荷状
態で回転している時と比べて頻繁に生じる。
る時の電流波形２２を、電気角１周期におけるキャリア
周期を示す信号２３とともに表した図である。図１８
（ａ）はブラシレスモータ３が高速回転すなわち重負荷
状態で回転している時の様子を示し、図１８（ｂ）は低
速回転すなわち軽負荷状態で回転している時の様子を示
したものである。図１８（ｂ）から分かるようにモータ
が軽負荷状態で回転している時はキャリア周期毎の電流
変化量は少なくなり、図１８（ａ）から分かるように重
負荷状態の時はキャリア周期毎の電流変化量は多くな
る。また、モータが軽負荷状態で回転している時は図１
６（ａ）に示したＰＷＭ出力がなされる場合が重負荷状
態で回転している時と比べて頻繁に生じる。
【００７６】モータが軽負荷状態で回転している時は、
キャリア周期毎の電流検出周期をキャリア周期の１／２
の周期に減らしても検出毎の電流値は大きく変化しな
い。このことから、モータが軽負荷状態で回転している
時は、ＰＷＭ信号のデューティの変更量を極力少なく
し、正弦波電流に歪みを発生させないことを優先させる
制御をするようにする。
キャリア周期毎の電流検出周期をキャリア周期の１／２
の周期に減らしても検出毎の電流値は大きく変化しな
い。このことから、モータが軽負荷状態で回転している
時は、ＰＷＭ信号のデューティの変更量を極力少なく
し、正弦波電流に歪みを発生させないことを優先させる
制御をするようにする。
【００７７】本実施形態によれば、軽負荷である低速回
転域から重負荷である高速回転域まで電流歪みのない正
弦波電流による安定したモータ駆動が実現できる。
転域から重負荷である高速回転域まで電流歪みのない正
弦波電流による安定したモータ駆動が実現できる。
【００７８】（実施の形態９）本実施形態のモータ駆動
装置の構成は図１７に示す構成と同じ構成を有する。す
なわち、本実施形態では、制御部６においてブラシレス
モータ３の負荷状態を判断する負荷判定部２１を設けて
いる。デューティ補正部１９は、実施の形態３に示した
デューティ補正部１９の動作を第１の動作モードとし、
実施の形態６に示したデューティ補正部１９の動作を第
２の動作モードとする。デューティ補正部１９は、負荷
判定部２１が重負荷と判断した時は第１の動作モードで
動作し、軽負荷と判断した時は第２の動作モードで動作
する。
装置の構成は図１７に示す構成と同じ構成を有する。す
なわち、本実施形態では、制御部６においてブラシレス
モータ３の負荷状態を判断する負荷判定部２１を設けて
いる。デューティ補正部１９は、実施の形態３に示した
デューティ補正部１９の動作を第１の動作モードとし、
実施の形態６に示したデューティ補正部１９の動作を第
２の動作モードとする。デューティ補正部１９は、負荷
判定部２１が重負荷と判断した時は第１の動作モードで
動作し、軽負荷と判断した時は第２の動作モードで動作
する。
【００７９】本実施の形態における動作原理は実施の形
態８のものと同様であり、軽負荷である低速回転域から
重負荷である高速回転域まで電流歪みのない正弦波電流
による安定したモータ駆動が実現できる。
態８のものと同様であり、軽負荷である低速回転域から
重負荷である高速回転域まで電流歪みのない正弦波電流
による安定したモータ駆動が実現できる。
【００８０】（実施の形態１０）本実施形態では、誘起
電圧推定部１７が、実施の形態８と実施の形態９におけ
る負荷判定部２１が軽負荷と判断した時の２回目のキャ
リア周期においても、誘起電圧を推定するアルゴリズム
を実行する。この場合は、１回目のキャリア周期で検出
される相電流値によって誘起電圧の推定演算を行う。こ
れによれば、誘起電圧推定や回転子位置速度推定の演算
をＰＷＭ信号のキャリア周期毎に行うため制御性が向上
し、実施の形態８や実施の形態９よりさらに安定したモ
ータ駆動が実現できる。
電圧推定部１７が、実施の形態８と実施の形態９におけ
る負荷判定部２１が軽負荷と判断した時の２回目のキャ
リア周期においても、誘起電圧を推定するアルゴリズム
を実行する。この場合は、１回目のキャリア周期で検出
される相電流値によって誘起電圧の推定演算を行う。こ
れによれば、誘起電圧推定や回転子位置速度推定の演算
をＰＷＭ信号のキャリア周期毎に行うため制御性が向上
し、実施の形態８や実施の形態９よりさらに安定したモ
ータ駆動が実現できる。
【００８１】（実施の形態１１）実施の形態８ないし実
施の形態１０における負荷判定部２１による判断につい
て説明する。具体的には、負荷判定部２１による判断
は、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデュ
ーティ値に基いて行なわれる。すなわち、ＰＷＭ信号生
成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値ついて電
気角での一周期中の最大値がしきい値に満たない場合
に、負荷状態を「軽負荷」である判断する。
施の形態１０における負荷判定部２１による判断につい
て説明する。具体的には、負荷判定部２１による判断
は、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデュ
ーティ値に基いて行なわれる。すなわち、ＰＷＭ信号生
成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値ついて電
気角での一周期中の最大値がしきい値に満たない場合
に、負荷状態を「軽負荷」である判断する。
【００８２】図１９はＰＷＭ信号生成部９で生成される
ＰＷＭ信号のデューティ値の変化の様子を電気角の区切
り毎に表した図である。例えば、Ｕ相のデューティ値は
電気角６０°と１２０°の時に最大値となっているがこ
の時の値で負荷状態の判定を行う。
ＰＷＭ信号のデューティ値の変化の様子を電気角の区切
り毎に表した図である。例えば、Ｕ相のデューティ値は
電気角６０°と１２０°の時に最大値となっているがこ
の時の値で負荷状態の判定を行う。
【００８３】本実施の形態によれば、制御部６内で演算
している値でもって負荷状態の判断が可能なため外部に
余計な負荷検出装置のようなものを加える必要がない。
なお、本実施の形態ではＰＷＭ信号のデューティにおけ
る電気角１周期中の最大値をしきい値と比較している
が、電気角１周期中の平均値やフィルタ演算値などを用
いてもよいことは明らかである。
している値でもって負荷状態の判断が可能なため外部に
余計な負荷検出装置のようなものを加える必要がない。
なお、本実施の形態ではＰＷＭ信号のデューティにおけ
る電気角１周期中の最大値をしきい値と比較している
が、電気角１周期中の平均値やフィルタ演算値などを用
いてもよいことは明らかである。
【００８４】また、本実施の形態ではＰＷＭ信号生成部
９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値における電気
角１周期中の最大値を負荷状態の判断に用いたが、回転
子位置速度検出部１８で得られるブラシレスモータ３の
回転数や、電流検出部１１で得られる相電流値を負荷状
態の判断に用いることができる。これによってもシステ
ムの構成、制御性に何ら問題はない。
９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値における電気
角１周期中の最大値を負荷状態の判断に用いたが、回転
子位置速度検出部１８で得られるブラシレスモータ３の
回転数や、電流検出部１１で得られる相電流値を負荷状
態の判断に用いることができる。これによってもシステ
ムの構成、制御性に何ら問題はない。
【００８５】また、本実施の形態における負荷判定部２
１が軽負荷であるかどうかの判断を行う際に、図２０に
示すようにヒステリシスを設けると、軽負荷状態での制
御と重負荷状態での制御が切り替わる付近でのモータ駆
動の安定性がより向上する。
１が軽負荷であるかどうかの判断を行う際に、図２０に
示すようにヒステリシスを設けると、軽負荷状態での制
御と重負荷状態での制御が切り替わる付近でのモータ駆
動の安定性がより向上する。
【００８６】（実施の形態１２）図２１に上記のモータ
駆動装置を利用した冷凍装置の構成例を示す。本冷凍装
置においては、冷媒の圧縮を行なうコンプレッサの駆動
装置として前述の実施の形態のモータ駆動装置が用いら
れている。
駆動装置を利用した冷凍装置の構成例を示す。本冷凍装
置においては、冷媒の圧縮を行なうコンプレッサの駆動
装置として前述の実施の形態のモータ駆動装置が用いら
れている。
【００８７】冷凍装置は、上記のいずれかの実施形態の
モータ駆動装置１００及びコンプレッサ８２に加えて、
第１のユニット９２及び第２のユニット９５からなる冷
凍サイクルを備えている。第１のユニット９２は熱交換
器９４と送風機９３から構成され、第２のユニット９５
は熱交換器９６、送風機９７及び膨張弁９８より構成さ
れる。第１のユニット９２は冷凍庫９９内を冷却する。
モータ駆動装置１００及びコンプレッサ８２に加えて、
第１のユニット９２及び第２のユニット９５からなる冷
凍サイクルを備えている。第１のユニット９２は熱交換
器９４と送風機９３から構成され、第２のユニット９５
は熱交換器９６、送風機９７及び膨張弁９８より構成さ
れる。第１のユニット９２は冷凍庫９９内を冷却する。
【００８８】冷凍サイクル中は熱媒体である冷媒が循環
する。冷媒はコンプレッサ８２により圧縮され、熱交換
器９６にて送風機９７からの送風により冷凍庫９９外の
空気と熱交換され放熱し、熱交換器９４にて送風機９３
からの送風により冷凍庫９９内の空気と熱交換され、吸
熱する。これにより、冷凍庫９９内が冷却される。以上
のような冷凍サイクルにおいて、モータ駆動装置１００
によりコンプレッサ８２が駆動される。
する。冷媒はコンプレッサ８２により圧縮され、熱交換
器９６にて送風機９７からの送風により冷凍庫９９外の
空気と熱交換され放熱し、熱交換器９４にて送風機９３
からの送風により冷凍庫９９内の空気と熱交換され、吸
熱する。これにより、冷凍庫９９内が冷却される。以上
のような冷凍サイクルにおいて、モータ駆動装置１００
によりコンプレッサ８２が駆動される。
【００８９】
【発明の効果】本発明の電動機駆動装置によれば、電流
検出手段をインバータと電動機間の線間に少なくとも２
つ以上設けることのない安価なシステム構成で正弦波駆
動を実現することができるという効果を奏する。
検出手段をインバータと電動機間の線間に少なくとも２
つ以上設けることのない安価なシステム構成で正弦波駆
動を実現することができるという効果を奏する。
【００９０】また、インバータ母線電流からモータ相電
流を検出するために補正したＰＷＭ信号のデューティ増
減分を以降のタイミングで修正することにより、正弦波
電流に歪みを極力生じさせないで済むことから、モータ
駆動において低騒音化・低振動化が図れるという効果を
奏する。
流を検出するために補正したＰＷＭ信号のデューティ増
減分を以降のタイミングで修正することにより、正弦波
電流に歪みを極力生じさせないで済むことから、モータ
駆動において低騒音化・低振動化が図れるという効果を
奏する。
【００９１】また、モータの駆動状態が軽負荷であると
判断した時は、インバータ母線電流からモータ相電流を
検出するのをキャリア周期の１／２の周期で行うことに
より、低速回転領域から高速回転領域に至るまで正弦波
電流に歪みを生じさせない安定したモータ駆動が行える
という効果を奏する。
判断した時は、インバータ母線電流からモータ相電流を
検出するのをキャリア周期の１／２の周期で行うことに
より、低速回転領域から高速回転領域に至るまで正弦波
電流に歪みを生じさせない安定したモータ駆動が行える
という効果を奏する。
【図１】 本発明のモータ駆動装置の構成を示すブロッ
ク図
ク図
【図２】 モータの相電流状態の時間的変化の一例、及
び、電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流
の状態を表す図
び、電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流
の状態を表す図
【図３】 半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を
表す図
表す図
【図４】 図３における、ＰＷＭ信号による駆動時にモ
ータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
ータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
【図５】 半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を
表す図
表す図
【図６】 図５における、ＰＷＭ信号による駆動時にモ
ータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
ータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
【図７】 相電流が検出が不可能となる、一キャリア周
期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図
期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図
【図８】 インバータ制御用マイコン内のタイマ構成
と、１キャリア周期に出力されるＰＷＭ信号を表す図
と、１キャリア周期に出力されるＰＷＭ信号を表す図
【図９】 デューティ補正部での動作の一例を説明する
ための図
ための図
【図１０】 デューティ補正部での動作の一例を説明す
るための図
るための図
【図１１】 デューティ補正部での動作の一例を説明す
るための図
るための図
【図１２】 デューティ補正部での動作の一例を説明す
るための図
るための図
【図１３】 デューティ補正部での動作の一例を説明す
るための図
るための図
【図１４】 デューティ補正部での動作の一例を説明す
るための図
るための図
【図１５】 デューティ補正部での動作の一例を説明す
るための図
るための図
【図１６】 デューティ補正部での動作の一例を説明す
るための図
るための図
【図１７】 本発明のモータ駆動装置の別の構成例を示
すブロック図
すブロック図
【図１８】 モータの相電流波形と電気角１周期におけ
るキャリア周期を示す信号を表す図
るキャリア周期を示す信号を表す図
【図１９】 ＰＷＭ信号生成部で生成されるＰＷＭ信号
のデューティの時間的変化を表す図
のデューティの時間的変化を表す図
【図２０】 負荷判定部での負荷状態判定のヒステリシ
スを表す図（横軸：モータ回転数）
スを表す図（横軸：モータ回転数）
【図２１】 本発明のモータ駆動装置を利用した冷凍装
置の構成を示す図
置の構成を示す図
【図２２】 従来のモータ駆動装置の構成を表すブロッ
ク図
ク図
１ 直流電源
２ インバータ
２ａ インバータ母線
３ ブラシレスモータ
６ 制御部
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ 電流検出部
１２ｕ〜１２ｗ 上アームスイッチングトランジスタ
１２ｘ〜１２ｚ 下アームスイッチングトランジスタ
１４ｕ〜１４ｗ、１４ｘ〜１４ｚ フリーホイールダイ
オード １６ インバータ入力電圧検出部 １７ 誘起電圧推定部 １８ 回転子位置速度推定部 １９ デューティ補正部 ２１ 負荷判定部 ８２ コンプレッサ ９３，９７ 送風機 ９４，９６ 熱交換器 ９８ 膨張弁 ９９ 冷凍庫 １００ モータ駆動装置
オード １６ インバータ入力電圧検出部 １７ 誘起電圧推定部 １８ 回転子位置速度推定部 １９ デューティ補正部 ２１ 負荷判定部 ８２ コンプレッサ ９３，９７ 送風機 ９４，９６ 熱交換器 ９８ 膨張弁 ９９ 冷凍庫 １００ モータ駆動装置
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フロントページの続き
(72)発明者 河地 光夫
大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器
産業株式会社内
Ｆターム(参考） 5H560 AA02 BB04 BB07 BB12 DA13
DB20 DC12 EB01 SS01 TT15
UA02 XA12
Claims (15)
- 【請求項１】 高圧側に配置された上アームスイッチン
グ素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子
からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチン
グ素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交
流電圧に変換し、三相電動機にその駆動電圧として供給
するインバータと、 インバータの母線に流れる電流を検出する電流検出手段
と、 前記インバータが出力する電圧値と前記電流検出手段に
より検出される電流値とから前記電動機の誘起電圧を推
定する誘起電圧推定手段と、 推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転
子磁極位置を推定する回転子位置速度検出手段と、 推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、前記イン
バータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信
号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、 前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデュ
ーティを補正するデューティ補正手段とを備え、 該デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段で生
成されたＰＷＭ信号のデューティ値を、前記電流検出手
段がインバータ母線電流を検出する間はＰＷＭ信号が変
化しないようなデューティ値に補正することを特徴とす
る電動機駆動装置。 - 【請求項２】 前記デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ
信号の一キャリア周期のうちの前記インバータの上アー
ムスイッチング素子が１つのみ通電している第１の期間
と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の
期間とにおいて前記電流検出手段がインバータ母線電流
を検出するための時間が確保されるようにデューティ値
を補正し、 前記電流検出手段は第１の期間と第２の期間に検出され
るインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流
れる相電流に変換する、ことを特徴とした請求項１記載
の電動機駆動装置。 - 【請求項３】 前記デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ
信号の半キャリア周期のうちの前記インバータの上アー
ムスイッチング素子が１つのみ通電している第１の期間
と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の
期間とにおいて前記電流検出手段がインバータ母線電流
を検出するための時間が確保されるようにデューティ値
を補正し、 前記電流検出手段は第１の期間と第２の期間に検出され
るインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流
れる相電流に変換する、ことを特徴とした請求項１記載
の電動機駆動装置。 - 【請求項４】 前記デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ
信号の一キャリア周期中の一つの半キャリア周期におけ
るインバータの上アームスイッチング素子が１つのみ通
電している第１の期間と上アームスイッチング素子が２
つ通電している第２の期間において、前記電流検出手段
がインバータ母線電流を検出するための時間が確保され
るようにデューティ値を補正するとともに、残りの半キ
ャリア周期で補正されたデューティの増減分を修正し、 前記電流検出手段は第１の期間と第２の期間に検出され
るインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流
れる相電流に変換する、ことを特徴とした請求項１記載
の電動機駆動装置。 - 【請求項５】 前記デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ
信号の一キャリア周期のうちのインバータの上アームス
イッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上
アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間
とにおいて前記電流検出手段による電流検出のための時
間が確保されるようデューティ値を補正するとともに、
次のキャリア周期で補正されたデューティの増減分を修
正し、前記電流検出手段は、電流検出時間が確保された
第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電
流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換す
る、ことを特徴とした請求項１記載の電動機駆動装置。 - 【請求項６】 前記デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ
信号のキャリア周期の半キャリア周期のうちのインバー
タの上アームスイッチング素子が１つのみ通電している
第１の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電して
いる第２の期間とにおいて前記電流検出手段による電流
検出のための時間が確保されるようデューティを補正す
るとともに、次のキャリア周期で補正されたデューティ
の増減分を修正し、 前記電流検出手段は電流検出時間が確保された第１の期
間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記
電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換する、こと
を特徴とした請求項１記載の電動機駆動装置。 - 【請求項７】 前記誘起電圧推定手段は、前記デューテ
ィの増減分が修正されたキャリア周期においては、前回
のキャリア周期で検出された相電流を用いて誘起電圧の
推定を行なう、ことを特徴とした請求項５または請求項
６記載の電動機駆動装置。 - 【請求項８】 さらに、電動機の負荷状態を判断する負
荷判定手段を備え、 前記デューティ補正手段は、前記負荷判定手段の判断結
果に基いて、重負荷であると判断された場合は第１のモ
ードに、軽負荷であると判断された場合は第２のモード
に切替えて動作し、 前記第１のモードは、前記インバータを制御するＰＷＭ
信号の一キャリア周期のうち、前記インバータ上アーム
スイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上
アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間
において、前記電流検出手段のインバータ母線電流を検
出するための時間が確保されるようなデューティ値に補
正し、前記電流検出手段が、第１の期間と第２の期間に
検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それ
ぞれに流れる相電流に変換するモードであり、 前記第２のモードは、前記デューティ補正手段が、前記
ＰＷＭ信号の一キャリア周期のうち、前記インバータの
上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期
間と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２
の期間において、前記電流検出手段のインバータ母線電
流を検出するための時間が確保されるようなデューティ
値に補正するとともに、次のキャリア周期において補正
されたデューティの増減分を修正し、前記電流検出手段
が検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出
されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれ
に流れる相電流に変換するモードであることを特徴とし
た請求項１記載の電動機駆動装置。 - 【請求項９】 さらに、電動機の負荷状態を判断する負
荷判定手段を備え、前記デューティ補正手段は、前記負
荷判定手段の判断結果に基いて、重負荷であると判断さ
れた場合は第１のモードに、軽負荷であると判断された
場合は第２のモードに切替えて動作し、 前記第１のモードは、前記デューティ補正手段が、前記
インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期のう
ち、前記インバータの上アームスイッチング素子が１つ
通電している第１の期間と上アームスイッチング素子が
２つ通電している第２の期間とにおいて、前記電流検出
手段のインバータ母線電流を検出するための時間を確保
したデューティに補正し、前記電流検出手段は、第１の
期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前
記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモー
ドであり、 前記第２のモードは、前記デューティ補正手段が、前記
インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期のう
ち、前記インバータの上アームスイッチング素子が１つ
通電している第１の期間と、上アームスイッチング素子
が２つ通電している第２の期間において、前記電流検出
手段のインバータ母線電流を検出するための時間が確保
されるようなデューティ値に補正するとともに、次のキ
ャリア周期において補正されたデューティの増減分を修
正し、前記電流検出手段は、検出時間が確保された第１
の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を
前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモ
ードであることを特徴とした請求項１記載の電動機駆動
装置。 - 【請求項１０】 前記誘起電圧推定手段は、前記第２の
モードにおいてデューティの増減分が修正されたキャリ
ア周期においては、前回のキャリア周期で検出された相
電流を用いて誘起電圧の推定を行なう、ことを特徴とし
た請求項８または請求項９記載の電動機駆動装置。 - 【請求項１１】 前記負荷判定手段はＰＷＭ信号のデュ
ーティ値の大きさを用いて負荷状態を判断する、ことを
特徴とした請求項８ないし請求項１０いずれか一つに記
載の電動機駆動装置。 - 【請求項１２】 前記負荷判定手段は電動機の回転数を
用いて負荷状態を判断する、ことを特徴とした請求項８
ないし請求項１０いずれか一つに記載の電動機駆動装
置。 - 【請求項１３】 前記負荷判定手段は前記電流検出手段
で得られる電流値を用いて負荷状態を判断する、ことを
特徴とした請求項８ないし請求項１０いずれか一つに記
載の電動機駆動装置。 - 【請求項１４】 前記第１のモードと前記第２のモード
の切り替えにおいて、ヒステリシスを設けたことを特徴
とした請求項８ないし請求項１３のいずれか一に記載の
電動機駆動装置。 - 【請求項１５】 請求項１ないし請求項１４のいずれか
一つに記載の電動機駆動装置を冷媒を圧縮する圧縮機の
駆動装置として用いたことを特徴とする冷凍装置。
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