JP3931079B2 - 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスＤＣモータなどの電動機を任意の回転数で駆動する電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、空気調和機における圧縮機などの電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような効率の高い電動機を任意の周波数で駆動するインバータなどが広く一般に使用されている。さらに、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。
【０００３】
空気調和機における圧縮機のような電動機を駆動する場合、電動機の回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術も発明されている。また、回転子の位置を推定する方法としては、電動機の誘起電圧を推定することにより行う方法（特開２０００−３５０４８９号公報など）がある。
【０００４】
図２２に位置センサレス正弦波駆動を実現するためのシステム構成を示す。ブラシレスモータ３を駆動する駆動装置は、直流電源１、インバータ２、制御部６、電流センサ７ｖと７ｗとを有する。ブラシレスモータ３は固定子４と回転子５からなる。
【０００５】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられる固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備える。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕ、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖ、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続される。
【０００６】
インバータ２は、一対のスイッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３つ有する。これら直列回路に、直流電源１から出力されるＤＣ電圧が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｕ、および下流側スイッチング素子１２ｘより成る。Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｖ、および下流側スイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｗ、および下流側スイッチング素子１２ｗより成る。なお、フリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが、各スイッチング素子と並列に接続される。
【０００７】
インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕ，１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖ，１２ｙの相互接続点、およびスイッチング素子１２ｗ，１２ｚの相互接続点に、ブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。
【０００８】
制御部６は、ブラシレスモータ３の相巻線４ｖ，４ｗに流れる電流を電流センサ７ｖ,７ｗによって検出し、この電流値をもとに誘起電圧を推定してインバータ２を制御する信号を出力する。以上のような回路構成にて、ブラシレスモータ３の駆動制御を行っている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の、誘起電圧の推定による位置センサレス正弦波駆動においては、駆動する電動機の相電流を検出するために、電流センサなどの検出器を最低でも２つ用いなければならず、駆動装置を構成する上でコストアップの要因となってしまうという問題があった。
【００１０】
本発明は上記の課題を解決するもので、安価な構成で相電流を正確に検出し、低速回転域から高速回転域まで良質な駆動が可能な電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る電動機駆動装置は、高圧側に配置された上アームスイッチング素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧に変換し三相電動機にその駆動電圧として供給するインバータと、インバータの母線に流れる電流を検出する電流検出手段と、インバータが出力する電圧値と前記電流検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置を推定する回転子位置速度検出手段と、推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを備える。デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティ値を、電流検出手段がインバータ母線電流を検出する期間はＰＷＭ信号が変化しないようなデューティ値に補正する。
【００１５】
また、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号の一キャリア周期のうちのインバータの上アームのスイッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上アームのスイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにおいて電流検出手段による電流検出のための時間が確保されるようデューティ値を補正するとともに、次のキャリア周期で補正されたデューティの増減分を修正してもよい。または、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号のキャリア周期の半キャリア周期のうちのインバータの上アームのスイッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上アームのスイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにおいて電流検出手段による電流検出のための時間が確保されるようデューティを補正するとともに、次のキャリア周期で補正されたデューティの増減分を修正する。このとき、電流検出手段は電流検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換する。このとき、さらに、誘起電圧推定手段は、デューティの増減分が修正されたキャリア周期においては、前回のキャリア周期で検出された相電流を用いて誘起電圧の推定を行なってもよい。
【００１６】
また、電動機駆動装置は電動機の負荷状態を判断する負荷判定手段をさらに、備えてもよい。このとき、デューティ補正手段は、負荷判定手段の判断結果に基いて、重負荷であると判断された場合は第１のモードに、軽負荷であると判断された場合は第２のモードに切替えて動作する。
【００１７】
ここで、第１のモードは、インバータを制御するＰＷＭ信号の一キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間において、前記電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間が確保されるようなデューティ値に補正し、電流検出手段が、第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードである。第２のモードは、デューティ補正手段が、ＰＷＭ信号の一キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間において、電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間が確保されるようなデューティ値に補正するとともに、次のキャリア周期において補正されたデューティの増減分を修正し、電流検出手段が検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードである。
【００１８】
または、第１のモードは、デューティ補正手段が、インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにおいて、電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間を確保したデューティに補正し、電流検出手段は、第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードであってもよい。第２のモードは、デューティ補正手段が、インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間において、電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間が確保されるようなデューティ値に補正するとともに、次のキャリア周期において補正されたデューティの増減分を修正し、電流検出手段は、検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードであってもよい。
【００１９】
第２のモードで動作中は、誘起電圧推定手段は、第２のモードにおいてデューティの増減分が修正されたキャリア周期においては、前回のキャリア周期で検出された相電流を用いて誘起電圧の推定を行なってもよい。
【００２０】
また、負荷判定手段は、ＰＷＭ信号のデューティ値の大きさ、電動機の回転数又は電流検出手段で得られる電流値を用いて負荷状態を判断できる。
【００２１】
第１のモードと前記第２のモードの切り替えにおいて、ヒステリシスを設けるのが好ましい。
【００２２】
本発明に係る冷凍装置は上記の本発明の電動機駆動装置を冷媒を圧縮する圧縮機の駆動装置として用いる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るモータ駆動装置の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は本発明に係るモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。モータ駆動装置は、直流電源１、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。
【００２５】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続されている。
【００２６】
インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１２ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１２ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１２ｖ及び低圧側スイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１２ｗ及び低圧側スイッチング素子１２ｚよりなる。また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが接続されている。
【００２７】
インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕとスイッチング素子１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖとスイッチング素子１２ｙの相互接続点、スイッチング素子１２ｗとスイッチング素子１２ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。
【００２８】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。
【００２９】
制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、電流検出部１１と、誘起電圧推定部１７と、回転子位置速度検出部１８と、デューティ補正部１９とからなる。
【００３０】
ＰＷＭ信号生成部９は、外部より与えられる目標速度を実現すべく、現在の速度と目標速度の誤差から演算により求められた出力電圧を出力するために、インバータ２の各スイッチング素子１２u、１２v、…を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その生成されたＰＷＭ信号はデューティ補正部１９により補正される。補正後のＰＷＭ信号はベースドライバ１０により、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。そのドライブ信号にしたがい各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚが動作する。
【００３１】
電流検出部１１はインバータ２の母線２ａに流れる電流（以下「インバータ母線電流」という。）を観察し、そのインバータ母線電流に現れるブラシレスモータ３の相電流を検出する。電流検出部１１は実際にはインバータ母線電流が変化したときから所定期間の間だけ電流を検出する。以下、電流検出部１１が相電流を検出する所定期間を「電流検出期間」という。
【００３２】
誘起電圧推定部１７は、電流検出部１１により検出されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の誘起電圧を推定する。さらに、回転子位置速度推定部１８は、推定された誘起電圧からブラシレスモータ３の回転子磁極位置および速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その際、ＰＷＭ信号生成部９は推定された回転子５の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基いて回転子速度が目標速度となるようにＰＷＭ信号を制御する。
【００３３】
次に、誘起電圧推定部１７の動作について説明する。
電流検出部１１により、各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が検出される。また、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出部１６が検出したインバータ印加電圧の情報から、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）が求められる。原理的には、これらの値から、下記式（１）、（２）、（３）の演算により、各相の巻線に誘起される誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗが求められる。ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。
ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ …（１）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ …（２）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ …（３）
式（１）、（２）、（３）をさらに詳細に展開すると、次式（４）、（５）、（６）となる。
ｅｖ＝ｖｖ
ここで、ｄ／ｄｔは時間微分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れるｄθ／ｄｔには推定速度ωｍを電気角速度に変換したものを用いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。なお、ｗ相電流値ｉｗは式（１３）のように、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとの和の符号を変えたものとする。ここで、Ｒは巻線一相あたりの抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、およびＬａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。
【００３４】
誘起電圧推定部１７においては、式（４）、（５）、（６）を簡略化した式（７）、（８）、（９）を使用する。簡略化は、相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが正弦波であると仮定し、電流指令振幅ｉａと電流指令位相βＴとから相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを作成し、簡略化したものである。
【００３５】
次に、回転子位置速度推定部１８の動作について説明する。
回転子位置速度推定部１８は、誘起電圧推定部１７により推定された推定誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗから、回転子５の位置と速度を推定する。回転子位置速度推定部１８は、それが認識している推定角度θｍを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させる。さらに、それから、推定速度ωｍを求める。
【００３６】
最初に、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍ）を以下の式で求める。
ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ）
ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°）
ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） …（１０）
ここで、ｅｍ：誘起電圧振幅値は、推定誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの振幅値と一致させることにより求める。
【００３７】
この様にして求めた誘起電圧基準値と誘起電圧推定値との偏差εを作成する。
下記式（１１）のように、誘起電圧推定値ｅｓから誘起電圧基準値ｅｓｍを減算したものを偏差εにする。ここで、添字ｓはｕ、ｖ、ｗのいずれかの相を示す添字である。
ε＝ｅｓ−ｅｓｍ （ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ） …（１１）
【００３８】
この偏差が、０になれば推定角度θｍが真値になるので、偏差εを０にするように推定角度θｍをＰＩ演算などを用いて補正する。また、推定角度θｍの変動値を演算することにより、推定速度ωｍを作成する。
【００３９】
ＰＷＭ信号生成部９は、目標速度ω*を実現するために、目標速度ω*と推定速度ωｍとの差Δωにより出力するべき電圧Ｖ*をＰＩ演算などを用いて計算する。その電圧値Ｖ*から各相に出力するべき電圧Ｖ*ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を以下の様にして求める。
Ｖ*ｕ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ）
Ｖ*ｖ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°）
Ｖ*ｗ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） …（１２）
【００４０】
さらに、このようにして求められた電圧Ｖ*ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を出力するための各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚのＰＷＭ信号はデューティ補正部１９により補正され、ベースドライバ１０に出力される。各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚはその補正後のＰＷＭ信号にしたがい駆動され、正弦波状の交流を生成する。
【００４１】
このように本実施例では、推定誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θｍを作成し、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。
【００４２】
ここで、図２〜図６を用いてインバータ母線２ａに流れる電流においてブラシレスモータ３の相電流が現れる様子を説明する。
【００４３】
図２は、ブラシレスモータ３の各相巻線に流る相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。図２を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図２（ｂ）参照）。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図２（ｃ）参照）。以降、図２（ｄ）〜（ｇ）において、電気角６０°毎に各相の巻線に流る相電流の状態が変化していく様子が示されている。
【００４４】
例えば、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。ここで、図３において、信号「Ｕ」は上アームスイッチング素子１２ｕを、信号「Ｖ」は上アームスイッチング素子１２ｖを、信号「Ｗ」は上アームスイッチング素子１２ｗを、信号「Ｘ」は下アームスイッチング素子１２ｘを、信号「Ｙ」は下アームスイッチング素子１２ｙを、信号「Ｚ」は下アームスイッチング素子１２ｚを動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。この場合、インバータ母線２ａには、タイミング▲１▼では、図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング▲２▼では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング▲３▼では図４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。
【００４５】
別の例として、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。この場合は、図６（ａ）に示すようにインバータ母線２ａにはタイミング▲１▼では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング▲２▼ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング▲３▼ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。
【００４６】
以上のように、インバータ母線２ａ上にインバータ２のスイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚの状態に応じたブラシレスモータ３の相電流が現れることが分かる。
【００４７】
上述のように一キャリア周期内の近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から三相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが求められることは明らかである。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ …（１３）
【００４８】
しかしながら、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成される一キャリア周期分のＰＷＭ信号が図７のように変化する場合、インバータ母線２ａ上には、タイミング▲１▼では電流が現れず、タイミング▲３▼ではＶ相電流のみが現れる。つまり、この場合は一キャリア周期において一相分の電流しか検出できない。したがって、このように変化するＰＷＭ信号が繰り返されると三相それぞれの電流を求めることができず、誘起電圧推定部１７で誘起電圧の推定が不能になり、ブラシレスモータ３の駆動ができなくなる。
【００４９】
上記のような不具合を回避すべく、デューティ補正部１９は、ブラシレスモータ３の各相の巻線に流る相電流を検出する必要がある期間（電流検出期間）においては、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号をチェックし、もし、そのＰＷＭ信号が二相分の相電流の検出を不可能とする信号（例えば図７に示すようなＰＷＭ信号）である場合、そのＰＷＭ信号を二相分の相電流を確実に検出可能とするＰＷＭ信号（例えば図３、図５に示すようなＰＷＭ信号）に補正する。
【００５０】
また、デューティ補正部１９から出力されたＰＷＭ信号のデューティ情報は電流検出部１１にも入力される。電流検出部１１はインバータ母線電流にブラシレスモータ３のどの相の電流が現れているのか判断し、各相の電流値に変換する。電流検出部１１による各相の検出電流値はその後の誘起電圧推定部１７での誘起電圧の推定演算に活用される。
【００５１】
本実施形態によれば、制御部６内の制御ループを成立させるために、ブラシレスモータ３の各相の巻線に流れる相電流を検出する必要が生じた際に、誘起電圧を推定するアルゴリズムを変えることなく簡単になおかつ確実に相電流検出を行うことができ、電流検出手段をインバータとモータの間の線間に２つ以上設ける必要がない安価なシステム構成で正弦波駆動を実現することができる。
【００５２】
（実施の形態２）
本実施形態では、実施の形態１の制御部６の一部をインバータ制御用マイコンにより具現化した例を示す。図８は、このインバータ制御用マイコン内でのタイマ構成と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に出力されるインバータ制御信号との関係を示した図である。
【００５３】
この種のタイマは一般にインバータ制御用マイコンには標準装備され、ＰＷＭ信号のキャリア周波数毎にアップダウンカウントを繰り返し、キャリア周波数決定値に到達するとアップカウントからダウンカウントへ移行する。タイマのカウント値が各相のデューティ決定値に到達すると、当該相のＰＷＭ信号が反転する。なお、図８ではＶ相デューティ決定値がキャリア周波数決定値と同じであるため、信号「Ｖ」はオフ状態、信号「Ｙ」はオン状態を維持する出力となっている。各相のデューティ決定値はタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する際に変更されていき各相所定の出力電圧を発生させる。
【００５４】
図９は本実施形態におけるデューティ補正部１９の動作を説明した図である。ここで、図中に示された矢印２０はインバータ制御用マイコンのＡＤサンプリング期間を示し、電流検出部１１でインバータ母線２ａに流れる電流を検出する期間（電流検出期間）を表す。ＡＤサンプリング期間はインバータ母線電流が変化した時点からサンプリングに必要な所定時間が経過した期間となる。ＰＷＭ信号生成部９で図９（ａ）に示すようなＰＷＭパターン（信号「Ｕ」〜信号「Ｚ」）を出力するような演算結果がなされた場合を考える。この場合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態になっている。このとき、図４から分かるようにこの期間、インバータ母線２ａに現れるＶ相の電流を正確に検出することができない。そこで、デューティ補正部１９は、各相のデューティ決定値がおもにマイコンのＡＤサンプリング期間で決められる値よりも大きくなるように、ＰＷＭ信号のデューティの値を補正する。例えば、デューティ補正部１９は、図９（ａ）のＵ相デューティ決定値を、図９（ｂ）のように、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング期間すなわち電流検出期間よりも長くなるように補正する。
【００５５】
また、図１０を用いて本実施の形態におけるデューティ補正部１９の別の動作について説明する。例えば、ＰＷＭ信号生成部９で図１０（ａ）に示したようなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされた場合を考える。上アームスイッチング素子が１つのみ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態になっている。この場合は、図４から分かるようにこの期間インバータ母線２ａに現れるＷ相の電流を正確に検出することができない。そこで、デューティ補正部１９は、Ｕ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正し、タイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも長くなるようにする。図１０（ｂ）では、サンプリング期間２０よりも長いタイミング▲２▼の期間を確保するために、タイミング▲２▼の必要な期間に対して不足している分の１／２の期間だけ、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少なくなるように補正し、Ｗ相デューティ決定値についてはデューティが大きくなるように補正する。なお、この補正の仕方は一例であり、タイミング▲２▼に必要な期間に対して不足している分をＵ相デューティ決定値についてのみデューティが少なくなるように補正しても構わないし、Ｗ相デューティ決定値についてのみデューティが大きくなるように補正しても構わない。
【００５６】
この実施の形態によれば、デューティの変更を行う際（上述の説明ではタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する際）に、上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に１回デューティを変更する簡単なアルゴリズムで確実に相電流検出を行うことができる。
【００５７】
（実施の形態３）
図１１は、デューティ補正部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９で図１２（ａ）に示したようなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態になっていて、図４から分かるようにこの期間インバータ母線２ａに現れるＶ相の電流を正確に検出することができない。そこで、デューティ補正部１９ではＰＷＭ信号のキャリア半周期において各相のデューティ決定値がマイコンのＡＤサンプリング時間で決められる値よりも大きくなるようにデューティを補正する。つまり、図１１（ａ）に示すＵ相デューティ決定値が、タイマがアップカウントしているＰＷＭ信号のキャリア半周期において補正され、図１１（ｂ）に示すように上アームスイッチング素子スイッチングが２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるようになっている。
【００５８】
次に、図１２を用いて本実施の形態におけるデューティ補正部１９での別の動作について説明する。例えば、ＰＷＭ信号生成部９で図１２（ａ）に示したようなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされた場合を考える。上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態になっている。この場合、図６から分かるようにこの期間インバータ母線に現れるＵ相の電流を正確に検出することができない。そこで、デューティ補正部１９ではＰＷＭ信号のキャリア周期の半周期においてＵ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれが補正され、図１２（ｂ）のようにタイマがアップカウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期において上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなっている。図１２（ｂ）では、サンプリング期間２０よりも長いタイミング▲２▼の期間を確保するために、タイミング▲２▼の必要な期間に対する不足分の１／２の期間だけ、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少なくなるように補正し、Ｗ相デューティ決定値についてはデューティが大きくなるように補正している。なお、この補正の仕方は一例であり、タイミング▲２▼に必要な期間に対して不足している分をＵ相デューティ決定値についてのみデューティが少なくなるように補正しても構わないし、Ｗ相デューティ決定値についてのみデューティが大きくなるように補正しても構わない。
【００５９】
この実施の形態によれば、デューティの変更タイミングをタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する時と、アップカウントからダウンカウントに移行する時の２回に増やし、ＰＷＭ信号の半キャリア周期における上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし、必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の補正量を少なくすることができ、簡単になおかつ確実に相電流検出を行うとともに、デューティの補正による相電流の乱れなどの影響を抑えられることになる。
【００６０】
（実施の形態４）
図１３はデューティ補正部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９により図１３（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態になっており、図４から分かるようにこの期間インバータ母線２ａに現れるＷ相の電流を正確に検出することができない。
【００６１】
そこで、デューティ補正部１９は、図１３（ｂ）のようにタイマがアップカウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期において上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるように、ＰＷＭ信号の半キャリア周期においてＵ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正する。図１３（ｂ）では、タイミング▲２▼に必要な期間に対して不足している分の１／２の期間をＵ相デューティ決定値についてはデューティが少なくなるように、Ｗ相デューティ決定値についてはデューティが大きくなるように補正することによってタイミング▲２▼期間を確保している。また、タイマがダウンカウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期においては、タイマがアップカウントしている半キャリア周期で補正されたデューティを修正している。Ｕ相デューティ決定値については補正時に少なくなったデューティ分を増やし、Ｗ相デューティ決定値については補正時に大きくなったデューティ分を減らしている。
【００６２】
本実施形態によれば、デューティ値の変更をタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する時と、アップカウントからダウンカウントに移行する時の２回に増やし、ＰＷＭ信号のキャリア半周期における上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし、必要時にデューティの補正を行い、残りのキャリア半周期においては、デューティ補正時に増減した分を修正している。このため、ＰＷＭ信号の１キャリア周期における変更量をなくすことができ、簡単になおかつ確実に相電流検出を行うとともに、相電流の乱れを排除できる。
【００６３】
（実施の形態５）
図１４はデューティ補正部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９により図１４（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態になっており、図４から分かるようにこの期間インバータ母線に現れるＶ相の電流を正確に検出することができない。
【００６４】
そこで、デューティ補正部１９は、各相のデューティ決定値がおもにマイコンのＡＤサンプリング時間で決められる値よりも大きくなるようにデューティを補正する。図１４（ｂ）に示すように、１回目のキャリア周期において、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるようにＵ相デューティ決定値が補正される。また、２回目のキャリア周期においては、１回目のキャリア周期におけるＵ相デューティ決定値の補正時に大きくなったデューティ分を減らしている（結果的にスイッチングなし）。
【００６５】
図１５は本実施形態においてタイミング▲２▼の期間が短く十分でない場合のデューティ補正を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９で図１５（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態になっている。図４から分かるようにこの期間インバータ母線に現れるＷ相の電流を正確に検出することができない。
【００６６】
そこで、デューティ補正部１９は、図１５（ｂ）の１回目のキャリア周期において上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるように、Ｕ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正する。図１５（ｂ）では、タイミング▲２▼に必要な期間に対して不足している分の１／２の期間だけ、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少なくなるように、Ｗ相デューティ決定値についてはデューティが大きくなるように補正することによってタイミング▲２▼期間を確保している。また、２回目のキャリア周期においては、１回目のキャリア周期におけるＵ相デューティ決定値の補正時に小さくなったデューティ分を増やし、Ｗ相デューティ決定値について補正時に大きくなったデューティ分を減らしている。
【００６７】
本実施形態によれば、デューティの変更を行う際（上述説明ではタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する際）に、上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に１回デューティを変更する簡単なアルゴリズムで確実に相電流検出を行うことができる。
【００６８】
また、デューティの補正を行ったキャリア周期の次のキャリア周期においてデューティ補正時に増減した分のデューティを修正しているため、二キャリア周期における変更量を極力低減することができ、相電流の乱れを低減できる。なお、２回目のキャリア周期においても誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する場合は１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって演算すればよい。
【００６９】
（実施の形態６）
図１６はデューティ補正部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９で図１６（ａ）に示すようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態になっており、図４から分かるようにそれぞれの期間インバータ母線２ａに現れるＷ相の電流とＶ相の電流を正確に検出することができない。
【００７０】
そこで、デューティ補正部１９は、図１６（ｂ）に示すように、１回目のキャリア周期の前半半周期における上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間とがＡＤサンプリング時間よりも長くなるように、Ｕ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正する。また、２回目のキャリア周期においては、Ｕ相デューティ決定値について１回目のキャリア周期での補正時に大きくなったデューティ分を減らし（結果的にスイッチングなし）、Ｗ相デューティ決定値についても補正時に大きくなったデューティ分を減らしている。
【００７１】
本実施形態によれば、デューティの変更をタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する時と、アップカウントからダウンカウントに移行する時の２回に増やし、ＰＷＭ信号のキャリア半周期における上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の補正量を少なくすることができ、簡単になおかつ確実に相電流検出を行える。
【００７２】
また、デューティの補正を行ったキャリア周期の次の周期では、デューティ補正時に増減した分のデューティを修正しているため、二キャリア周期における変更量を実施の形態５よりも更に低減でき、相電流の乱れを排除できる。
【００７３】
（実施の形態７）
本実施形態では、実施の形態５と実施の形態６における２回目のキャリア周期においても誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する。この場合、１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって誘起電圧の推定演算を行う。これにより、誘起電圧推定や回転子位置速度推定の演算をＰＷＭ信号のキャリア周期毎に行うため制御性が向上し、安定したモータ駆動が実現できる。
【００７４】
（実施の形態８）
図１７に本実施形態のモータ駆動装置の構成を示すブロック図を示す。本実施形態では、制御部６においてブラシレスモータ３の負荷状態を判断する負荷判定部２１をさらに設けている。デューティ補正部１９は負荷判定部２１の判定結果にしたがい動作モードを切替えて動作する。具体的には、デューティ補正部１９は、実施の形態２に示したデューティ補正部１９の動作を行なうモードを第１の動作モードとし、実施の形態５に示したデューティ補正部１９の動作を実行するモードを第２の動作モードとする。デューティ補正部１９は負荷判定部２１が負荷状態が「重負荷」であると判断した時は第１の動作モードで、負荷状態が「軽負荷」であると判断した時は第２の動作モードで動作する。
【００７５】
図１８はブラシレスモータ３が回転している時の電流波形２２を、電気角１周期におけるキャリア周期を示す信号２３とともに表した図である。図１８（ａ）はブラシレスモータ３が高速回転すなわち重負荷状態で回転している時の様子を示し、図１８（ｂ）は低速回転すなわち軽負荷状態で回転している時の様子を示したものである。図１８（ｂ）から分かるようにモータが軽負荷状態で回転している時はキャリア周期毎の電流変化量は少なくなり、図１８（ａ）から分かるように重負荷状態の時はキャリア周期毎の電流変化量は多くなる。また、モータが軽負荷状態で回転している時は図１６（ａ）に示したＰＷＭ出力がなされる場合が重負荷状態で回転している時と比べて頻繁に生じる。
【００７６】
モータが軽負荷状態で回転している時は、キャリア周期毎の電流検出周期をキャリア周期の１／２の周期に減らしても検出毎の電流値は大きく変化しない。このことから、モータが軽負荷状態で回転している時は、ＰＷＭ信号のデューティの変更量を極力少なくし、正弦波電流に歪みを発生させないことを優先させる制御をするようにする。
【００７７】
本実施形態によれば、軽負荷である低速回転域から重負荷である高速回転域まで電流歪みのない正弦波電流による安定したモータ駆動が実現できる。
【００７８】
（実施の形態９）
本実施形態のモータ駆動装置の構成は図１７に示す構成と同じ構成を有する。すなわち、本実施形態では、制御部６においてブラシレスモータ３の負荷状態を判断する負荷判定部２１を設けている。デューティ補正部１９は、実施の形態３に示したデューティ補正部１９の動作を第１の動作モードとし、実施の形態６に示したデューティ補正部１９の動作を第２の動作モードとする。デューティ補正部１９は、負荷判定部２１が重負荷と判断した時は第１の動作モードで動作し、軽負荷と判断した時は第２の動作モードで動作する。
【００７９】
本実施の形態における動作原理は実施の形態８のものと同様であり、軽負荷である低速回転域から重負荷である高速回転域まで電流歪みのない正弦波電流による安定したモータ駆動が実現できる。
【００８０】
（実施の形態１０）
本実施形態では、誘起電圧推定部１７が、実施の形態８と実施の形態９における負荷判定部２１が軽負荷と判断した時の２回目のキャリア周期においても、誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する。この場合は、１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって誘起電圧の推定演算を行う。これによれば、誘起電圧推定や回転子位置速度推定の演算をＰＷＭ信号のキャリア周期毎に行うため制御性が向上し、実施の形態８や実施の形態９よりさらに安定したモータ駆動が実現できる。
【００８１】
（実施の形態１１）
実施の形態８ないし実施の形態１０における負荷判定部２１による判断について説明する。具体的には、負荷判定部２１による判断は、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値に基いて行なわれる。すなわち、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値ついて電気角での一周期中の最大値がしきい値に満たない場合に、負荷状態を「軽負荷」である判断する。
【００８２】
図１９はＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値の変化の様子を電気角の区切り毎に表した図である。例えば、Ｕ相のデューティ値は電気角６０°と１２０°の時に最大値となっているがこの時の値で負荷状態の判定を行う。
【００８３】
本実施の形態によれば、制御部６内で演算している値でもって負荷状態の判断が可能なため外部に余計な負荷検出装置のようなものを加える必要がない。なお、本実施の形態ではＰＷＭ信号のデューティにおける電気角１周期中の最大値をしきい値と比較しているが、電気角１周期中の平均値やフィルタ演算値などを用いてもよいことは明らかである。
【００８４】
また、本実施の形態ではＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値における電気角１周期中の最大値を負荷状態の判断に用いたが、回転子位置速度検出部１８で得られるブラシレスモータ３の回転数や、電流検出部１１で得られる相電流値を負荷状態の判断に用いることができる。これによってもシステムの構成、制御性に何ら問題はない。
【００８５】
また、本実施の形態における負荷判定部２１が軽負荷であるかどうかの判断を行う際に、図２０に示すようにヒステリシスを設けると、軽負荷状態での制御と重負荷状態での制御が切り替わる付近でのモータ駆動の安定性がより向上する。
【００８６】
（実施の形態１２）
図２１に上記のモータ駆動装置を利用した冷凍装置の構成例を示す。本冷凍装置においては、冷媒の圧縮を行なうコンプレッサの駆動装置として前述の実施の形態のモータ駆動装置が用いられている。
【００８７】
冷凍装置は、上記のいずれかの実施形態のモータ駆動装置１００及びコンプレッサ８２に加えて、第１のユニット９２及び第２のユニット９５からなる冷凍サイクルを備えている。第１のユニット９２は熱交換器９４と送風機９３から構成され、第２のユニット９５は熱交換器９６、送風機９７及び膨張弁９８より構成される。第１のユニット９２は冷凍庫９９内を冷却する。
【００８８】
冷凍サイクル中は熱媒体である冷媒が循環する。冷媒はコンプレッサ８２により圧縮され、熱交換器９６にて送風機９７からの送風により冷凍庫９９外の空気と熱交換され放熱し、熱交換器９４にて送風機９３からの送風により冷凍庫９９内の空気と熱交換され、吸熱する。これにより、冷凍庫９９内が冷却される。以上のような冷凍サイクルにおいて、モータ駆動装置１００によりコンプレッサ８２が駆動される。
【００８９】
【発明の効果】
本発明の電動機駆動装置によれば、電流検出手段をインバータと電動機間の線間に少なくとも２つ以上設けることのない安価なシステム構成で正弦波駆動を実現することができるという効果を奏する。
【００９０】
また、インバータ母線電流からモータ相電流を検出するために補正したＰＷＭ信号のデューティ増減分を以降のタイミングで修正することにより、正弦波電流に歪みを極力生じさせないで済むことから、モータ駆動において低騒音化・低振動化が図れるという効果を奏する。
【００９１】
また、モータの駆動状態が軽負荷であると判断した時は、インバータ母線電流からモータ相電流を検出するのをキャリア周期の１／２の周期で行うことにより、低速回転領域から高速回転領域に至るまで正弦波電流に歪みを生じさせない安定したモータ駆動が行えるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明のモータ駆動装置の構成を示すブロック図
【図２】 モータの相電流状態の時間的変化の一例、及び、電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を表す図
【図３】 半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図
【図４】 図３における、ＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
【図５】 半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図
【図６】 図５における、ＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
【図７】 相電流が検出が不可能となる、一キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図
【図８】 インバータ制御用マイコン内のタイマ構成と、１キャリア周期に出力されるＰＷＭ信号を表す図
【図９】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１０】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１１】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１２】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１３】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１４】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１５】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１６】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１７】 本発明のモータ駆動装置の別の構成例を示すブロック図
【図１８】 モータの相電流波形と電気角１周期におけるキャリア周期を示す信号を表す図
【図１９】 ＰＷＭ信号生成部で生成されるＰＷＭ信号のデューティの時間的変化を表す図
【図２０】 負荷判定部での負荷状態判定のヒステリシスを表す図（横軸：モータ回転数）
【図２１】 本発明のモータ駆動装置を利用した冷凍装置の構成を示す図
【図２２】 従来のモータ駆動装置の構成を表すブロック図
【符号の説明】
１ 直流電源
２ インバータ
２ａ インバータ母線
３ ブラシレスモータ
６ 制御部
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ 電流検出部
１２ｕ〜１２ｗ 上アームスイッチングトランジスタ
１２ｘ〜１２ｚ 下アームスイッチングトランジスタ
１４ｕ〜１４ｗ、１４ｘ〜１４ｚ フリーホイールダイオード
１６ インバータ入力電圧検出部
１７ 誘起電圧推定部
１８ 回転子位置速度推定部
１９ デューティ補正部
２１ 負荷判定部
８２ コンプレッサ
９３，９７ 送風機
９４，９６ 熱交換器
９８ 膨張弁
９９ 冷凍庫
１００ モータ駆動装置
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスＤＣモータなどの電動機を任意の回転数で駆動する電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、空気調和機における圧縮機などの電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような効率の高い電動機を任意の周波数で駆動するインバータなどが広く一般に使用されている。さらに、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。
【０００３】
空気調和機における圧縮機のような電動機を駆動する場合、電動機の回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術も発明されている。また、回転子の位置を推定する方法としては、電動機の誘起電圧を推定することにより行う方法（特開２０００−３５０４８９号公報など）がある。
【０００４】
図２２に位置センサレス正弦波駆動を実現するためのシステム構成を示す。ブラシレスモータ３を駆動する駆動装置は、直流電源１、インバータ２、制御部６、電流センサ７ｖと７ｗとを有する。ブラシレスモータ３は固定子４と回転子５からなる。
【０００５】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられる固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備える。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕ、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖ、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続される。
【０００６】
インバータ２は、一対のスイッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３つ有する。これら直列回路に、直流電源１から出力されるＤＣ電圧が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｕ、および下流側スイッチング素子１２ｘより成る。Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｖ、および下流側スイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｗ、および下流側スイッチング素子１２ｗより成る。なお、フリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが、各スイッチング素子と並列に接続される。
【０００７】
インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕ，１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖ，１２ｙの相互接続点、およびスイッチング素子１２ｗ，１２ｚの相互接続点に、ブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。
【０００８】
制御部６は、ブラシレスモータ３の相巻線４ｖ，４ｗに流れる電流を電流センサ７ｖ,７ｗによって検出し、この電流値をもとに誘起電圧を推定してインバータ２を制御する信号を出力する。以上のような回路構成にて、ブラシレスモータ３の駆動制御を行っている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の、誘起電圧の推定による位置センサレス正弦波駆動においては、駆動する電動機の相電流を検出するために、電流センサなどの検出器を最低でも２つ用いなければならず、駆動装置を構成する上でコストアップの要因となってしまうという問題があった。
【００１０】
本発明は上記の課題を解決するもので、安価な構成で相電流を正確に検出し、低速回転域から高速回転域まで良質な駆動が可能な電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る電動機駆動装置は、高圧側に配置された上アームスイッチング素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧に変換し三相電動機にその駆動電圧として供給するインバータと、インバータの母線に流れる電流を検出する電流検出手段と、インバータが出力する電圧値と前記電流検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置を推定する回転子位置速度検出手段と、推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを備える。デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティ値を、電流検出手段がインバータ母線電流を検出する期間はＰＷＭ信号が変化しないようなデューティ値に補正する。
【００１５】
また、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号の一キャリア周期のうちのインバータの上アームのスイッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上アームのスイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにおいて電流検出手段による電流検出のための時間が確保されるようデューティ値を補正するとともに、次のキャリア周期で補正されたデューティの増減分を修正してもよい。または、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号のキャリア周期の半キャリア周期のうちのインバータの上アームのスイッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上アームのスイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにおいて電流検出手段による電流検出のための時間が確保されるようデューティを補正するとともに、次のキャリア周期で補正されたデューティの増減分を修正する。このとき、電流検出手段は電流検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換する。このとき、さらに、誘起電圧推定手段は、デューティの増減分が修正されたキャリア周期においては、前回のキャリア周期で検出された相電流を用いて誘起電圧の推定を行なってもよい。
【００１６】
また、電動機駆動装置は電動機の負荷状態を判断する負荷判定手段をさらに、備えてもよい。このとき、デューティ補正手段は、負荷判定手段の判断結果に基いて、重負荷であると判断された場合は第１のモードに、軽負荷であると判断された場合は第２のモードに切替えて動作する。
【００１７】
ここで、第１のモードは、インバータを制御するＰＷＭ信号の一キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間において、前記電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間が確保されるようなデューティ値に補正し、電流検出手段が、第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードである。第２のモードは、デューティ補正手段が、ＰＷＭ信号の一キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間において、電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間が確保されるようなデューティ値に補正するとともに、次のキャリア周期において補正されたデューティの増減分を修正し、電流検出手段が検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードである。
【００１８】
または、第１のモードは、デューティ補正手段が、インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにおいて、電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間を確保したデューティに補正し、電流検出手段は、第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードであってもよい。第２のモードは、デューティ補正手段が、インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期のうち、インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間において、電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間が確保されるようなデューティ値に補正するとともに、次のキャリア周期において補正されたデューティの増減分を修正し、電流検出手段は、検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードであってもよい。
【００１９】
第２のモードで動作中は、誘起電圧推定手段は、第２のモードにおいてデューティの増減分が修正されたキャリア周期においては、前回のキャリア周期で検出された相電流を用いて誘起電圧の推定を行なってもよい。
【００２０】
また、負荷判定手段は、ＰＷＭ信号のデューティ値の大きさ、電動機の回転数又は電流検出手段で得られる電流値を用いて負荷状態を判断できる。
【００２１】
第１のモードと前記第２のモードの切り替えにおいて、ヒステリシスを設けるのが好ましい。
【００２２】
本発明に係る冷凍装置は上記の本発明の電動機駆動装置を冷媒を圧縮する圧縮機の駆動装置として用いる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るモータ駆動装置の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は本発明に係るモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。モータ駆動装置は、直流電源１、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。
【００２５】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続されている。
【００２６】
インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１２ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１２ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１２ｖ及び低圧側スイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１２ｗ及び低圧側スイッチング素子１２ｚよりなる。また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが接続されている。
【００２７】
インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕとスイッチング素子１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖとスイッチング素子１２ｙの相互接続点、スイッチング素子１２ｗとスイッチング素子１２ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。
【００２８】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。
【００２９】
制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、電流検出部１１と、誘起電圧推定部１７と、回転子位置速度検出部１８と、デューティ補正部１９とからなる。
【００３０】
ＰＷＭ信号生成部９は、外部より与えられる目標速度を実現すべく、現在の速度と目標速度の誤差から演算により求められた出力電圧を出力するために、インバータ２の各スイッチング素子１２u、１２v、…を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その生成されたＰＷＭ信号はデューティ補正部１９により補正される。補正後のＰＷＭ信号はベースドライバ１０により、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。そのドライブ信号にしたがい各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚが動作する。
【００３１】
電流検出部１１はインバータ２の母線２ａに流れる電流（以下「インバータ母線電流」という。）を観察し、そのインバータ母線電流に現れるブラシレスモータ３の相電流を検出する。電流検出部１１は実際にはインバータ母線電流が変化したときから所定期間の間だけ電流を検出する。以下、電流検出部１１が相電流を検出する所定期間を「電流検出期間」という。
【００３２】
誘起電圧推定部１７は、電流検出部１１により検出されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の誘起電圧を推定する。さらに、回転子位置速度推定部１８は、推定された誘起電圧からブラシレスモータ３の回転子磁極位置および速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その際、ＰＷＭ信号生成部９は推定された回転子５の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基いて回転子速度が目標速度となるようにＰＷＭ信号を制御する。
【００３３】
次に、誘起電圧推定部１７の動作について説明する。
電流検出部１１により、各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が検出される。また、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出部１６が検出したインバータ印加電圧の情報から、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）が求められる。原理的には、これらの値から、下記式（１）、（２）、（３）の演算により、各相の巻線に誘起される誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗが求められる。ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。
ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ …（１）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ …（２）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ …（３）
式（１）、（２）、（３）をさらに詳細に展開すると、次式（４）、（５）、（６）となる。
【００３４】
誘起電圧推定部１７においては、式（４）、（５）、（６）を簡略化した式（７）、（８）、（９）を使用する。簡略化は、相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが正弦波であると仮定し、電流指令振幅ｉａと電流指令位相βＴとから相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを作成し、簡略化したものである。
次に、回転子位置速度推定部１８の動作について説明する。
回転子位置速度推定部１８は、誘起電圧推定部１７により推定された推定誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗから、回転子５の位置と速度を推定する。回転子位置速度推定部１８は、それが認識している推定角度θｍを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させる。さらに、それから、推定速度ωｍを求める。
【００３６】
最初に、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍ）を以下の式で求める。
ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ）
ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°）
ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） …（１０）
ここで、ｅｍ：誘起電圧振幅値は、推定誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの振幅値と一致させることにより求める。
【００３７】
この様にして求めた誘起電圧基準値と誘起電圧推定値との偏差εを作成する。
下記式（１１）のように、誘起電圧推定値ｅｓから誘起電圧基準値ｅｓｍを減算したものを偏差εにする。ここで、添字ｓはｕ、ｖ、ｗのいずれかの相を示す添字である。
ε＝ｅｓ−ｅｓｍ （ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ） …（１１）
【００３８】
この偏差が、０になれば推定角度θｍが真値になるので、偏差εを０にするように推定角度θｍをＰＩ演算などを用いて補正する。また、推定角度θｍの変動値を演算することにより、推定速度ωｍを作成する。
【００３９】
ＰＷＭ信号生成部９は、目標速度ω*を実現するために、目標速度ω*と推定速度ωｍとの差Δωにより出力するべき電圧Ｖ*をＰＩ演算などを用いて計算する。その電圧値Ｖ*から各相に出力するべき電圧Ｖ*ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を以下の様にして求める。
Ｖ*ｕ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ）
Ｖ*ｖ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°）
Ｖ*ｗ＝Ｖ*・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） …（１２）
【００４０】
さらに、このようにして求められた電圧Ｖ*ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を出力するための各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚのＰＷＭ信号はデューティ補正部１９により補正され、ベースドライバ１０に出力される。各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚはその補正後のＰＷＭ信号にしたがい駆動され、正弦波状の交流を生成する。
【００４１】
このように本実施例では、推定誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θｍを作成し、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。
【００４２】
ここで、図２〜図６を用いてインバータ母線２ａに流れる電流においてブラシレスモータ３の相電流が現れる様子を説明する。
【００４３】
図２は、ブラシレスモータ３の各相巻線に流る相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。図２を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図２（ｂ）参照）。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図２（ｃ）参照）。以降、図２（ｄ）〜（ｇ）において、電気角６０°毎に各相の巻線に流る相電流の状態が変化していく様子が示されている。
【００４４】
例えば、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。ここで、図３において、信号「Ｕ」は上アームスイッチング素子１２ｕを、信号「Ｖ」は上アームスイッチング素子１２ｖを、信号「Ｗ」は上アームスイッチング素子１２ｗを、信号「Ｘ」は下アームスイッチング素子１２ｘを、信号「Ｙ」は下アームスイッチング素子１２ｙを、信号「Ｚ」は下アームスイッチング素子１２ｚを動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。この場合、インバータ母線２ａには、タイミング▲１▼では、図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング▲２▼では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング▲３▼では図４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。
【００４５】
別の例として、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。この場合は、図６（ａ）に示すようにインバータ母線２ａにはタイミング▲１▼では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング▲２▼ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング▲３▼ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。
【００４６】
以上のように、インバータ母線２ａ上にインバータ２のスイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１２ｘ，１２ｙ，１２ｚの状態に応じたブラシレスモータ３の相電流が現れることが分かる。
【００４７】
上述のように一キャリア周期内の近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から三相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが求められることは明らかである。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ …（１３）
【００４８】
しかしながら、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成される一キャリア周期分のＰＷＭ信号が図７のように変化する場合、インバータ母線２ａ上には、タイミング▲１▼では電流が現れず、タイミング▲３▼ではＶ相電流のみが現れる。つまり、この場合は一キャリア周期において一相分の電流しか検出できない。したがって、このように変化するＰＷＭ信号が繰り返されると三相それぞれの電流を求めることができず、誘起電圧推定部１７で誘起電圧の推定が不能になり、ブラシレスモータ３の駆動ができなくなる。
【００４９】
上記のような不具合を回避すべく、デューティ補正部１９は、ブラシレスモータ３の各相の巻線に流る相電流を検出する必要がある期間（電流検出期間）においては、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号をチェックし、もし、そのＰＷＭ信号が二相分の相電流の検出を不可能とする信号（例えば図７に示すようなＰＷＭ信号）である場合、そのＰＷＭ信号を二相分の相電流を確実に検出可能とするＰＷＭ信号（例えば図３、図５に示すようなＰＷＭ信号）に補正する。
【００５０】
また、デューティ補正部１９から出力されたＰＷＭ信号のデューティ情報は電流検出部１１にも入力される。電流検出部１１はインバータ母線電流にブラシレスモータ３のどの相の電流が現れているのか判断し、各相の電流値に変換する。電流検出部１１による各相の検出電流値はその後の誘起電圧推定部１７での誘起電圧の推定演算に活用される。
【００５１】
本実施形態によれば、制御部６内の制御ループを成立させるために、ブラシレスモータ３の各相の巻線に流れる相電流を検出する必要が生じた際に、誘起電圧を推定するアルゴリズムを変えることなく簡単になおかつ確実に相電流検出を行うことができ、電流検出手段をインバータとモータの間の線間に２つ以上設ける必要がない安価なシステム構成で正弦波駆動を実現することができる。
【００５２】
（実施の形態２）
本実施形態では、実施の形態１の制御部６の一部をインバータ制御用マイコンにより具現化した例を示す。図８は、このインバータ制御用マイコン内でのタイマ構成と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に出力されるインバータ制御信号との関係を示した図である。
【００５３】
この種のタイマは一般にインバータ制御用マイコンには標準装備され、ＰＷＭ信号のキャリア周波数毎にアップダウンカウントを繰り返し、キャリア周波数決定値に到達するとアップカウントからダウンカウントへ移行する。タイマのカウント値が各相のデューティ決定値に到達すると、当該相のＰＷＭ信号が反転する。なお、図８ではＶ相デューティ決定値がキャリア周波数決定値と同じであるため、信号「Ｖ」はオフ状態、信号「Ｙ」はオン状態を維持する出力となっている。各相のデューティ決定値はタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する際に変更されていき各相所定の出力電圧を発生させる。
【００５４】
図９は本実施形態におけるデューティ補正部１９の動作を説明した図である。ここで、図中に示された矢印２０はインバータ制御用マイコンのＡＤサンプリング期間を示し、電流検出部１１でインバータ母線２ａに流れる電流を検出する期間（電流検出期間）を表す。ＡＤサンプリング期間はインバータ母線電流が変化した時点からサンプリングに必要な所定時間が経過した期間となる。ＰＷＭ信号生成部９で図９（ａ）に示すようなＰＷＭパターン（信号「Ｕ」〜信号「Ｚ」）を出力するような演算結果がなされた場合を考える。この場合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態になっている。このとき、図４から分かるようにこの期間、インバータ母線２ａに現れるＶ相の電流を正確に検出することができない。そこで、デューティ補正部１９は、各相のデューティ決定値がおもにマイコンのＡＤサンプリング期間で決められる値よりも大きくなるように、ＰＷＭ信号のデューティの値を補正する。例えば、デューティ補正部１９は、図９（ａ）のＵ相デューティ決定値を、図９（ｂ）のように、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング期間すなわち電流検出期間よりも長くなるように補正する。
【００５５】
また、図１０を用いて本実施の形態におけるデューティ補正部１９の別の動作について説明する。例えば、ＰＷＭ信号生成部９で図１０（ａ）に示したようなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされた場合を考える。上アームスイッチング素子が１つのみ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態になっている。この場合は、図４から分かるようにこの期間インバータ母線２ａに現れるＷ相の電流を正確に検出することができない。そこで、デューティ補正部１９は、Ｕ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正し、タイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも長くなるようにする。図１０（ｂ）では、サンプリング期間２０よりも長いタイミング▲２▼の期間を確保するために、タイミング▲２▼の必要な期間に対して不足している分の１／２の期間だけ、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少なくなるように補正し、Ｗ相デューティ決定値についてはデューティが大きくなるように補正する。なお、この補正の仕方は一例であり、タイミング▲２▼に必要な期間に対して不足している分をＵ相デューティ決定値についてのみデューティが少なくなるように補正しても構わないし、Ｗ相デューティ決定値についてのみデューティが大きくなるように補正しても構わない。
【００５６】
この実施の形態によれば、デューティの変更を行う際（上述の説明ではタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する際）に、上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に１回デューティを変更する簡単なアルゴリズムで確実に相電流検出を行うことができる。
【００５７】
（実施の形態３）
図１１は、デューティ補正部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９で図１２（ａ）に示したようなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態になっていて、図４から分かるようにこの期間インバータ母線２ａに現れるＶ相の電流を正確に検出することができない。そこで、デューティ補正部１９ではＰＷＭ信号のキャリア半周期において各相のデューティ決定値がマイコンのＡＤサンプリング時間で決められる値よりも大きくなるようにデューティを補正する。つまり、図１１（ａ）に示すＵ相デューティ決定値が、タイマがアップカウントしているＰＷＭ信号のキャリア半周期において補正され、図１１（ｂ）に示すように上アームスイッチング素子スイッチングが２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるようになっている。
【００５８】
次に、図１２を用いて本実施の形態におけるデューティ補正部１９での別の動作について説明する。例えば、ＰＷＭ信号生成部９で図１２（ａ）に示したようなＰＷＭパターンを出力するような演算結果がなされた場合を考える。上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態になっている。この場合、図６から分かるようにこの期間インバータ母線に現れるＵ相の電流を正確に検出することができない。そこで、デューティ補正部１９ではＰＷＭ信号のキャリア周期の半周期においてＵ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれが補正され、図１２（ｂ）のようにタイマがアップカウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期において上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなっている。図１２（ｂ）では、サンプリング期間２０よりも長いタイミング▲２▼の期間を確保するために、タイミング▲２▼の必要な期間に対する不足分の１／２の期間だけ、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少なくなるように補正し、Ｗ相デューティ決定値についてはデューティが大きくなるように補正している。なお、この補正の仕方は一例であり、タイミング▲２▼に必要な期間に対して不足している分をＵ相デューティ決定値についてのみデューティが少なくなるように補正しても構わないし、Ｗ相デューティ決定値についてのみデューティが大きくなるように補正しても構わない。
【００５９】
この実施の形態によれば、デューティの変更タイミングをタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する時と、アップカウントからダウンカウントに移行する時の２回に増やし、ＰＷＭ信号の半キャリア周期における上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし、必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の補正量を少なくすることができ、簡単になおかつ確実に相電流検出を行うとともに、デューティの補正による相電流の乱れなどの影響を抑えられることになる。
【００６０】
（実施の形態４）
図１３はデューティ補正部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９により図１３（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態になっており、図４から分かるようにこの期間インバータ母線２ａに現れるＷ相の電流を正確に検出することができない。
【００６１】
そこで、デューティ補正部１９は、図１３（ｂ）のようにタイマがアップカウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期において上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるように、ＰＷＭ信号の半キャリア周期においてＵ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正する。図１３（ｂ）では、タイミング▲２▼に必要な期間に対して不足している分の１／２の期間をＵ相デューティ決定値についてはデューティが少なくなるように、Ｗ相デューティ決定値についてはデューティが大きくなるように補正することによってタイミング▲２▼期間を確保している。また、タイマがダウンカウントしているＰＷＭ信号の半キャリア周期においては、タイマがアップカウントしている半キャリア周期で補正されたデューティを修正している。Ｕ相デューティ決定値については補正時に少なくなったデューティ分を増やし、Ｗ相デューティ決定値については補正時に大きくなったデューティ分を減らしている。
【００６２】
本実施形態によれば、デューティ値の変更をタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する時と、アップカウントからダウンカウントに移行する時の２回に増やし、ＰＷＭ信号のキャリア半周期における上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし、必要時にデューティの補正を行い、残りのキャリア半周期においては、デューティ補正時に増減した分を修正している。このため、ＰＷＭ信号の１キャリア周期における変更量をなくすことができ、簡単になおかつ確実に相電流検出を行うとともに、相電流の乱れを排除できる。
【００６３】
（実施の形態５）
図１４はデューティ補正部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９により図１４（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング期間２０よりも短い状態になっており、図４から分かるようにこの期間インバータ母線に現れるＶ相の電流を正確に検出することができない。
【００６４】
そこで、デューティ補正部１９は、各相のデューティ決定値がおもにマイコンのＡＤサンプリング時間で決められる値よりも大きくなるようにデューティを補正する。図１４（ｂ）に示すように、１回目のキャリア周期において、上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるようにＵ相デューティ決定値が補正される。また、２回目のキャリア周期においては、１回目のキャリア周期におけるＵ相デューティ決定値の補正時に大きくなったデューティ分を減らしている（結果的にスイッチングなし）。
【００６５】
図１５は本実施形態においてタイミング▲２▼の期間が短く十分でない場合のデューティ補正を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９で図１５（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態になっている。図４から分かるようにこの期間インバータ母線に現れるＷ相の電流を正確に検出することができない。
【００６６】
そこで、デューティ補正部１９は、図１５（ｂ）の１回目のキャリア周期において上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなるように、Ｕ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正する。図１５（ｂ）では、タイミング▲２▼に必要な期間に対して不足している分の１／２の期間だけ、Ｕ相デューティ決定値についてはデューティが少なくなるように、Ｗ相デューティ決定値についてはデューティが大きくなるように補正することによってタイミング▲２▼期間を確保している。また、２回目のキャリア周期においては、１回目のキャリア周期におけるＵ相デューティ決定値の補正時に小さくなったデューティ分を増やし、Ｗ相デューティ決定値について補正時に大きくなったデューティ分を減らしている。
【００６７】
本実施形態によれば、デューティの変更を行う際（上述説明ではタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する際）に、上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の１キャリア周期に１回デューティを変更する簡単なアルゴリズムで確実に相電流検出を行うことができる。
【００６８】
また、デューティの補正を行ったキャリア周期の次のキャリア周期においてデューティ補正時に増減した分のデューティを修正しているため、二キャリア周期における変更量を極力低減することができ、相電流の乱れを低減できる。なお、２回目のキャリア周期においても誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する場合は１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって演算すればよい。
【００６９】
（実施の形態６）
図１６はデューティ補正部１９のさらに異なる動作を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成部９で図１６（ａ）に示すようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間がＡＤサンプリング時間２０よりも短い状態になっており、図４から分かるようにそれぞれの期間インバータ母線２ａに現れるＷ相の電流とＶ相の電流を正確に検出することができない。
【００７０】
そこで、デューティ補正部１９は、図１６（ｂ）に示すように、１回目のキャリア周期の前半半周期における上アームスイッチング素子が１つ通電しているタイミング▲２▼の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電しているタイミング▲３▼の期間とがＡＤサンプリング時間よりも長くなるように、Ｕ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値のそれぞれを補正する。また、２回目のキャリア周期においては、Ｕ相デューティ決定値について１回目のキャリア周期での補正時に大きくなったデューティ分を減らし（結果的にスイッチングなし）、Ｗ相デューティ決定値についても補正時に大きくなったデューティ分を減らしている。
【００７１】
本実施形態によれば、デューティの変更をタイマがダウンカウントからアップカウントに移行する時と、アップカウントからダウンカウントに移行する時の２回に増やし、ＰＷＭ信号のキャリア半周期における上アームスイッチング素子が１つ通電している期間と２つ通電している期間のそれぞれをチェックし必要時にデューティの補正を行うので、ＰＷＭ信号の補正量を少なくすることができ、簡単になおかつ確実に相電流検出を行える。
【００７２】
また、デューティの補正を行ったキャリア周期の次の周期では、デューティ補正時に増減した分のデューティを修正しているため、二キャリア周期における変更量を実施の形態５よりも更に低減でき、相電流の乱れを排除できる。
【００７３】
（実施の形態７）
本実施形態では、実施の形態５と実施の形態６における２回目のキャリア周期においても誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する。この場合、１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって誘起電圧の推定演算を行う。これにより、誘起電圧推定や回転子位置速度推定の演算をＰＷＭ信号のキャリア周期毎に行うため制御性が向上し、安定したモータ駆動が実現できる。
【００７４】
（実施の形態８）
図１７に本実施形態のモータ駆動装置の構成を示すブロック図を示す。本実施形態では、制御部６においてブラシレスモータ３の負荷状態を判断する負荷判定部２１をさらに設けている。デューティ補正部１９は負荷判定部２１の判定結果にしたがい動作モードを切替えて動作する。具体的には、デューティ補正部１９は、実施の形態２に示したデューティ補正部１９の動作を行なうモードを第１の動作モードとし、実施の形態５に示したデューティ補正部１９の動作を実行するモードを第２の動作モードとする。デューティ補正部１９は負荷判定部２１が負荷状態が「重負荷」であると判断した時は第１の動作モードで、負荷状態が「軽負荷」であると判断した時は第２の動作モードで動作する。
【００７５】
図１８はブラシレスモータ３が回転している時の電流波形２２を、電気角１周期におけるキャリア周期を示す信号２３とともに表した図である。図１８（ａ）はブラシレスモータ３が高速回転すなわち重負荷状態で回転している時の様子を示し、図１８（ｂ）は低速回転すなわち軽負荷状態で回転している時の様子を示したものである。図１８（ｂ）から分かるようにモータが軽負荷状態で回転している時はキャリア周期毎の電流変化量は少なくなり、図１８（ａ）から分かるように重負荷状態の時はキャリア周期毎の電流変化量は多くなる。また、モータが軽負荷状態で回転している時は図１６（ａ）に示したＰＷＭ出力がなされる場合が重負荷状態で回転している時と比べて頻繁に生じる。
【００７６】
モータが軽負荷状態で回転している時は、キャリア周期毎の電流検出周期をキャリア周期の１／２の周期に減らしても検出毎の電流値は大きく変化しない。このことから、モータが軽負荷状態で回転している時は、ＰＷＭ信号のデューティの変更量を極力少なくし、正弦波電流に歪みを発生させないことを優先させる制御をするようにする。
【００７７】
本実施形態によれば、軽負荷である低速回転域から重負荷である高速回転域まで電流歪みのない正弦波電流による安定したモータ駆動が実現できる。
【００７８】
（実施の形態９）
本実施形態のモータ駆動装置の構成は図１７に示す構成と同じ構成を有する。すなわち、本実施形態では、制御部６においてブラシレスモータ３の負荷状態を判断する負荷判定部２１を設けている。デューティ補正部１９は、実施の形態３に示したデューティ補正部１９の動作を第１の動作モードとし、実施の形態６に示したデューティ補正部１９の動作を第２の動作モードとする。デューティ補正部１９は、負荷判定部２１が重負荷と判断した時は第１の動作モードで動作し、軽負荷と判断した時は第２の動作モードで動作する。
【００７９】
本実施の形態における動作原理は実施の形態８のものと同様であり、軽負荷である低速回転域から重負荷である高速回転域まで電流歪みのない正弦波電流による安定したモータ駆動が実現できる。
【００８０】
（実施の形態１０）
本実施形態では、誘起電圧推定部１７が、実施の形態８と実施の形態９における負荷判定部２１が軽負荷と判断した時の２回目のキャリア周期においても、誘起電圧を推定するアルゴリズムを実行する。この場合は、１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって誘起電圧の推定演算を行う。これによれば、誘起電圧推定や回転子位置速度推定の演算をＰＷＭ信号のキャリア周期毎に行うため制御性が向上し、実施の形態８や実施の形態９よりさらに安定したモータ駆動が実現できる。
【００８１】
（実施の形態１１）
実施の形態８ないし実施の形態１０における負荷判定部２１による判断について説明する。具体的には、負荷判定部２１による判断は、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値に基いて行なわれる。すなわち、ＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値ついて電気角での一周期中の最大値がしきい値に満たない場合に、負荷状態を「軽負荷」である判断する。
【００８２】
図１９はＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値の変化の様子を電気角の区切り毎に表した図である。例えば、Ｕ相のデューティ値は電気角６０°と１２０°の時に最大値となっているがこの時の値で負荷状態の判定を行う。
【００８３】
本実施の形態によれば、制御部６内で演算している値でもって負荷状態の判断が可能なため外部に余計な負荷検出装置のようなものを加える必要がない。なお、本実施の形態ではＰＷＭ信号のデューティにおける電気角１周期中の最大値をしきい値と比較しているが、電気角１周期中の平均値やフィルタ演算値などを用いてもよいことは明らかである。
【００８４】
また、本実施の形態ではＰＷＭ信号生成部９で生成されるＰＷＭ信号のデューティ値における電気角１周期中の最大値を負荷状態の判断に用いたが、回転子位置速度検出部１８で得られるブラシレスモータ３の回転数や、電流検出部１１で得られる相電流値を負荷状態の判断に用いることができる。これによってもシステムの構成、制御性に何ら問題はない。
【００８５】
また、本実施の形態における負荷判定部２１が軽負荷であるかどうかの判断を行う際に、図２０に示すようにヒステリシスを設けると、軽負荷状態での制御と重負荷状態での制御が切り替わる付近でのモータ駆動の安定性がより向上する。
【００８６】
（実施の形態１２）
図２１に上記のモータ駆動装置を利用した冷凍装置の構成例を示す。本冷凍装置においては、冷媒の圧縮を行なうコンプレッサの駆動装置として前述の実施の形態のモータ駆動装置が用いられている。
【００８７】
冷凍装置は、上記のいずれかの実施形態のモータ駆動装置１００及びコンプレッサ８２に加えて、第１のユニット９２及び第２のユニット９５からなる冷凍サイクルを備えている。第１のユニット９２は熱交換器９４と送風機９３から構成され、第２のユニット９５は熱交換器９６、送風機９７及び膨張弁９８より構成される。第１のユニット９２は冷凍庫９９内を冷却する。
【００８８】
冷凍サイクル中は熱媒体である冷媒が循環する。冷媒はコンプレッサ８２により圧縮され、熱交換器９６にて送風機９７からの送風により冷凍庫９９外の空気と熱交換され放熱し、熱交換器９４にて送風機９３からの送風により冷凍庫９９内の空気と熱交換され、吸熱する。これにより、冷凍庫９９内が冷却される。以上のような冷凍サイクルにおいて、モータ駆動装置１００によりコンプレッサ８２が駆動される。
【００８９】
【発明の効果】
本発明の電動機駆動装置によれば、電流検出手段をインバータと電動機間の線間に少なくとも２つ以上設けることのない安価なシステム構成で正弦波駆動を実現することができるという効果を奏する。
【００９０】
また、インバータ母線電流からモータ相電流を検出するために補正したＰＷＭ信号のデューティ増減分を以降のタイミングで修正することにより、正弦波電流に歪みを極力生じさせないで済むことから、モータ駆動において低騒音化・低振動化が図れるという効果を奏する。
【００９１】
また、モータの駆動状態が軽負荷であると判断した時は、インバータ母線電流からモータ相電流を検出するのをキャリア周期の１／２の周期で行うことにより、低速回転領域から高速回転領域に至るまで正弦波電流に歪みを生じさせない安定したモータ駆動が行えるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明のモータ駆動装置の構成を示すブロック図
【図２】 モータの相電流状態の時間的変化の一例、及び、電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を表す図
【図３】 半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図
【図４】 図３における、ＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
【図５】 半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図
【図６】 図５における、ＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
【図７】 相電流が検出が不可能となる、一キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図
【図８】 インバータ制御用マイコン内のタイマ構成と、１キャリア周期に出力されるＰＷＭ信号を表す図
【図９】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１０】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１１】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１２】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１３】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１４】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１５】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１６】 デューティ補正部での動作の一例を説明するための図
【図１７】 本発明のモータ駆動装置の別の構成例を示すブロック図
【図１８】 モータの相電流波形と電気角１周期におけるキャリア周期を示す信号を表す図
【図１９】 ＰＷＭ信号生成部で生成されるＰＷＭ信号のデューティの時間的変化を表す図
【図２０】 負荷判定部での負荷状態判定のヒステリシスを表す図（横軸：モータ回転数）
【図２１】 本発明のモータ駆動装置を利用した冷凍装置の構成を示す図
【図２２】 従来のモータ駆動装置の構成を表すブロック図
【符号の説明】
１ 直流電源
２ インバータ
２ａ インバータ母線
３ ブラシレスモータ
６ 制御部
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ 電流検出部
１２ｕ〜１２ｗ 上アームスイッチングトランジスタ
１２ｘ〜１２ｚ 下アームスイッチングトランジスタ
１４ｕ〜１４ｗ、１４ｘ〜１４ｚ フリーホイールダイオード
１６ インバータ入力電圧検出部
１７ 誘起電圧推定部
１８ 回転子位置速度推定部
１９ デューティ補正部
２１ 負荷判定部
８２ コンプレッサ
９３，９７ 送風機
９４，９６ 熱交換器
９８ 膨張弁
９９ 冷凍庫
１００ モータ駆動装置
Claims (10)
- 高圧側に配置された上アームスイッチング素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧に変換し、三相電動機にその駆動電圧として供給するインバータと、
インバータの母線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記インバータが出力する電圧値と前記電流検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、
推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置を推定する回転子位置速度検出手段と、
推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを備え、
前記デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティ値を、前記電流検出手段がインバータ母線電流を検出する間はＰＷＭ信号が変化しないようなデューティ値に補正し、
前記デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ信号の１キャリア周期または半キャリア周期のうちのインバータの上アームスイッチング素子が１つのみ通電している第１の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにおいて前記電流検出手段による電流検出のための時間が確保されるようデューティ値を補正するとともに、次のキャリア周期で補正されたデューティの増減分を修正し、
前記電流検出手段は、電流検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換する
ことを特徴とした電動機駆動装置。 - 前記誘起電圧推定手段は、前記デューティの増減分が修正されたキャリア周期においては、前回のキャリア周期で検出された相電流を用いて誘起電圧の推定を行なう、ことを特徴とした請求項１記載の電動機駆動装置。
- 高圧側に配置された上アームスイッチング素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧に変換し、三相電動機にその駆動電圧として供給するインバータと、
インバータの母線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記インバータが出力する電圧値と前記電流検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、
推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置を推定する回転子位置速度検出手段と、
推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段と、
電動機の負荷状態を判断する負荷判定手段とを備え、
前記デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティ値を、前記電流検出手段がインバータ母線電流を検出する間はＰＷＭ信号が変化しないようなデューティ値に補正し、さらに、前記デューティ補正手段は、前記負荷判定手段の判断結果に基いて、重負荷であると判断された場合は第１のモードに、軽負荷であると判断された場合は第２のモードに切替えて動作し、
前記第１のモードは、前記インバータを制御するＰＷＭ信号の一キャリア周期のうち、前記インバータ上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間において、前記電流検出手段のインバー タ母線電流を検出するための時間が確保されるようなデューティ値に補正し、前記電流検出手段が、第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードであり、
前記第２のモードは、前記デューティ補正手段が、前記ＰＷＭ信号の一キャリア周期のうち、前記インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間において、前記電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間が確保されるようなデューティ値に補正するとともに、次のキャリア周期において補正されたデューティの増減分を修正し、前記電流検出手段が検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードである
ことを特徴とした電動機駆動装置。 - 高圧側に配置された上アームスイッチング素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧に変換し、三相電動機にその駆動電圧として供給するインバータと、
インバータの母線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記インバータが出力する電圧値と前記電流検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、
推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置を推定する回転子位置速度検出手段と、
推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段と、
電動機の負荷状態を判断する負荷判定手段とを備え、
前記デューティ補正手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティ値を、前記電流検出手段がインバータ母線電流を検出する間はＰＷＭ信号が変化しないようなデューティ値に補正し、さらに、前記デューティ補正手段は、前記負荷判定手段の判断結果に基いて、重負荷であると判断された場合は第１のモードに、軽負荷であると判断された場合は第２のモードに切替えて動作し、
前記第１のモードは、前記デューティ補正手段が、前記インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期のうち、前記インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間とにおいて、前記電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間を確保したデューティに補正し、前記電流検出手段は、第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードであり、
前記第２のモードは、前記デューティ補正手段が、前記インバータを制御するＰＷＭ信号の半キャリア周期のうち、前記インバータの上アームスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アームスイッチング素子が２つ通電している第２の期間において、前記電流検出手段のインバータ母線電流を検出するための時間が確保されるようなデューティ値に補正するとともに、次のキャリア周期において補正されたデューティの増減分を修正し、前記電流検出手段は、検出時間が確保された第１の期間と第２の期間に検出されるインバータ母線電流を前記電動機の三相それぞれに流れる相電流に変換するモードである
ことを特徴とした電動機駆動装置。 - 前記誘起電圧推定手段は、前記第２のモードにおいてデューティの増減分が修正されたキャリア周期においては、前回のキャリア周期で検出された相電流を用いて誘起電圧の推定を行なう、ことを特徴とした請求項３または請求項４記載の電動機駆動装置。
- 前記負荷判定手段はＰＷＭ信号のデューティ値の大きさを用いて負荷 状態を判断する、ことを特徴とした請求項３ないし請求項５のいずれか一つに記載の電動機駆動装置。
- 前記負荷判定手段は電動機の回転数を用いて負荷状態を判断する、ことを特徴とした請求項３ないし請求項５のいずれか一つに記載の電動機駆動装置。
- 前記負荷判定手段は前記電流検出手段で得られる電流値を用いて負荷状態を判断する、ことを特徴とした請求項３ないし請求項５のいずれか一つに記載の電動機駆動装置。
- 前記第１のモードと前記第２のモードの切り替えにおいて、ヒステリシスを設けたことを特徴とした請求項３ないし請求項８のいずれか一に記載の電動機駆動装置。
- 請求項１ないし請求項９のいずれか一つに記載の電動機駆動装置を冷媒を圧縮する圧縮機の駆動装置として用いたことを特徴とする冷凍装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001381414A JP3931079B2 (ja) | 2001-12-14 | 2001-12-14 | 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置 |
| KR10-2002-0072141A KR100507714B1 (ko) | 2001-12-14 | 2002-11-20 | 전동기 구동 장치 및 그것을 이용한 냉동 장치 |
| CNB021558906A CN1258257C (zh) | 2001-12-14 | 2002-12-13 | 电动机驱动装置和使用该电动机驱动装置的冷冻装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001381414A JP3931079B2 (ja) | 2001-12-14 | 2001-12-14 | 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003189670A JP2003189670A (ja) | 2003-07-04 |
| JP3931079B2 true JP3931079B2 (ja) | 2007-06-13 |
Family
ID=19187334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001381414A Expired - Fee Related JP3931079B2 (ja) | 2001-12-14 | 2001-12-14 | 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3931079B2 (ja) |
| KR (1) | KR100507714B1 (ja) |
| CN (1) | CN1258257C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012093503A1 (ja) | 2011-01-05 | 2012-07-12 | 日本精工株式会社 | モータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置 |
Families Citing this family (55)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3675431B2 (ja) * | 2002-10-01 | 2005-07-27 | 松下電器産業株式会社 | 電動機駆動装置 |
| WO2005006534A1 (ja) * | 2003-07-15 | 2005-01-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 空気調和機の圧縮機用電動機駆動装置 |
| JP3985792B2 (ja) * | 2004-02-13 | 2007-10-03 | 松下電器産業株式会社 | 電動機駆動装置およびそれを用いた空気調和機 |
| JP4505725B2 (ja) * | 2004-03-18 | 2010-07-21 | 富士電機システムズ株式会社 | 三相インバータ装置 |
| WO2006001169A1 (ja) | 2004-06-25 | 2006-01-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | インバータ装置およびこれを搭載した車両用空調装置 |
| WO2006009145A1 (ja) | 2004-07-20 | 2006-01-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | インバータ装置 |
| JP4609078B2 (ja) * | 2005-01-24 | 2011-01-12 | パナソニック株式会社 | 電動機駆動装置およびこれを用いた空気調和機 |
| JP2006296066A (ja) * | 2005-04-08 | 2006-10-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電動機駆動装置及びそれを用いた空気調和機 |
| JP4643404B2 (ja) * | 2005-09-15 | 2011-03-02 | 三菱電機株式会社 | インバータ制御装置 |
| JP4497148B2 (ja) * | 2005-10-24 | 2010-07-07 | パナソニック株式会社 | インバータ装置 |
| WO2007049473A1 (ja) * | 2005-10-24 | 2007-05-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | インバータ装置 |
| JP4497149B2 (ja) | 2005-12-16 | 2010-07-07 | パナソニック株式会社 | インバータ装置 |
| JP4788416B2 (ja) * | 2006-03-15 | 2011-10-05 | パナソニック株式会社 | モータ駆動用インバータ制御装置及び冷凍装置 |
| JP4715677B2 (ja) * | 2006-08-11 | 2011-07-06 | 株式会社デンソー | ３相回転機の制御装置 |
| JP2008067556A (ja) | 2006-09-11 | 2008-03-21 | Sanyo Electric Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP4429338B2 (ja) | 2006-09-11 | 2010-03-10 | 三洋電機株式会社 | モータ制御装置、電流検出ユニット |
| US7436233B2 (en) * | 2006-11-01 | 2008-10-14 | Sync Power Corp. | Normal mode and green mode pulse width modulation controller |
| DE102006052467A1 (de) * | 2006-11-07 | 2008-05-08 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz |
| JP2008131730A (ja) | 2006-11-20 | 2008-06-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 半導体装置、モータ駆動装置、及び空調機 |
| JP4866216B2 (ja) * | 2006-11-22 | 2012-02-01 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP4561838B2 (ja) * | 2007-01-24 | 2010-10-13 | パナソニック株式会社 | インバータ装置 |
| JP4988374B2 (ja) | 2007-02-15 | 2012-08-01 | 三洋電機株式会社 | モータ制御装置 |
| JP5200569B2 (ja) * | 2007-03-05 | 2013-06-05 | パナソニック株式会社 | インバータ装置 |
| JP4963246B2 (ja) * | 2007-03-16 | 2012-06-27 | ローム株式会社 | モータ駆動回路、駆動方法ならびにそれらを用いたディスク装置 |
| US7936146B2 (en) | 2007-04-13 | 2011-05-03 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Motor control device |
| JP5311864B2 (ja) * | 2007-04-13 | 2013-10-09 | 三洋電機株式会社 | モータ制御装置 |
| JP4961292B2 (ja) | 2007-07-27 | 2012-06-27 | 三洋電機株式会社 | モータ制御装置 |
| JP5098599B2 (ja) * | 2007-11-29 | 2012-12-12 | パナソニック株式会社 | 空気調和機の圧縮機用ブラシレスモータ駆動装置 |
| KR100976309B1 (ko) * | 2007-12-28 | 2010-08-16 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터의 제어장치 |
| JP2010068581A (ja) * | 2008-09-09 | 2010-03-25 | Panasonic Corp | 電動機駆動装置 |
| DE102008052933A1 (de) * | 2008-10-23 | 2010-04-29 | Hella Kgaa Hueck & Co. | Verfahren zum Betreiben eines Elektromotors |
| JP5325561B2 (ja) * | 2008-12-22 | 2013-10-23 | 株式会社日立製作所 | 三相交流モータの制御装置、及びその制御方法 |
| JP5239897B2 (ja) * | 2009-01-26 | 2013-07-17 | パナソニック株式会社 | 冷蔵庫 |
| JP5402336B2 (ja) * | 2009-07-10 | 2014-01-29 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 |
| JP2011125107A (ja) | 2009-12-09 | 2011-06-23 | Sanyo Electric Co Ltd | モータ制御装置、モータ駆動システム及びインバータ制御装置 |
| JP5377398B2 (ja) * | 2010-04-09 | 2013-12-25 | 日立アプライアンス株式会社 | モータ制御装置及びそのための相電流検出方法 |
| KR101167778B1 (ko) | 2010-04-22 | 2012-07-31 | 엘지전자 주식회사 | 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법 |
| EP2571158B1 (en) * | 2010-05-14 | 2018-08-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Brushless-motor drive apparatus |
| DE102010029558A1 (de) * | 2010-06-01 | 2011-12-01 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Ermitteln eines Nulldurchgangs eines Strangstroms einer elektronisch kommutierten elektrischen Maschine, insbesondere zur Ermittlung einer Läuferlage der elektrischen Maschine |
| JP2012085379A (ja) * | 2010-10-07 | 2012-04-26 | Hitachi Appliances Inc | モータ制御システム |
| JP5821181B2 (ja) * | 2010-12-14 | 2015-11-24 | ダイキン工業株式会社 | インバータの制御方法 |
| JP5433658B2 (ja) * | 2011-09-15 | 2014-03-05 | 株式会社東芝 | モータ制御装置 |
| JP6003374B2 (ja) * | 2011-09-15 | 2016-10-05 | ダイキン工業株式会社 | 線電流検出装置 |
| KR101250614B1 (ko) * | 2011-12-14 | 2013-04-03 | 삼성전기주식회사 | 모터 제어 회로, 모터 구동 장치, 및 모터 제어 방법 |
| CN103107517B (zh) * | 2013-03-01 | 2015-05-20 | 深圳怡化电脑股份有限公司 | 直流电机的过载保护方法 |
| JP2014176100A (ja) * | 2013-03-05 | 2014-09-22 | Calsonic Kansei Corp | モータ制御装置およびモータ制御方法 |
| WO2015025622A1 (ja) * | 2013-08-22 | 2015-02-26 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 交流電動機の制御装置、交流電動機駆動システム、流体圧制御システム、位置決めシステム |
| JP2015142444A (ja) * | 2014-01-29 | 2015-08-03 | ダイヤモンド電機株式会社 | Ｐｗｍ信号制御装置 |
| WO2016117047A1 (ja) * | 2015-01-21 | 2016-07-28 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置 |
| CN108093675B (zh) | 2015-08-28 | 2020-11-13 | 三菱电机株式会社 | 马达驱动装置、使用马达驱动装置的热泵装置以及冷冻空调装置 |
| JP6369423B2 (ja) | 2015-09-01 | 2018-08-08 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置、制御装置および制御方法 |
| EP3316472A4 (en) * | 2016-09-02 | 2018-09-26 | Mitsubishi Electric Corporation | Inverter device, compressor drive device, and air-conditioner |
| JP2020048381A (ja) * | 2018-09-21 | 2020-03-26 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ制御装置、モータシステム及びインバータ制御方法 |
| JP7228486B2 (ja) | 2019-07-11 | 2023-02-24 | 株式会社東芝 | モータ制御システム |
| WO2023079672A1 (ja) * | 2021-11-05 | 2023-05-11 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0627790B2 (ja) * | 1985-08-19 | 1994-04-13 | 株式会社明電舍 | 誘導電動機の定数測定方法 |
| JP2858692B2 (ja) * | 1996-12-05 | 1999-02-17 | 株式会社安川電機 | 永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法及び装置 |
| KR19990081162A (ko) * | 1998-04-27 | 1999-11-15 | 구자홍 | 비엘디씨(bldc) 모터의 구동방법 |
| JP3419725B2 (ja) * | 1999-01-27 | 2003-06-23 | 松下電器産業株式会社 | 位置センサレスモータ制御装置 |
| JP3432486B2 (ja) * | 2000-07-18 | 2003-08-04 | シャープ株式会社 | モータの制御方法 |
-
2001
- 2001-12-14 JP JP2001381414A patent/JP3931079B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-11-20 KR KR10-2002-0072141A patent/KR100507714B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2002-12-13 CN CNB021558906A patent/CN1258257C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012093503A1 (ja) | 2011-01-05 | 2012-07-12 | 日本精工株式会社 | モータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置 |
| US8803455B2 (en) | 2011-01-05 | 2014-08-12 | Nsk Ltd. | Motor controlling apparatus and electric power steering apparatus using the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003189670A (ja) | 2003-07-04 |
| KR100507714B1 (ko) | 2005-08-17 |
| CN1426163A (zh) | 2003-06-25 |
| KR20030051223A (ko) | 2003-06-25 |
| CN1258257C (zh) | 2006-05-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041124 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20061026 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100316 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110316 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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