CN1426163A - 电动机驱动装置和使用该电动机驱动装置的冷冻装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电动机驱动装置和使用其的冷冻装置，可用廉价的结构正确检测相电流，从低速区到高速区可进行良好的驱动。电动机驱动装置具有反相器(2)、检测反相器母线电流的电流检测部(11)、根据反相器的输出电压值和电流检测部检测的电流值推算电动机感应电压的感应电压推算部(17)、根据推算的感应电压推算值推算电动机的转子位置的转子位置速度检测部(18)、根据推算的转子位置的信息生成控制反相器的PWM信号的PWM信号生成部(9)和修正由PWM信号生成部(9)生成的PWM信号的占空比的占空比修正部(19)。占空比修正部(19)将由PWM信号生成部(9)生成的PWM信号的占空比修正为在电流检测部检测反相器母线电流的期间使PWM信号不发生变化的占空比。

Description

电动机驱动装置和使用该电动机驱动装置的冷冻装置
技术领域
本发明涉及以任意的转数驱动无刷直流电动机等的电动机的电动机驱动装置和使用该电动机驱动装置的冷冻装置。
背景技术
近年来，在驱动空调机的压缩机等的电动机的装置中，从地球环境保护的观点考虑，降低耗电的必要性已增大了。其中，作为节电的技术之一，已广泛地使用了以任意的频率驱动无刷直流电动机那样的效率高的电动机的反相器等。此外，作为驱动的技术，也在关注可以比利用矩形波的电流进行驱动的矩形波驱动效率高、噪音低的正弦波驱动技术。
在驱动空调机的压缩机那样的电动机时，由于难于安装检测电动机的转子的位置的传感器，所以，也已发明了用某种方法推算转子的位置而进行驱动的无位置传感器正弦波驱动的技术。另外，作为推算转子的位置的方法，有通过推算电动机的感应电压而进行的方法(特开2000-350489号公报等)。
图22表示用于实现无位置传感器正弦波驱动的系统结构。驱动无刷电动机3的驱动装置具有直流电源1、反相器2、控制部6、电流传感器7v和7w。无刷电动机3由定子4和转子5构成。
无刷电动机3具有安装了以中性点为中心Y形结线的3个相绕组4u、4v、4w的定子4和装配了磁铁的转子5。U相端子8u与U相绕组4u的非结线端连接，V相端子8v与V相绕组4v的非结线端连接，W相端子8w与W相绕组4w的非结线端连接。
反相器2将一对开关元件与电流的上流侧和下流侧的关系串联连接的串联电路作为U相用、V相用、W相用，具有3个。从直流电源1输出的直流电压加到这些串联电路上。U相用的串联电路由上流侧开关元件12u和下流侧开关元件12x构成。V相用的串联电路由上流侧开关元件12v和下流侧开关元件12y构成。W相用的串联电路由上流侧开关元件12w和下流侧开关元件12z构成。续流二极管14u、14v、14w、14x、14y、14z与各开关元件并联连接。
无刷电动机3的端子8u、8v、8w分别与反相器2的开关元件12u及12x的相互连接点、开关元件12v及12y的相互连接点、开关元件12w及12z的相互连接点连接。
控制部6利用电流传感器7v及7w检测流过无刷电动机3的相绕组4v及4w的电流，根据该电流值推算感应电压，并输出控制反相器2的信号。用以上的电路结构进行无刷电动机3的驱动控制。
发明内容
在这样的现有的利用感应电压的推算的无位置传感器正弦波驱动中，为了检测所驱动的电动机的相电流，最低必须使用2个电流传感器等检测器，这在构成驱动装置方面将成为成本提高的原因。
本发明就是为了解决上述问题而提案的，目的旨在提供可以用廉价的结构正确地检测相电流并且可以从低转速区到高转速区进行良好的驱动的电动机驱动装置和使用该电动机驱动装置的冷冻装置。
本发明的电动机驱动装置的特征是：具有包括多个由配置在高压侧的上臂开关元件和配置在低压侧的下臂开关元件构成的开关元件对并通过各开关元件的动作将直流电压变换为所希望的频率和电压的交流电压而作为驱动电压供给三相电动机的反相器、检测流过反相器的母线的电流的电流检测单元、根据反相器输出的电压值和由上述电流检测单元检测的电流值推算上述电动机的感应电压的感应电压推算单元、根据推算的感应电压推算值推算上述电动机的转子磁极位置的转子位置速度检测单元、根据推算的转子磁极位置的信息生成控制上述反相器的各开关元件的动作的PWM信号的PWM信号生成单元和修正由PWM信号生成单元生成的PWM信号的占空比的占空比修正单元。占空比修正单元将由PWM信号生成单元生成的PWM信号的占空比值修正为在电流检测单元检测反相器母线电流的期间PWM信号不变化的占空比值。
占空比修正单元也可以将占空比值修正为在PWM信号的1个载波周期中反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间确保电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值。这时，电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过电动机的三相的相电流。
另外，占空比修正单元也可以将占空比值修正为在PWM信号的半个载波周期中反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间确保上述电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值。这时，电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过上述电动机的三相的相电流。
另外，为了在PWM信号的半个载波周期中反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间确保上述电流检测单元检测反相器母线电流的时间，占空比修正单元修正占空比值，同时，在其余的半个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量。这时，电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过上述电动机的三相的相电流。
另外，为了在PWM信号的1个载波周期中反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间确保上述电流检测单元检测电流的时间，占空比修正单元修正占空比值，同时，也可以在下一个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量。或者，为了在PWM信号的半个载波周期中反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间确保电流检测单元检测电流的时间，占空比修正单元修正占空比值，同时，在下1个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量。这时，电流检测单元将确保了电流检测时间的第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过上述电动机的三相的相电流。这时，感应电压推算单元在已修正了占空比的增减量的载波周期中可以进而使用在前次的载波周期中检测的相电流进行感应电压的推算。
另外，电动机驱动装置也可以进而具有判断电动机的负载状态的负载判断单元。这时，占空比修正单元根据负载判断单元的判断结果在判定为重负载时就切换到第1模式而动作，在判定为轻负载时就切换到第2模式而动作。
这里，第1模式就是在控制反相器的PWM信号的1个载波周期中反相器的1个上臂开关元件通电的第1期间和2个上臂开关元件通电的第2期间修正为确保上述电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值，从而电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过上述电动机的三相的相电流的模式。第2模式就是占空比修正单元在控制反相器的PWM信号的1个载波周期中反相器的1个上臂开关元件通电的第1期间和2个上臂开关元件通电的第2期间修正为确保上述电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值、同时在下一个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量，从而电流检测单元将确保了检测时间的第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过上述电动机的三相的相电流的模式。
或者，第1模式也可以是占空比修正单元在控制反相器的PWM信号的半个载波周期中反相器的1个上臂开关元件通电的第1期间和2个上臂开关元件通电的第2期间修正为确保上述电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值，从而电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过上述电动机的三相的相电流的模式。第2模式也可以是占空比修正单元在控制反相器的PWM信号的半个载波周期中、反相器的1个上臂开关元件通电的第1期间和2个上臂开关元件通电的第2期间修正为确保上述电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值、同时在下一个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量，从而电流检测单元将确保了检测时间的第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过上述电动机的三相的相电流的模式。
在第2模式的动作中，感应电压推算单元在第2模式中修正占空比的增减量的载波周期中也可以使用在前次的载波周期中检测的相电流进行感应电压的推算。
另外，负载判断单元可以使用PWM信号的占空比值的大小、电动机的转数或由电流检测单元得到的电流值判断负载状态。
最好在第1模式和上述第2模式的切换中设置滞后。
本发明的冷冻装置将上述本发明的电动机驱动装置作为压缩制冷剂的压缩机的驱动装置使用。
附图说明
图1是表示本发明的电动机驱动装置的结构的框图。
图2是表示电动机的相电流状态随时间的变化的一例和电角度的各区间中电动机的各相绕组中的电流的状态的图。
图3是表示半个载波周期中的PWM信号的一例的图。
图4是表示图3中利用PWM信号驱动时流过电动机和反相器的电流状态的图。
图5是表示半个载波周期中的PWM信号的一例的图。
图6是表示图5中利用PWM信号驱动时流过电动机和反相器的电流状态的图。
图7是表示不可能检测相电流的1个载波周期中的PWM信号的一例的图。
图8是表示反相器控制用微电脑内的定时结构和1个载波周期中输出的PWM信号的图。
图9是用于说明占空比修正部的动作的一例的图。
图10是用于说明占空比修正部的动作的一例的图。
图11是用于说明占空比修正部的动作的一例的图。
图12是用于说明占空比修正部的动作的一例的图。
图13是用于说明占空比修正部的动作的一例的图。
图14是用于说明占空比修正部的动作的一例的图。
图15是用于说明占空比修正部的动作的一例的图。
图16是用于说明占空比修正部的动作的一例的图。
图17是表示本发明的电动机驱动装置的其他结构例的框图。
图18是表示电动机的相电流波形和表示电角度1周期中的载波周期的信号的图。
图19是表示由PWM信号生成部生成的PWM信号的占空比随时间的变化的图。
图20是表示负载判断部的负载状态判定的滞后的图(横轴：电动机转数)。
图21是表示利用本发明的电动机驱动装置的冷冻装置的结构的图。
图22是表示现有的电动机驱动装置的结构的框图。
图中符号说明：1-直流电源；2-反相器；2a-反相器的母线；3-无刷电动机；6-控制部；9-PWM信号生成部；10-基极驱动器；11-电流检测部；12u～12w-上臂开关晶体管；12x～12z-下臂开关晶体管；14u～14w、14x～14z-续流二极管；16-反相器输入电压检测部；17-感应电压推算部；18-转子位置速度推算部；19-占空比修正部；21-负载判断部；82-压缩机；93、97-送风机；94、96-热交换器；98-膨胀阀；99-冷冻库；100-电动机驱动装置。
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的电动机驱动装置的实施例。
实施例1
图1是表示本发明的电动机驱动装置的结构的框图。电动机驱动装置具有直流电源1、生成并输出供给无刷电动机3的驱动电压的反相器2和控制反相器2的控制部6。
无刷电动机3由安装了以中性点为中心Y形连结的3相绕组4u、4v及4w的定子4和装配了磁铁的转子5构成。U相端子8u与U相绕组4u的非连结端连接，V相端子8v与V相绕组4v的非连结端连接，W相端子8w与W相绕组4w的非连结端连接。
反相器2将由-对开关元件构成的半桥式电路作为U相用、V相用、W相用，具有3相。半桥式电路的-对开关元件串联连接在直流电源1的高压侧端与低压侧端之间，从直流电源1输出的直流电压加到半桥式电路上。U相用的半桥式电路由高压侧(上臂)的开关元件12u和低压侧(下臂)的开关元件12x构成。V相用的半桥式电路由高压侧开关元件12v和低压侧开关元件12y构成。W相用的半桥式电路由高压侧开关元件12w和低压侧开关元件12z构成。另外，续流二极管14u、14v、14w、14x、14y、14z与各开关元件并联连接。
无刷电动机3的端子8u、8v、8w分别与反相器2的开关元件12u和开关元件12x的相互连接点、开关元件12v和开关元件12y的相互连接点、开关元件12w和开关元件12z的相互连接点连接。
加到反相器2上的直流电压通过上述反相器2内的开关元件的开关动作变换为三相的交流电压，由该三相的交流电压驱动无刷电动机3。
控制部6由PWM信号生成部9、基极驱动器10、电流检测部11、感应电压推算部17、转子位置速度检测部18和占空比修正部19构成。
为了实现从外部供给的目标速度而输出根据现在的速度与目标速度的误差通过计算而求出的输出电压，PWM信号生成部9生成用于驱动反相器2的各开关元件12u、12v、…的PWM信号。该生成的PWM信号由占空比修正部19进行修正。修正后的PWM信号由基极驱动器10变换为用于电气驱动开关元件的驱动信号。各开关元件12u、12v、12w、12x、12y、12z按照该驱动信号而动作。
电流检测部11观察流过反相器2的母线2a的电流(以下，称为「反相器母线电流」)，检测在该反相器母线电流中出现的无刷电动机3的相电流。电流检测部11实际上从反相器母线电流发生变化时开始检测指定期间中的电流。下面，将电流检测部11检测相电流的指定期间称为「电流检测期间」。
感应电压推算部17根据由电流检测部11检测的无刷电动机3的相电流、由PWM信号生成部9计算的输出电压和由电压检测部16检测的、加到反相器2上的电压的信息推算无刷电动机3的感应电压。此外，转子位置速度推算部18根据推算的感应电压推算无刷电动机3的转子磁极位置和速度。PWM信号生成部9根据推算的转子磁极位置的信息生成用于驱动无刷电动机3的PWM信号。这时，PWM信号生成部9根据推算的转子5的速度与从外部供给的目标速度的偏差信息控制PWM信号，以使转子速度成为目标速度。
下面，说明感应电压推算部17的动作。
由电流检测部11检测流过各相的绕组的相电流(iu、iv、iw)。另外，根据由PWM信号生成部9计算的输出电压和电压检测部16检测的加到反相器上的电压的信息求加到各相的绕组上的相电压(vu、vv、vw)。原理上，根据这些值通过下述式(1)、(2)、(3)的运算，可以求出在各相的绕组中感应的感应电压值eu、ev、ew。其中，R是电阻，L是电感。另外，d(iu)/dt、d(iv)/dt、d(iw)/dt分别是iu、iv、iw的时间微分。
eu＝vu-R·iu-L·d(iu)/dt    …(1)
ev＝vv-R·iv-L·d(iv)/dt    …(2)
ew＝vw-R·iw-L·d(iw)/dt    …(3)进而将式(1)、(2)、(3)详细地展开，则得以下式(4)、(5)、(6)。
eu＝vu
-R·iu
-(la+La)·d(iu)/dt
-Las·cos(2θm)·d(iu)/dt
-Las·iu·d{cos(2θm)}/dt
+0.5·La·d(iv)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iv)/dt
-Las·iv·d{cos(2θm-120°)}/dt
+0.5·La·d(iw)/d t
-Las·cos(2θm+120°)·d(iw)/dt
-Las·iw·d{cos(2θm+120°)}/dt  …(4)
ev＝vv
-R·iv
-(la+La)·d(iv)/dt
-Las·cos(2θm+120°)·d(iv)/dt
-Las·iv·d{cos(2θm+120°)}/dt
+0.5·La·d(iw)/dt
-Las·cos(2θm)·d(iw)/dt
-Las·iw·d{cos(2θm)}/dt
+ 0.5·La·d(iu)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iu)/dt
-Las·iu·d{cos(2θm-120°)}/dt…(5)
ew＝vw
-R·iw
-(la + La)·d(iw)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iw)/dt
-Las·iw·d{cos(2θm-120°)}/dt
+0.5·La·d(iu)/dt
-Las·cos(2θm+120°)·d(iu)/dt
-Las·iu·d{cos(2θm+120°)}/dt
+0.5·La·d(iv)/dt
-Las·cos(2θm)·d(iv)/dt
-Las·iv·d{cos(2θm)}/dt…(6)
其中，d/dt表示时间微分，涉及三角函数的微分的运算中出现的d0/dt中使用将推算速度ωm变换为电角速度的值。另外，d(iu)/dt、d(iv)/dt、d(iw)/dt用1级欧拉近似来求。w相电流值iw如式(13)所示，是将u相电流值iu与v相电流值iv之和的符号改变后的值。其中，R是每一相绕组的电阻，la是每一相绕组的漏电感，La是每一相绕组的有效电感的平均值，Las是每一相绕组的有效电感的振幅。
在感应电压推算部17中，使用将式(4)、(5)、(6)简化后的式(7)、(8)、(9)。简化是假定相电流值iu、iv、iw为正弦波，根据电流指令振幅ia和电流指令相位βT作成相电流iu、iv、iw而进行的简化。
eu＝ vu
+R·ia·sin(θmβT)
+1.5·(la+La)·cos(θm+βT)
-1.5·Las·cos(θm-βT)           …(7)
ev＝vv
+R·ia·sin(θm+βT-120°)
+1.5·(la+La)·cos(θm+βT-120°)
-1.5·Las·cos(θm-βT-120°)      …(8)
ew＝vw
+R·ia·sin(θm+βT-240°)
+1.5·(la+La)·cos(θm+βT-240°)
-1.5·Las·cos(θm-βT-240°)      …(9)
下面，说明转子位置速度推算部18的动作。
转子位置速度推算部18根据由感应电压推算部17推算的推算感应电压值eu、ev、ew推算转子5的位置和速度。转子位置速度推算部18通过使用感应电压的误差修正它所识别的推算角度θm而收敛为真值。进而，由此求推算速度ωm。
开始，用以下的公式求各相的感应电压基准值(eum、evm、ewm)。
eum＝em·sin(θm+βT)
evm＝em·sin(θm+βT-120°)
ewm＝em·sin(θm+βT-240°)       …(10)
其中，em为感应电压振幅值，通过使之与推算感应电压eu、ev、ew的振幅值一致而求出。
作成这样求出的感应电压基准值与感应电压推算值的偏差ε。如下述式(11)所示的那样，将感应电压基准值esm从感应电压推算值es中减去，则得偏差ε。其中，标号s是表示u、v、w相中的某一相的标号。
ε＝es-esm    (s：相u/v/w)    …(11)
如果该偏差成为0，则推算角度θm就是真值，所以，使用PI运算等修正推算角度θm以使偏差ε成为0。另外，通过计算推算角度θm的变化值，作成推算速度ωm。
为了实现目标速度ω*，PWM信号生成部9根据目标速度ω*与推算速度ωm之差Δω，使用PI运算等计算应输出的电压V*。根据该电压值V*按以下公式求应向各相输出的电压V*s(s：相u/v/w)。
V*u＝V*·sin(θm+βT)
V*v＝V*·sin(θm+βT-120°)
V*w＝V*·sin(θm+βT-240°)    …(12)
此外，用于输出这样求出的电压V*s(s：相u/v/w)的各开关元件12u、12v、12w、12x、12y、12z的PWM信号由占空比修正部19进行修正，并向基极驱动器10输出。各开关元件12u、12v、12w、12x、12y、12z按照该修正后的PWM信号进行驱动，生成正弦波的交流电流。
这样，在本实施例中，使用推算感应电压值与感应电压基准值的偏差ε作成推算角度θm，流过正弦波的相电流而实现无刷电动机3的正弦波驱动。
下面，使用图2～图6说明在流过反相器母线2a的电流中出现无刷电动机3的相电流的情况。
图2是表示流过无刷电动机3的各相绕组的相电流的状态和在每60°的电角度的各区间中流过各相绕组的电流的方向的图。参照图2，在电角度0～60°的区间中，在U相绕组4u和W相绕组4w中，电流从非连结端向中性点流动，在V相绕组4v中，从中性点向非连结端流动(参见图2(b))。另外，在电角度60～120°的区间中，在U相绕组4u中，电流从非连结端向中性点流动，在V相绕组4v和W相绕组4w中，电流从中性点向非连结端流动(参见图2(c))。以后，在图2(d)～(g)中，表示出了在各相的绕组中流动的相电流的状态随电角度每60°变化的情况。
例如，在图2中，考虑在电角度30°时由PWM信号生成部9生成的半个载波周期的PWM信号如图3所示的那样变化的情况。这里，在图3中，信号「U」表示使上臂开关元件12u动作的信号、信号「V」表示使上臂开关元件12v动作的信号、信号「W」表示使上臂开关元件12w动作的信号、信号「X」表示使下臂开关元件12x动作的信号、信号「Y」表示使下臂开关元件12y动作的信号、信号「Z」表示使下臂开关元件12z动作的信号。这些信号以有源高态动作。这时，在时刻①，如图4(a)所示，在反相器母线2a中不出现电流，在时刻②，如图4(b)所示，出现流过W相绕组4w的电流(W相电流)，在时刻③，如图4(c)所示，出现流过V相绕组4v的电流(V相电流)。
作为别的例子，在图2中，考虑在电角度30°时由PWM信号生成部9生成的半个载波周期的PWM信号如图5所示的那样变化的情况。这时，如图6(a)所示，在时刻①，反相器母线2a中不出现电流，在时刻②，如图6(b)所示，出现流过U相绕组4u的电流(U相电流)，在时刻③，如图6(c)所示，出现流过V相绕组4v的电流(V相电流)。
如上所述，可知在反相器母线2a上出现与反相器2的开关元件12u、12v、12w、12x、12y、12z的状态相应的无刷电动机3的相电流。
如上所述，显然，只要能在1个载波周期内的接近的时刻判断二相的电流，根据下式的关系便可求出三相的电流iu、iv、iw。
iu+iv+iw＝0                   …(13)
但是，在图2中，在电角度30°时由PWM信号生成部9生成的1个载波周期的PWM信号如图7所示的那样变化时，在时刻①，反相器母线2a上不出现电流，在时刻③，仅出现V相电流。即，这时，在1个载波周期中，只能检测1相的电流。因此，这样变化的PWM信号重复时，就不能求出三相的各个电流，感应电压推算部17不能推算感应电压，从而就不能进行无刷电动机3的驱动。
为了避免发生上述情况，占空比修正部19在需要检测流过无刷电动机3的各相的绕组的相电流的期间(电流检测期间)检验由PWM信号生成部9生成的PWM信号，如果该PWM信号是不能进行二相的相电流的检测的信号(例如图7所示的PWM信号)时，就将该PWM信号修正为可以可靠地检测二相的相电流的PWM信号(例如图3、图5所示的PWM信号)。
另外，从占空比修正部19输出的PWM信号的占空比信息也输入电流检测部11。电流检测部11判断在反相器母线中出现了无刷电动机3的哪一相的电流，并变换为各相的电流值。由电流检测部11检测的各相的检测电流值应用于其后的感应电压推算部17中进行的感应电压的推算。
按照本实施例，为了使控制部6内的‘控制环成立，在需要检测流过无刷电动机3的各相的绕组的相电流时，可以不改变推算感应电压的算法语言、简单而可靠地进行相电流检测，利用不必在反相器与电动机间的线间设置2个以上的电流检测单元的廉价的系统结构就可以实现正弦波驱动。
实施例2
在本实施例中，表示利用反相器控制用微电脑将实施例1的控制部6的一部分具体化的例子。图8是表示该反相器控制用微电脑内的定时器结构与在PWM信号的1个载波周期中输出的反相器控制信号的关系的图。
这种定时通常在反相器控制用微电脑中是标准装备的，对每个PWM信号的载波频率反复进行升降计数，在达到载波频率决定值时，就从上升计数变换为下降计数。定时器的计数值达到各相的占空比决定值时，该相的PWM信号就反相。在图8中，由于V相占空比决定值与载波频率决定值相同，所以，信号「V」维持截止状态，信号「Y」维持导通状态。各相的占空比决定值在定时器从下降计数变换为上升计数时发生变更，从而发生各相指定的输出电压。
图9是用于说明本实施例的占空比修正部19的动作的图。这里，图中所示的箭头20表示反相器控制用微电脑的交流取样期间，表示由电流检测部11检测流过反相器母线2a的电流的期间(电流检测期间)。交流取样期间就是从反相器母线电流变化的时刻开始经过了取样所需要的指定时间的期间。考虑得到由PWM信号生成部9输出图9(a)所示的PWM图形(信号「U」～信号「Z」)的运算结果的情况。这时，成为2个上臂开关元件通电的定时③的期间比交流取样期间20短的状态。这时，由图4可知，该期间不能正确地检测在反相器母线2a上出现的V相的电流。因此，占空比修正部19修正PWM信号的占空比的值，以使各相的占空比决定值大于主要在微电脑的交流取样期间决定的值。例如，占空比修正部19将图9(a)的U相占空比决定值修正为如图9(b)所示的那样使2个上臂开关元件通电的定时③的期间比交流取样期间即电流检测期间长。
另外，使用图10说明本实施例的占空比修正部19的其他动作。例如，考虑得到由PWM信号生成部9输出图10(a)所示的PWM图形的运算结果的情况。这时，成为仅1个上臂开关元件通电的定时②的期间比交流取样期间20短的状态。这时，由图4可知，该期间不能正确地检测在反相器母线2a中出现的W相的电流。因此，占空比修正部19分别修正U相占空比决定值和W相占空比决定值，使定时②的期间比交流取样期间20长。在图10(b)中，为了确保比取样期间20长的定时②的期间，将对定时②的所需期间的不足部分的1/2的期间，则对U相占空比决定值修正为占空比减小，而对W相占空比决定值修正为增大。修正的这种做法是一例，也可以将对定时②的所需期间不足的部分仅对U相占空比决定值修正为占空比减小，或者仅对W相占空比决定值修正为占空比增大。
按照本实施例，在进行占空比的变更时(在上述说明中定时器从下降计数变换为上升计数时)，检验1个上臂开关元件通电的期间和2个上臂开关元件通电的期间，在需要时进行占空比的修正，所以，利用在PWM信号的1个载波周期中变更1次占空比的简单的算法语言便可可靠地进行相电流检测。
实施例3
图11是用于说明占空比修正部19的不同的动作的图。得到由PWM信号生成部9输出图12(a)所示的PWM图形的运算结果时，就成为2个上臂开关元件通电的定时③的期间比交流取样时间20短的状态，由图4可知，该期间不能正确地检测在反相器母线2a中出现的V相的电流。因此，由占空比修正部19将占空比修正为在PWM信号的载波半周期中各相的占空比决定值大于由微电脑的交流取样时间决定的值。即，图11(a)所示的U相占空比决定值在定时器进行升降计数的PWM信号的载波半周期中进行修正，如图11(b)所示，修正为2个上臂开关元件通电的定时③的期间比交流取样时间长。
下面，使用图12说明本实施例的占空比修正部19的别的动作。例如，考虑得到由PWM信号生成部9输出图12(a)所示的PWM图形的运算结果的情况。这时，成为1个上臂开关元件通电的定时②的期间比交流取样期间20短的状态。这时，由图6可知，该期间不能正确地检测在反相器母线中出现的U相的电流。因此，由占空比修正部19在PWM信号的载波周期的半周期中修正U相占空比决定值和W相占空比决定值，图12(b)所示，修正为在定时器进行升降计数的PWM信号的半个载波周期中1个上臂开关元件通电的定时②的期间比交流取样时间长。在图12(b)中，为了确保比取样期间20长的定时②的期间，通过将对定时②的所需期间的不足部分的1/2的期间，则对U相占空比决定值修正为占空比减小，而对W相占空比决定值修正为增大。修正的这种做法是一例，也可以将对定时②的所需期间不足的部分仅对U相占空比决定值修正为占空比减小，或者仅对W相占空比决定值修正为占空比增大。
按照本实施例，定时器将占空比的变更增加为从下降计数变换为上升计数时和从上升计数变换为下降计数时的2次，检验在PWM信号的半个载波周期中1个上臂开关元件通电的期间和2个通电的期间，在需要时进行占空比的修正，所以，可以减小PWM信号的修正量，从而可以简单而可靠地进行相电流检测，同时，可以抑制由于占空比的修正而引起的相电流紊乱等影响。
实施例4
图13是用于说明占空比修正部19的不同的动作的图。得到由PWM信号生成部9输出图13(a)所示的PWM图形的运算结果时，就成为1个上臂开关元件通电的定时②的期间比交流取样时间20短的状态，由图4可知，该期间不能正确地检测在反相器母线2a中出现的W相的电流。
因此，占空比修正部19在PWM信号的半个载波周期中修正U相占空比决定值和W相占空比决定值，如图13(b)所示的那样，使在定时器进行上升计数的PWM信号的半个载波周期中1个上臂开关元件通电的定时②的期间比交流取样时间长。在图13(b)中，通过将对定时②的所需期间的不足部分的1/2的期间，则对U相占空比决定值修正为占空比减小，而对W相占空比决定值修正为增大，确保定时②的期间。另外，在定时器进行下降计数的PWM信号的半个载波周期中，修正在定时器进行上升计数的半个载波周期中已修正过的占空比。对于U相占空比决定值，增加在修正时减小的占空比的量，对于W相占空比决定值，则减去在修正时增大的占空比的量。
按照本实施例，定时器将占空比的变更增加为从下降计数变换为上升计数时和从上升计数变换为下降计数时的2次，检验在PWM信号的半个载波周期中1个上臂开关元件通电的期间和2个通电的期间，在需要时进行占空比的修正，在其余的载波半周期中，修正在进行占空比修正时增减的量。因此，可以去掉在PWM信号的1个载波周期中的变更量，从而可以简单而可靠地进行相电流检测，同时可以排除相电流的紊乱。
实施例5
图14是用于说明占空比修正部19的不同的动作的图。在得到由PWM信号生成部9输出图14(a)所示的PWM图形的运算结果时，就成为2个上臂开关元件通电的定时③的期间比交流取样期间20短的状态，由图4可知，该期间不能正确地检测在反相器母线中出现的V相的电流。
因此，占空比修正部19修正占空比，以使各相的占空比决定值比主要由微电脑的交流取样时间决定的值大。如图14(b)所示，在第1次的载波周期中，修正U相占空比决定值，使2个上臂开关元件通电的定时③的期间比交流取样时间长。另外，在第2次的载波周期中，减去在第1次的载波周期中进行U相占空比决定值的修正时增大的占空比的量(结果等于无开关)。
图15是用于说明在本实施例中定时②的期间短而不充分时的占空比修正的图。得到由PWM信号生成部9输出图15(a)所示的PWM图形的运算结果时，就成为1个上臂开关元件通电的定时②的期间比交流取样时间20短的状态。由图4可知，该期间不能正确地检测在反相器母线中出现的W相的电流。
因此，占空比修正部19在图15(b)的第1次的载波周期中，修正U相占空比决定值和W相占空比决定值，使1个上臂开关元件通电的定时②的期间比交流取样时间长。在图15(b)中，通过将对定时②的所需期间的不足部分的1/2的期间，则对U相占空比决定值修正为占空比减小，而对W相占空比决定值修正为增大，确保定时②的期间。另外，在第2次的载波周期中，增加在第1次的载波周期中进行U相占空比决定值的修正时减小的占空比的量，而对W相占空比决定值则减去修正时增大的占空比的量。
按照本实施例，在进行占空比的变更时(在上述说明中定时器从下降计数变换为上升计数时)，检验1个上臂开关元件通电的期间和2个上臂开关元件通电的期间，在需要时进行占空比的修正，所以，利用在PWM信号的1个载波周期中变更1次占空比的简单的算法语言便可可靠地进行相电流检测。
另外，由于在进行了占空比的修正的载波周期的下一个载波周期中，修正在占空比修正时增减的占空比，所以，可以尽可能降低2个载波周期中的变更量，从而可以降低相电流的紊乱。在第2次的载波周期中执行推算感应电压的算法语言时，也可以利用在第1次的载波周期中检测的相电流值进行运算。
实施例6
图16是用于说明占空比修正部19的不同的动作的图。在得到由PWM信号生成部9输出图16(a)所示的PWM图形的运算结果时，就成为1个上臂开关元件通电的定时②的期间和2个上臂开关元件通电的定时③的期间比交流取样时间20短的状态，由图4可知，这些期间不能正确地检测在反相器母线2a上出现的W相的电流和V相的电流。
因此，占空比修正部19修正U相占空比决定值和W相占空比决定值，如图16(b)所示的那样，使第1次的载波周期的前半周期中1个上臂开关元件通电的定时②的期间和2个上臂开关元件通电的定时③的期间比交流取样时间长。另外，在第2次的载波周期中，对U相占空比决定值减去在第1次的载波周期中修正时增大的占空比的量(结果等于无开关)，对W相占空比决定值减去修正时增大的占空比的量。
按照本实施例，定时器将占空比的变更增加为从下降计数变换为上升计数时和从上升计数变换为下降计数时的2次，检验在PWM信号的半个载波周期中1个上臂开关元件通电的期间和2个通电的期间，在需要时进行占空比的修正，所以，可以减小PWM信号的修正量，从而可以简单而可靠地进行相电流检测。
另外，在减小占空比的修正的载波周期的下一个周期中，修正在占空比修正时增减的占空比的量，所以，可以比实施例5进一步降低2个载波周期中的变更量，从而可以排除相电流的紊乱。
实施例7
在本实施例中，执行在实施例5和实施例6的第2次的载波周期中推算感应电压的算法语言。这时，利用在第1次的载波周期中检测的相电流值进行感应电压的推算运算。这样，由于对每个PWM信号的载波周期进行感应电压推算和转子位置速度推算的运算，所以，可以提高控制性，从而可以实现稳定的电动机驱动。
实施例8
图17表示本实施例的电动机驱动装置的结构的框图。在本实施例中，进而在控制部6中设置了判断无刷电动机3的负载状态的负载判断部21。占空比修正部19按照负载判断部21的判断结果，切换动作模式而动作。具体而言，占空比修正部19将进行实施例2所示的占空比修正部19的动作的模式作为第1动作模式，将进行实施例5所示的占空比修正部19的动作的模式作为第2动作模式。在负载判断部21判定负载状态为「重负载」时，占空比修正部19就以第1动作模式而动作，在判定负载状态为「轻负载」时，就以第2动作模式而动作。
图18是将无刷电动机3转动时的电流波形22与表示电角度1周期中的载波周期的信号23一起表示的图。图18(a)表示无刷电动机3高速转动即在重负载状态下转动时的情况，图18(b)表示低速转动即在轻负载状态下转动时的情况。由图18(b)可知，电动机在轻负载状态下转动时，每1载波周期的电流变化量减小，由图18(a)可知，电动机在重负载状态时每1载波周期的电流变化量增大。另外，电动机在轻负载状态下转动时，得到图16(a)所示的PWM输出的情况比在重负载状态下转动时频繁。
电动机在轻负载状态下转动时，即使将每1载波周期的电流检测周期减小为载波周期的1/2周期，每次检测的电流值也变化不大。这样，电动机在轻负载状态下转动时，便可尽可能减小PWM信号的占空比的变更量，进行优先使正弦波电流不发生畸变的控制。
按照本实施例，从轻负载即低速转动区到重负载即高速转动区都可以实现利用没有电流畸变的正弦波电流的稳定的电动机驱动。
实施例9
本实施例的电动机驱动装置的结构具有与图17所示的结构相同的结构。即，在本实施例中，在控制部6中设置了判断无刷电动机3的负载状态的负载判断部21。占空比修正部19将进行实施例3所示的占空比修正部19的动作的模式作为第1动作模式，将进行实施例6所示的占空比修正部19的动作的模式作为第2动作模式。在负载判断部21判定负载状态为重负载时，占空比修正部19就以第1动作模式而动作，在判定负载状态为轻负载时，就以第2动作模式而动作。
表示的动作原理与实施例8相同，从轻负载即低速转动区到重负载即高速转动区都可以实现利用没有电流畸变的正弦波电流的稳定的电动机驱动。
实施例10
在本实施例中，感应电压推算部17执行在实施例8和实施例9的负载判断部21判定为轻负载时第2次的载波周期中推算感应电压的算法语言。这时，利用在第1次的载波周期中检测的相电流值进行感应电压的推算运算。这样，由于对每个PWM信号的载波周期进行感应电压推算和转子位置速度推算的运算，所以，可以提高控制性，从而可以实现比实施例8和实施例9更稳定的电动机驱动。
实施例11
说明实施例8～实施例10中负载判断部21进行的判断。具体而言，负载判断部21的判断，根据由PWM信号生成部9生成的PWM信号的占空比值进行。即，由PWM信号生成部9生成的PWM信号的占空比值在电角度的一周期中的最大值小于阈值时，就判定负载状态为「轻负载」。
图19是表示由PWM信号生成部9生成的PWM信号的占空比值随各电角度的划分而变化的情况的图。例如，U相的占空比值在电角度60°和120°时成为最大值，就用这时的值进行负载状态的判断。
按照本实施例，使用在控制部6内运算的值就可以进行负载状态的判断，所以，外部不必增加多余的负载检测装置。在本实施例中，将PWM信号的占空比在电角度1周期中的最大值与阈值进行比较，但是，显然，也可以使用电角度1周期中的平均值或滤波器运算值等。
另外，在本实施例中，将由PWM信号生成部9生成的PWM信号的占空比值在电角度1周期中的最大值用于进行负载状态的判断，但是，也可以将由转子位置速度检测部18得到的无刷电动机3的转数或由电流检测部11得到的相电流值用于进行负载状态的判断。这样，需要的结构和控制性也没有任何问题。
另外，本实施例的负载判断部21进行是否为轻负载的判断时，如果如图20所示的那样设置滞后时，可以进一步提高在切换轻负载状态下的控制与重负载状态下的控制附近的电动机驱动的稳定性。
实施例12
图21表示利用上述电动机驱动装置的冷冻装置的结构例。在本冷冻装置中，作为进行制冷剂的压缩的压缩机的驱动装置，使用上述实施例的电动机驱动装置。
冷冻装置除了上述某一实施例的电动机驱动装置100和压缩机82外，还具有由第1机组92和第2机组95构成的冷冻循环。第1机组92由热交换器94和送风机93构成，第2机组95由热交换器96、送风机97和膨胀阀98构成。第1机组92用于将冷冻库99内冷却。
在冷冻循环中，循环着作为热媒体的制冷剂。制冷剂由压缩机82进行压缩，由热交换器96利用送风机97的送来的风与冷冻库99外的空气进行热交换而放热，由热交换器94利用送风机93送来的风与冷冻库99内的空气进行热交换而吸热。通过这样的循环，将冷冻库99内冷却。在以上的冷冻循环中，利用电动机驱动装置100驱动压缩机82。
(发明的效果)
按照本发明的电动机驱动装置，利用在反相器与电动机间的线间至少不设置2个以上的电流检测单元的廉价的系统结构就可以实现正弦波驱动。
另外，通过在以后的时刻修正为了根据反相器母线电流检测电动机相电流而修正过的PWM信号的占空比的增减量，可以尽可能使正弦波电流不发生畸变，所以，在电动机驱动中，可以实现达到低噪音化和低振动化的效果。
另外，在判定电动机的驱动状态为轻负载时，通过使根据反相器母线电流检测电动机相电流的动作在载波周期的1/2周期中进行，可以达到进行从低速转动区到高速转动区正弦波电流不发生畸变的稳定的电动机驱动的效果。

Claims (15)

1.一种电动机驱动装置，其特征在于：
具有包括多个由配置在高压侧的上臂开关元件和配置在低压侧的下臂开关元件构成的开关元件对并通过各开关元件的动作将直流电压变换为所希望的频率和电压的交流电压而作为驱动电压供给三相电动机的反相器、
检测流过反相器的母线的电流的电流检测单元、
根据所述反相器输出的电压值和由所述电流检测单元检测的电流值推算所述电动机的感应电压的感应电压推算单元、
根据推算的感应电压推算值推算所述电动机的转子磁极位置的转子位置速度检测单元、
根据推算的转子磁极位置的信息生成控制所述反相器的各开关元件的动作的PWM信号的PWM信号生成单元、和
修正由所述PWM信号生成单元生成的PWM信号的占空比的占空比修正单元，
该占空比修正单元将由所述PWM信号生成单元生成的PWM信号的占空比值修正为在所述电流检测单元检测反相器母线电流的期间PWM信号不变化的占空比值。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述占空比修正单元将占空比值修正为在所述PWM信号的1个载波周期中所述反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间可以确保电流检测单元检测反相器母线电流的时间，
所述电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过所述电动机的三相的相电流。
3.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述占空比修正单元将占空比值修正为在所述PWM信号的半个载波周期中所述反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间可以确保所述电流检测单元检测反相器母线电流的时间，
所述电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过所述电动机的三相的相电流。
4.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述占空比修正单元修正占空比值，以使在所述PWM信号的一个载波周期中的半个载波周期中反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间确保所述电流检测单元检测反相器母线电流的时间，同时，在其余的半个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量，
所述电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过所述电动机的三相的相电流。
5.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述占空比修正单元修正占空比值，以使在所述PWM信号的1个载波周期中反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间确保所述电流检测单元检测电流的时间，同时，在下一个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量，
所述电流检测单元将确保了电流检测时间的第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过所述电动机的三相的相电流。
6.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述占空比修正单元修正占空比值，以使在所述PWM信号的载波周期中的半个载波周期中的反相器的上臂的开关元件仅1个通电的第1期间和上臂的2个开关元件通电的第2期间确保所述电流检测单元检测电流的时间，在下1个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量，
所述电流检测单元将确保了电流检测时间的第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过所述电动机的三相的相电流。
7.根据权利要求5或权利要求6所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述感应电压推算单元在已修正了占空比的增减量的载波周期中使用在前次的载波周期中检测的相电流进行感应电压的推算。
8.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：还包括判断电动机的负载状态的负载判断单元，
所述占空比修正单元根据所述负载判断单元的判断结果在判定为重负载时就切换到第1模式而动作，在判定为轻负载时就切换到第2模式而动作，
所述第1模式就是在控制所述反相器的PWM信号的1个载波周期中所述反相器的1个上臂开关元件通电的第1期间和2个上臂开关元件通电的第2期间修正为确保所述电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值从而所述电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过所述电动机的三相的相电流的模式，
所述第2模式就是所述占空比修正单元在控制所述PWM信号的1个载波周期中所述反相器的1个上臂开关元件通电的第1期间和2个上臂开关元件通电的第2期间修正为确保所述电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值、同时在下一个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量，从而所述电流检测单元将确保了检测时间的第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过所述电动机的三相的相电流的模式。
9.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：还包括判断电动机的负载状态的负载判断单元，
所述占空比修正单元根据所述负载判断单元的判断结果在判定为重负载时就切换到第1模式而动作，在判定为轻负载时就切换到第2模式而动作，
所述第1模式是所述占空比修正单元在控制所述反相器的PWM信号的半个载波周期中的所述反相器的1个上臂开关元件通电的第1期间和2个上臂开关元件通电的第2期间修正为确保所述电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值，从而电流检测单元将第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过所述电动机的三相的相电流的模式，
所述第2模式是所述占空比修正单元在控制所述反相器的PWM信号的半个载波周期中所述反相器的1个上臂开关元件通电的第1期间和2个上臂开关元件通电的第2期间修正为确保所述电流检测单元检测反相器母线电流的时间的占空比值、同时在下一个载波周期中修正已修正过的占空比的增减量，从而所述电流检测单元将确保了检测时间的第1期间和第2期间检测的反相器母线电流变换为分别流过所述电动机的三相的相电流的模式。
10.根据权利要求8或权利要求9所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述感应电压推算单元在所述第2模式中修正占空比的增减量的载波周期中使用在前次的载波周期中检测的相电流进行感应电压的推算。
11.根据权利要求8或权利要求9所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述负载判断单元使用PWM信号的占空比值的大小判断负载状态。
12.根据权利要求8或权利要求9所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述负载判断单元使用电动机的转数判断负载状态。
13.根据权利要求8或权利要求9所述的电动机驱动装置，其特征在于：所述负载判断单元使用由所述电流检测单元得到的电流值判断负载状态。
14.根据权利要求8或权利要求9所述的电动机驱动装置，其特征在于：在所述第1模式与所述第2模式的切换中，设置滞后。
15.一种冷冻装置，其特征在于：
将权利要求1～权利要求6以及权利要求8和权利要求9中的任一权利要求所述的电动机驱动装置作为压缩制冷剂的压缩机的驱动装置使用。
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