JP4715677B2 - ３相回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、３相回転機の出力を制御すべく、インバータのアームの上段又は下段の各スイッチング素子を流れる電流を感知する感知手段の出力を取り込むとともに、前記３相回転機の出力を所望に制御するための３相の信号波と、搬送波との比較に基づき、前記インバータをパルス幅変調によって操作する３相回転機の制御装置に関する。

３相電動機の出力を所望に制御すべく、３相に流れる電流量をパルス幅変調（ＰＷＭ）によって制御する３相電動機の制御装置が周知である。すなわち、３相の指令電圧（信号波）と三角波である搬送波との比較に基づき、インバータのスイッチング素子をオン・オフ操作することで、３相電動機に流れる電流を制御する。ここで、指令電圧は、通常、３相電動機に対する要求トルクと、３相電動機を流れる電流とに基づき逐次算出される。そして、３相電動機を流れる電流を感知するセンサとしては、通常、電流センサが用いられている。

ところで、近年、３相電動機を流れる電流を感知する手段の小型化、構造の簡素化を図るべく、インバータのアームの上段又は下段の各スイッチング素子に直列接続されたシャント抵抗を用いることが提案されている。これによれば、電流センサを用いる場合と比較して、電流を感知する手段を小型化、簡素化することができる。

ただし、例えばアームの下段の各スイッチング素子にシャント抵抗を直列接続させた場合、全相の下段のスッチング素子がオン状態である電圧ベクトルＶ０発生期間にしか３相全ての電流を感知することができないため、シャント抵抗による電圧降下量（電流相当値）を取り込むタイミングは限られたものとなる。

更に、電圧ベクトルＶ０発生期間とされた直後には、電流のリンギングが大きいため、シャント抵抗の電圧降下量に基づく電流の取得を適切に行うことができない。そして、指令電圧の増加に伴ってＰＷＭ制御による変調率が増加するほど電圧ベクトルＶ０発生期間が縮小するため、高変調率時には電圧ベクトルＶ０発生期間における電流の取得が特に困難なものとなる。ちなみに、シャント抵抗に基づいて電流を取得する３相回転機の制御装置としては、他にも例えば下記特許文献１に記載されたものがある。

なお、上記シャント抵抗を用いるものに限らず、インバータのアームの上段又は下段の各スイッチング素子を流れる電流を感知する感知手段の出力を取り込むことで３相回転機を流れる電流を取得するものにあっては、３相の電流を取得することが困難なこうした実情も概ね共通したものとなっている。
特開２００５−１６０１４７号公報

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、インバータのアームの上段又は下段の各スイッチング素子を流れる電流を感知する感知手段の出力を取り込むことで３相回転機を流れる電流を適切に取得することのできる３相回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記インバータのスイッチング素子のうち前記感知手段側の２相がオン状態となる期間及び３相がオン状態となる期間のいずれかを選択的に拡大すべく、前記搬送波との比較対象となる前記信号波を補正することで、前記搬送波の１周期に渡って、前記信号波間の相対的な大小関係を保持しつつ前記インバータのアームの上段又は下段の１相のスイッチング素子をオン状態に固定する固定手段と、前記選択的に拡大された期間内に前記感知手段の出力を取り込むことで、前記３相回転機を流れる電流を取得する取得手段とを備えることを特徴とする。

上記構成において、感知手段側の３相のスイッチング素子がオン状態となる期間には、感知手段による３つの出力に基づき３相の電流を取得することができる。また、感知手段側の２相のスイッチング素子がオン状態となる期間には、感知手段による２つの出力に基づき、キルヒホッフの法則を用いることで、３相の電流を取得することができる。ただし、これらいずれの期間も、３相の信号波と搬送波との関係によっては短くなり得る。そしてこれらの期間が短いときには、上記期間の開始に伴う電流のリンギングによって、３相の電流としての適切な値を取得することが困難となる。この点、上記構成では、信号波間の相対的な大小関係を保持しつつ上記期間を拡大する。このため、回転機の各相を流れる電流を補正前の信号波によって想定される所望の電流としつつも、リンギングの十分に減衰したタイミングで感知手段の出力を取り込むことができる。したがって、３相を流れる電流として適切な値を取得することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記搬送波は、上昇速度及び下降速度が略等しい三角波であり、前記取得手段は、前記搬送波が上限値近傍又は下限値近傍となる都度前記感知手段の出力を取り込むことを特徴とする。

上記構成では、搬送波が上限値や下限値に対して略線対称な波形となる。このため、搬送波と信号波との比較に基づき定まるスイッチング素子の操作態様が搬送波の上限値や下限値に対して略対称となる。このため、搬送波の上限値近傍又は下限値近傍において３相を流れる電流が搬送波の周期内における３相電流の平均値と略等しくなる。上記構成では、この点に着目し、搬送波の上限値近傍又は下限値近傍において感知手段の出力を取り込むことで、搬送波の周期内における電流の平均値についての情報を簡易に取得することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記信号波は、前記搬送波が上限値近傍又は下限値近傍となる都度更新されるものであり、前記取得手段は、前記信号波の更新周期の中間時点近傍において前記感知手段の出力を取り込むことを特徴とする。

上記構成では、信号波が搬送波の上限値近傍又は下限値近傍となる都度更新されるために、搬送波と信号波との比較に基づき定まるスイッチング素子の操作態様が信号波の更新周期の中間時点に対して好適な対称性を有するものとなる。このため、信号波の更新周期の中間時点における感知手段の出力を、更新周期内における３相の電流の平均値に高精度に対応した値とすることができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の発明において、前記固定手段は、前記感知手段側の１相のスイッチング素子をオン状態に固定することで前記感知手段側のスイッチング素子が全相オン状態となる期間が閾値以上となる場合、前記感知手段側の１相のスイッチング素子をオン状態に固定することを特徴とすることを特徴とする。

上記構成では、信号波を補正したときに感知手段側のスイッチング素子の３相がオン状態となる期間が閾値以上となる場合、３相がオン状態となる期間を拡大する。これにより、感知手段側の３相がオン状態となるときに感知手段の出力を取り込む場合について、同３相がオン状態となることで生じるリンギングの上記出力への影響が十分に抑制されるのに要する時間を、閾値によって定量化することができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記固定手段は、補正対象となる信号波と前記搬送波との比較によって定まる前記感知手段側の３相がオン状態となる期間及びオフ状態となる期間についての前記搬送波の１周期内の和が閾値以上であるときには、前記感知手段側の１相のスイッチング素子をオン状態に固定し、前記和が閾値未満であるときには、前記感知手段側でない方の１相のスイッチング素子をオン状態に固定することを特徴とする。

感知手段側の１相のスイッチング素子をオン状態に固定することで、搬送波の１周期内において感知手段側のスイッチング素子が全相オン状態となる期間は、補正対象となる信号波と搬送波との比較によって定まる感知手段側の３相がオン状態となる期間及び同比較によって定まるオフ状態となる期間の和となる。上記構成では、この点に着目し、上記和に基づき、感知手段側の１相のスイッチング素子をオン状態に固定することで搬送波の１周期内において感知手段側のスイッチング素子が全相オン状態となる期間と、閾値とを比較することができる。

そして、閾値との比較に基づき、感知手段側の１相のスイッチング素子又は感知手段側でない１相のスイッチング素子をオン状態に固定することで、感知手段側の３相又は２相のスイッチング素子がオン状態となる期間を拡大することができる。

請求項６記載の発明は、請求項４又は５記載の発明において、前記閾値が、補正対象となる信号波と前記搬送波との比較によって定まる前記感知手段側の２相がオン状態となる期間であることを特徴とする。

上記構成では、信号波の補正をしないとの想定の下での前記感知手段側の２相がオン状態となる期間を閾値とする。このため、感知手段側の１相のスイッチング素子をオン状態に固定することで搬送波の１周期内において感知手段側のスイッチング素子が全相オン状態となる期間が閾値以下となるときには、信号波の補正をしないとの想定の下での前記感知手段側の２相がオン状態となる期間よりも短いために、３相がオン状態となる期間において感知手段の出力を取り込むことはリンギングの影響の抑制の観点からは望ましくないと判断できる。このため、上記構成では、リンギングの影響を極力抑制しつつも３相がオン状態となる期間を優先して用いて感知手段の出力を取り込むことができる。

請求項７記載の発明は、請求項４又は５記載の発明において、前記閾値が、前記感知手段側の３相のスイッチング素子がオン状態となるのに伴い生じる前記３相を流れる電流のリンギングについての整定時間以上に設定されてなることを特徴とする。

上記構成では、感知手段側の３相がオン状態となる期間内において、３相がオン状態となることに伴うリンギングが十分に減衰する。このため、３相がオン状態となる期間において感知手段の出力を取り込むに際し、リンギングの影響を極力抑制することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれかに記載の発明において、前記固定手段による補正対象となる３相の信号波のうち前記感知手段側のスイッチング素子をオン状態とする期間が最も短い相の信号波の値に基づき、前記固定手段による前記信号波の補正を行うか否かを判断する判断手段を更に備え、前記取得手段は、前記補正がなされないとき、前記インバータのスイッチング素子のうち前記感知手段側の２相がオン状態となる期間及び３相がオン状態となる期間のいずれかに前記感知手段の出力を取り込むことを特徴とする。

上記固定手段によって搬送波の１周期に渡って１相のスイッチング素子が固定される場合、搬送波の１周期内におけるスイッチング素子のオン・オフ操作の回数が減少する。このため、固定手段による固定を行わない場合と比較して、３相を流れる電流の変動量が大きくなる。

一方、補正対象となる３相の信号波のうち感知手段側のスイッチング素子をオン状態とする期間が最も短い相の信号波の値によって、補正がない場合に３相がオン状態となる期間を把握することができる。このため、上記信号波の値によって、補正がない場合に３相がオン状態となる期間が、感知手段の出力を取り込む際のリンギングの影響を十分に抑制することのできるものであるか否かを判断することができる。そして、上記構成では、上記リンギングの影響を十分に抑制することのできるものであるときには、固定手段によるスイッチング素子の固定を行わないことで、感知手段の出力を取り込む際のリンギングの影響を抑制しつつも３相を流れる電流の変動量を極力抑制することができる。

請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記判断手段は、前記最も短い相における前記感知手段側のスイッチング素子をオン状態とする期間が、前記感知手段側の３相のスイッチング素子がオン状態となるのに伴い生じる前記３相を流れる電流のリンギングについての整定時間以下であるとき、前記補正を行う旨の判断をすることを特徴とする。

上述したように、最も短い相における前記感知手段側のスイッチング素子をオン状態とする期間から、補正をしないことで感知手段側の３相のスイッチング素子がオン状態となる期間を把握することができる。そして、最も短い相における前記感知手段側のスイッチング素子をオン状態とする期間が、上記整定時間以下であるときには補正を行うことで、補正を行わないために３相がオン状態となる期間に感知手段の出力を取り込む際にも、リンギングの影響が大きくなることを回避することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる３相回転機の制御装置をハイブリッド車に搭載される３相回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、上記ハイブリッド車に搭載される電動機及びその制御システムの全体構成を示す。

図示されるように、電動機４の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれとバッテリ７の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子１２，１４（Ｕ相アーム）とスイッチング素子１６，１８（Ｖ相アーム）とスイッチング素子２０，２２（Ｗ相アーム）との並列接続体を備えている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に逆並列に接続されたフライホイールダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点が電動機４のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点が電動機４のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点が電動機４のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。

インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との両端には、平滑コンデンサ４０が接続されている。

上記電動機４には、その出力軸の回転角度θを検出する位置センサ４２が設けられている。一方、バッテリ７の低電位側とスイッチング素子１４との間には、スイッチング素子１４に直列に、同スイッチング素子１４を流れる電流を感知するシャント抵抗Ｒｕが接続されている。また、バッテリ７の低電位側とスイッチング素子１８との間には、スイッチング素子１８に直列に、同スイッチング素子１８を流れる電流を感知するシャント抵抗Ｒｖが接続されている。更に、バッテリ７の低電位側とスイッチング素子２２との間には、スイッチング素子２２に直列に、同スイッチング素子２２を流れる電流を感知するシャント抵抗Ｒｗが接続されている。

一方、マイクロコンピュータ（マイコン５０）は、上記位置センサ４２や、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの出力（シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗによる電圧降下量）を取り込む。そして、マイコン５０は、上記電動機４の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路６０〜７０を介してスイッチング素子１２〜２２を操作する。

図２に、マイコン５０の行なう処理についてのブロック線図を示す。本実施形態では、基本的には、三角波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって、電動機４の負荷トルクを要求トルクに制御する。

電流取得部８０は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの出力（電圧降下量ｒｕ、ｒｖ、ｒｗ）を取り込み、これに基づき電動機４の各相を流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する部分である。２相変換部８２は、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ｄｑ軸に座標変換して実電流ｉｄ及び実電流ｉｑを生成する部分である。ちなみに、この座標変換に際しては、電動機４の回転角度が用いられるために、２相変換部８２には、位置センサ４２によって検出される回転角度θが入力される。

一方、指令電流生成部８４は、要求トルクや回転角度θの時間微分値としての回転速度Ｎｍ等に応じて指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを生成する部分である。これら指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、ｄｑ軸上での指令値となっている。

指令電圧生成部８６は、指令電流ｉｄｃと実電流ｉｄとの差に基づき、ｄ軸の指令電圧ｖｄｃを算出し、且つ指令電流ｉｑｃと実電流ｉｑとの差に基づき、ｑ軸の指令電圧ｖｑｃを算出する部分である。

３相変換部８８は、ｄ軸の指令電圧ｖｄｃとｑ軸の指令電圧ｖｑｃとを、Ｕ相の指令電圧基本値ｖｕｂと、Ｖ相の指令電圧基本値ｖｖｂと、Ｗ相の指令電圧基本値ｖｗｂとに変換する部分である。これら指令電圧基本値ｖｕｂ，ｖｖｂ，ｖｗｂは、電動機４の各相に指令電流を流すときに各相に印加すべき電圧となっている。これら指令電圧基本値ｖｕｂ，ｖｖｂ，ｖｗｂは、正弦波となって且つその電圧の中心がゼロとなっている。ちなみに、この座標変換に際しては、電動機４の回転角度が用いられるために、３相変換部８８には、位置センサ４２によって検出される回転角度θが入力される。

３相変調部９０は、電動機４の各相に指令電圧基本値ｖｕｂ，ｖｖｂ，ｖｗｂが実際に印加されることを保証すべく、指令電圧基本値ｖｕｂ，ｖｖｂ，ｖｗｂを変調する部分である。詳しくは、図３に示すように、指令電圧基本値ｖｕｂ，ｖｖｂ，ｖｗｂにそれぞれ「２／√３」を乗算することで、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを算出する。

変調法変更部９２は、後述する理由により、回転角度θに基づき、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正して最終的な指令電圧ｖｕｃ．ｖｖｃ．ｖｗｃを算出する。これら最終的な指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃは、各々比較器９６，９８，１００の非反転入力端子に印加される。比較器９６，９８，１００では、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃと、三角波生成部１０２によって生成される三角形状の搬送波（キャリア）との大小が比較される。そして、これら各比較器９６、９８、１００の出力信号ｇｕ、ｇｖ、ｇｗは、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを各々パルス幅変調（ＰＷＭ）したものとなる。すなわち、上記最終的な指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが、ＰＷＭ制御におけるキャリアとの比較対象となる信号波である。

出力信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗ及びインバータ１０４，１０６，１０８によるそれらの反転信号が、Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１１０に取り込まれる。Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１１０では、上記出力される各信号とこれに対応する上記反転信号とを、これらのエッジ部分同士のタイミングの重なりを避けるように波形整形する。そして、波形整形された信号は、Ｕ相のスイッチング素子１２を操作する操作信号ｇｕｐ、Ｕ相のスイッチング素子１４を操作する操作信号ｇｕｎ、Ｖ相のスイッチング素子１６を操作する操作信号ｇｖｐ、Ｖ相のスイッチング素子１８を操作する操作信号ｇｖｎ、Ｗ相のスイッチング素子２０を操作する操作信号ｇｗｐ、Ｗ相のスイッチング素子２２を操作する操作信号ｇｗｎとなる。

本実施形態では、図４に示すように、上記指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの算出や、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗの取り込みを、キャリアの周期に同期して行う。図４（ａ）に、本実施形態にかかるキャリアを示し、図４（ｂ）に、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの算出タイミング（サンプリングタイミング）を示し、図４（ｃ）に、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗの取り込みタイミング（サンプリングタイミング）を示す。図示されるように、本実施形態にかかるキャリアは、上昇速度及び下降速度が互いに等しい２等辺三角形状の信号である。そして、キャリアが下限値となる都度、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが算出される。また、キャリアが上限値となる都度、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗが取り込まれる。これにより、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを、キャリアが下限値となってから次の下限値となるまでの間の期間における３相の電流の平均値に対応した量とすることができる。これは、以下に示す理由による。

図５（ａ）にキャリアを拡大したものを示し、また、図５（ｂ）に比較器９６の出力信号ｇｕの推移を示し、図５（ｃ）に、比較器９８の出力信号ｇｖの推移を示し、図５（ｄ）に、比較器１００の出力信号ｇｗの推移を示す。図示されるように、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃは、キャリアが下限値から次の下限値となるまでの１周期に渡って変化しない。このため、キャリアと指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃとの大小関係は、キャリアが上限値となるタイミングに対して線対称となる。したがって、出力信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗもキャリアが上限値となるタイミングに対して線対称となり、ひいては、スイッチング素子１２〜２２の操作態様もキャリアが上限値となるタイミングに対して線対称となる。このため、電動機４の各相を流れる電流は、それぞれキャリアが上限値となるタイミングに対して線対称となるため、キャリアが上限値となるタイミングにおける各相の電流は、そのキャリア周期内の電流の平均値となる。

先の図２に示した電流取得部８０は、スイッチング素子１２〜２２の操作態様に応じて、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの算出手法を可変とする。以下、これについて説明する。

スイッチング素子１２〜２２の操作態様は、図６に示す８個の電圧ベクトルによって表される。ここで、電圧ベクトルＶ０は、各相のアームのうちの下段のスイッチング素子１４，１８，２２の全てがオン状態であることを表現する。また、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５は、１相のアームのみ上段のスイッチング素子がオン状態であることを表現する。また、偶数電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６は、１相のアームのみ下段のスイッチング素子がオン状態であることを表現する。そして、電圧ベクトルＶ７は、全ての相のアームの上段のスイッチング素子１２，１６，２０がオン状態である状態を表現する。

ここで、電圧ベクトルＶ０においては、スイッチング素子１４，１８，２２に電流が流れるために、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの電圧降下量は、電動機４の各相を流れる電流を表現する。また、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５においては、２相のアームにおいて下段のスイッチング素子がオン状態であるために、これらの相については、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの電圧降下量が、電動機４を流れる電流量を表現する。そして、残り１相については、キルヒホッフの法則に基づき、推定することができる。すなわち、例えば電圧ベクトルＶ１においては、Ｕ相のアームにおいては、下段のスイッチング素子１４がオフ状態であるため、シャント抵抗Ｒｖ，Ｒｗの電圧降下量から算出される実電流ｉｖ，ｉｗに基づき、実電流ｉｕを推定することができる。

このように、電圧ベクトルＶ０又は奇数電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５において、電動機４に流れる３相の電流を取得することができる。そして、電圧ベクトルに応じて、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの算出手法を可変とすべく、先の図２に示した変調法変更部９２では、指令電圧ｖｕｃｂ、ｖｖｃｂ、ｖｗｃｂに基づき、いずれの算出手法を用いるかを指示するフラグを出力する。すなわち、３相ともにシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを用いる旨を指示する３相検出Ｆｌａｇか、１相を推定する旨を指示するＵ相推定Ｆｌａｇ、Ｖ相推定Ｆｌａｇ、Ｗ相推定Ｆｌａｇのいずれかを出力する。

この出力は、先の図２に示したメモリ１１２に記憶される。すなわち、メモリ１１２では、図７に示すように、上記変調法変更部９２から出力されたフラグを記憶する。そして、先の図２に示した電流取得部８０では、メモリ１１２に記憶されたフラグに基づき、算出手法を可変設定する。

図８に、電流取得部８０による電流の算出処理の手順を示す。この処理は、マイコン５０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

すなわち、３相検出Ｆｌａｇがオン状態であるなら（ステップＳ１０：ＹＥＳ）、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗに基づき、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する。また、Ｕ相推定フラグ、Ｖ相推定フラグ、Ｗ相推定フラグのいずれかがオン状態なら（ステップＳ１４、Ｓ２０，Ｓ２６のいずれかでＹＥＳ）、該当する相以外についてはシャント抵抗の電圧降下量を用い（ステップＳ１６，Ｓ２２，Ｓ２８）、該当する相については推定する（ステップＳ１８、Ｓ２４，Ｓ３０）。

ところで、スイッチング素子１２〜２２の操作に伴い、電動機４の各相を流れる電流には、リンギングノイズが重畳する。このため、上記電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗの取り込みタイミングにおいてリンギングノイズが十分に減衰していないなら、取り込まれる電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗは、キャリアの１周期内の電流の平均値として適切な値にならない。一方、キャリアの振幅に対する指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの振幅の百分率である変調率が大きい領域においては、キャリアよりも指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが大きくなる機会が多いために、電圧ベクトルＶ０の期間が短くなりやすい。

図９＜Ａ＞に、変調率が「９６％」であるときの指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃ（指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂに３次高調波を重畳したもの）の推移を示す。図９＜Ａ＞において、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの最大値ＭＡＸは、キャリアの上限値と一致しており、これは、バッテリ７の電圧に対応している。この場合、電気角１２０°における指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃは、図９（ａ）となり、出力信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗは図９（ｂ）〜図９（ｄ）となる。また、このときの電圧ベクトルパターンは、図９（ｅ）となる。また、このときの電動機４の各相の誘起電圧は、図９（ｆ）となる。ちなみに、図９（ｆ）中、破線は、各相の電圧がゼロである点を示している。また、このときに電動機４の各相を流れる電流（正確にはリンギングを除いた直流成分）は、図９（ｇ）のようになる。この例では、電圧ベクトルＶ０の発生期間が短期間であるため、この期間内においては、図９＜Ｂ＞にＷ相の実電流ｉｗについて例示するように、電圧ベクトルＶ０発生期間の中間時点において、リンギングノイズが十分に減衰していない。このため、キャリアが上限値となるタイミングであるＶ０ベクトルの発生期間の中間時点における電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗは、キャリアの１周期における電流の平均値として適切な値とはならない。

ここで、電圧ベクトルＶ０又は電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５の期間が十分に長くなる条件について考察する。

例えば図１０＜Ａ＞において、指令電圧ｖｖｃが最小値ＭＩＮとなるときには、キャリアの１周期の間、図１０＜Ｂ＞に示すように、Ｖ相アームの下段のスイッチング素子１８がオン状態に固定される。このため、先の図９（ａ）〜（ｇ）に対応する図１０（ａ）〜図１０（ｇ）に示されるように、電圧ベクトルＶ０の発生期間が長期化する。

また、例えば図１１＜Ａ＞において、指令電圧ｖｕｃが最大値ＭＡＸとなるときには、キャリアの１周期の間、図１１＜Ｂ＞に示すように、Ｕ相アームの上段のスイッチング素子１２がオン状態に固定される。このため、先の図９（ａ）〜（ｇ）に対応する図１１（ａ）〜図１１（ｇ）に示されるように、電圧ベクトルＶ１の発生期間が長期化して且つ、電圧ベクトルＶ１の発生期間がキャリアが上限値となるタイミングを包含している。

上記に鑑み、本実施形態では、キャリアの上限値となるタイミングにおける電圧ベクトルＶ０の発生期間又は奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５の発生期間を拡大すべく、先の図２の３相変調部９０の出力する指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正する。

具体的には、電圧ベクトルＶ０の発生期間を拡大すべく、上記指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの相対的な大小関係を保持しつつアームの下段のスイッチング素子１４，１８，２２のいずれかをキャリアの１周期に渡ってオン状態に固定するように指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正する。これにより、最終的な指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃによって定まる各相間電圧は、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂによって定まる相間電圧と等しくなるため、電動機４に流れる電流を指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに高精度に近似させることができる。しかも、アームの下段のスイッチング素子１４，１８，２２のいずれかを固定することで、電圧ベクトルＶ０の発生期間を拡大することができる。

また、上記処理によっても電圧ベクトルＶ０の発生期間を十分に拡大できないときには、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５を拡大する。すなわち、上記指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの相対的な大小関係を保持しつつアームの上段のスイッチング素子１２，１６，２０のいずれかをキャリアの１周期に渡ってオン状態に固定するように指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正する。これにより、最終的な指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃによって定まる各相間電圧は、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂによって定まる相間電圧と等しくなるため、電動機４に流れる電流を指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに高精度に近似させることができる。しかも、アームの上段のスイッチング素子１２，１６，２０のいずれかを固定することで、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５の発生期間を拡大することができる。

図１２に、上記変調法変更部９２の処理の手順を示す。この処理は、マイコン５０により、キャリアの周期に同期して繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂに基づき、キャリアの１周期内において、電圧ベクトルＶ０と電圧ベクトルＶ７とからなるゼロ電圧ベクトルの発生期間と、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５の発生期間とを算出する。ここで、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５の発生期間は、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの値に基づき、これらのうち任意の１つがキャリアよりも大きくなる期間として算出される。

また、ゼロ電圧ベクトルの発生期間は、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの値に基づき、キャリアの１周期内において、これら全てがキャリアよりも大きくなる期間と、全てがキャリアよりも小さくなる期間との和として算出される。ここで、ゼロ電圧ベクトル発生期間は、アームの下段のスイッチング素子１４，１８，２２のいずれかをオン状態に固定することで実現される電圧ベクトルＶ０の発生期間となる。すなわち、例えば先の図９においてＷ相の指令電圧ｖｗｃを最小値ＭＩＮに固定することで、図９（ｅ）に示した電圧ベクトルＶ０発生期間が拡大し、電圧ベクトルＶ７の発生期間が消失する。そして、電圧ベクトルＶ０の拡大量は、消失した電圧ベクトルＶ７発生期間となる。

続くステップＳ３２においては、ゼロ電圧ベクトル発生期間が、奇数電圧発生期間以上であるか否かを判断する。この処理は、電圧ベクトルＶ０の発生期間を拡大するか否かを判断するものである。ここで、奇数電圧ベクトル発生期間は、スイッチング素子１４，１８，２２のいずれか１相をオン状態に固定することで、電圧ベクトルＶ０の発生期間が十分に長い期間となるか否かを判断する閾値となっている。すなわち、電圧ベクトルＶ０の発生期間を拡大しても奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５の発生期間よりも短いなら、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５において電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込んだ方がリンギングノイズの影響が少ないと判断できる。

そして、奇数電圧発生期間以上であると判断されるときには、電圧ベクトルＶ０の発生期間を拡大すべく、ステップＳ３４に移行する。ステップＳ３４では、３検出Ｆｌａｇをオンとする。これは、電圧ベクトルＶ０の発生期間を拡大すべくアームの下段のスイッチング素子１４，１８，２２のいずれか１つをオン状態に固定する場合、キャリアが上限値となるタイミングが、電圧ベクトルＶ０の発生期間に包含されるからである。

続くステップＳ３６では、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正する処理を行う。ここでは、これら指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最小となる相ものを最小値ＭＩＮに固定する。そして、残りの２つについては、最小となる相を最小値ＭＩＮとすることによる電圧の補正量Δだけ、減少補正する。これにより、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃによって定まる相間電圧を、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂによって定まる相間電圧と等しくすることができるとともに、下段のスイッチング素子１４，１８，２２のいずれか１相をオン状態に固定することができる。

一方、ステップＳ３２において、奇数電圧ベクトル発生期間未満であると判断されるときには、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５の発生期間を拡大すべく、ステップＳ３８に移行する。ここで、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５の発生期間を拡大するのは、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂをそのまま用いたのでは、キャリアが上限値となるタイミングが電圧ベクトルＶ０に包含されるおそれがあるからである。そして、ステップＳ３８においては、３相検出フラグをオフとする。これは、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５を拡大すべく上段のスイッチング素子１２，１６，２０のいずれか１相をオン状態に固定する場合、キャリアが上限値となるタイミングが、奇数電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５の発生期間に包含されるからである。

続くステップＳ４０では、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正する処理を行う。ここでは、これら指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最大となる相ものを最大値ＭＡＸに固定する。そして、残りの２つについては、最大となる相を最大値ＭＡＸとすることによる電圧の補正量Δだけ、増加補正する。これにより、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃによって定まる相間電圧を、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂによって定まる相間電圧と等しくすることができるとともに、上段のスイッチング素子１２，１６，２０のいずれか１相をオン状態に固定することができる。

続くステップＳ４２〜Ｓ５８においては、オン状態に固定される相の電流を推定する旨の指示をすべく、Ｕ相推定Ｆｌａｇ，Ｖ相推定Ｆｌａｇ、Ｗ相推定Ｆｌａｇのいずれかをオンとする処理を行う。

上記処理によれば、キャリアが上限値となるタイミングが、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５又は、電圧ベクトルＶ０に包含されて且つ、上限値となるタイミングを包含する期間を拡大することができる。

図１３に、上記処理による電圧ベクトルＶ０の発生期間の最小値（最小パルス幅）と変調率（指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの変調率）との関係を示す。図示されるように、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正することで、図中一点鎖線にて従来方式として示す補正のない場合と比較して、最小パルス幅を拡大することができる。

図１４（ａ１）に、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの変調率が９６％であるときの本実施形態の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの推移を示し、図１４（ｂ１）に、そのときの電圧ベクトルＶ０、奇数電圧ベクトルのそれぞれの発生期間を示す。図示されるように、この場合、電圧ベクトルＶ０が発生するとき（ゼロでないとき）、その発生期間の最小値を６μｓｅｃ程度とすることができる。これに対し、図１４（ａ２）に、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの補正のなされない場合（より正確には、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂに３次高調波を重畳したもの）を示す。この場合、図１４（ｂ２）に示すように、電圧ベクトルＶ０が発生するときの発生期間の最小値が１μｓｅｃ程度となる。そして、電圧ベクトルＶ０が発生する限り、キャリアが上限値となるタイミングは、電圧ベクトルＶ０によって包含される。このため、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込むに際し、リンギングの影響を大きく受けることとなる。

図１５には、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの相対的な大小関係を保持しつつ電気角６０°毎にスイッチング素子１２〜２２のいずれかを固定するように指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正する従来の２相変調法と、本実施形態を対比して示す。なお、図１５（ａ１）、図１５（ｂ１）は、先の図１４（ａ１），図１４（ｂ１）と同一である。図１５（ｂ２）に示すように、６０°毎の２相変調をする場合には、電圧ベクトルＶ０が発生する際、その最小間隔が３μｓｅｃ程度となり、本実施形態のようには電圧ベクトルＶ０の発生期間を拡大できない。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）キャリアの１周期に渡ってスイッチング素子１２〜２２のいずれか１つを固定することで、電圧ベクトルＶ０発生期間又は奇数電圧ベクトル発生期間を拡大し、拡大された期間において、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗによる電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込んだ。これにより、リンギングの十分に減衰したタイミングで電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込むことができる。

（２）キャリアを、上昇速度及び下降速度が等しい三角波として且つ、キャリアが上限値となる都度、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込んだ。これにより、キャリアの周期内における電流の平均値についての情報を簡易に取得することができる。

（３）指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを、キャリアが下限値となる都度更新した。これにより、キャリアが上限値となるタイミングにおける電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを、キャリアの周期内における３相の電流の平均値に高精度に対応した値とすることができる。

（４）スイッチング素子１４，１８，２２のいずれか１つをオン状態に固定することで電圧ベクトルＶ０の発生期間が閾値以上となる場合、上記いずれか１つをオン状態に固定した。これにより、電圧ベクトルＶ０の発生に伴い生じるリンギングが抑制されたタイミングにて電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込むことができるか否かを、閾値によって定量化することができる。

（５）ゼロ電圧ベクトルの発生期間が閾値以上であるときに、スイッチング素子１４，１８，２２のいずれか１つをオン状態に固定した。これにより、キャリアの１周期内においてスイッチング素子１４，１８，２２の全てがオン状態となる期間と、閾値とを比較することができる。

（６）上記閾値を、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂとキャリアとの比較によって定まる奇数電圧発生期間とした。これにより、リンギングの影響を極力抑制しつつも３相がオン状態となる期間を優先して用いて電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込むことができる。このため、１相の電流を他の２相の電流から推定する処理を極力回避することができ、ひいては、演算の最小単位（ＬＳＢ）等に起因する推定誤差を抑制することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、電圧ベクトルＶ０発生期間を拡大するか否かの判断に用いる閾値を、図１６に示される整定時間とする。図１６（ａ）は、電圧ベクトルＶ０の発生期間を示し、図１６（ｂ）は、電動機４を流れる電流（電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗ）のリンギングの発生態様を示す。図１６（ｂ）においては、電動機４を流れる電流についてリンギングがないとしたときの値を１として示している。そして、整定時間は、リンギングによる電流の変動幅が±５％内となる時間として定義されている。

閾値を整定時間とすることで、電圧ベクトルＶ０の発生期間内において電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込む場合、電圧ベクトルＶ０の発生後、少なくとも整定時間の「１／２」の時間の経過後に電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込むこととなる。このため、リンギングの影響を好適に抑制することができる。

図１７（ａ１）に、本実施形態にかかる指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの推移を示し、図１７（ｂ１）に、電圧ベクトルＶ０と奇数電圧ベクトルとの発生期間を示す。なお、図１７（ａ２）と図１７（ｂ２）とは、先の図１５（ａ２）と図１５（ｂ２）と同一であり、対比のために記載した。図示されるように、本実施形態においても電圧ベクトルＶ０が発生する際、図中、２点鎖線にて示すその最小期間を、図１７（ａ２）と図１７（ｂ２）に示す例と比較して拡大することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（７）閾値を、電圧ベクトルＶ０の発生に伴い生じる電流のリンギングについての整定時間に設定した。これにより、電圧ベクトルＶ０発生期間内に電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込むに際し、リンギングの影響を極力抑制することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを上述した態様にて補正すると、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正しない場合と比較して、キャリアの１周期内のスイッチング回数が減少する。このため、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正すると、補正しないときと比較して、電動機４を流れる電流の変動量が大きくなる。そして、電流の変動量が大きくなると、電動機４の出力トルクの変動量も大きくなる。このため、出力トルクの変動抑制の観点からは、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの上記補正を行わないことが望ましい。

そこで本実施形態では、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最も大きい値を有するものに基づき、補正を行うか否かを判断する。これは、図１８に示すように、最も大きい値を有するものによって、電圧ベクトルＶ０の発生期間が定まるからである。このため、本実施形態では、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち、最も大きいものの値が閾値β以上となるときに、上記補正を行う。ここで、閾値βは、キャリアが上限値となるタイミングが電圧ベクトルＶ０発生期間に包含されるとき、電圧ベクトルＶ０の発生に伴うリンギングの影響をキャリアが上限値となるタイミングにおいて十分に抑制することができると想定される値に設定される。

図１９に、本実施形態にかかるマイコン５０の行なう処理についてのブロック線図を示す。なお、図１９において、先の図２に示したブロックと対応するブロックについては、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、変調法切替判定部１２０を備える。図２０に、変調法切替判定部１２０の行う処理の手順を示す。この処理は、マイコン５０により、キャリアの周期と同一の周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、ステップＳ６０において、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最も大きいものが閾値β以上であるか否かを判断する。そして、閾値β以上であると判断されるときには、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの補正を行う旨を指示すべく、ステップＳ６２において、補正Ｆｌａｇをオンとする。一方、閾値β未満となる場合には、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの補正を行わない旨の指示をすべく、ステップＳ６４において、補正Ｆｌａｇをオフとする。

図２１に、本実施形態において、変調法変更部９２が行う処理の手順を示す。この処理は、マイコン５０により、キャリアの周期と同一の周期で繰り返し実行される。なお、図２１において、先の図１２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ７０において、補正Ｆｌａｇがオフであるか否かを判断する。そして、補正Ｆｌａｇがオフである場合には、ステップＳ７２において、３検出Ｆｌａｇをオンとする。続いて、ステップＳ７４においては、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂに３次高調波を重畳させ、この一連の処理を一旦終了する。一方、補正Ｆｌａｇがオフでないと判断されると、先の図１２のステップＳ３０〜Ｓ５８の処理を行う。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最も大きい値に基づき、同指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂの補正を行うか否かを判断した。これにより、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込む際のリンギングの影響を抑制しつつも３相を流れる電流の変動量を極力抑制することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、上記閾値βを、電圧ベクトルＶ０の発生に伴うリンギングの整定時間とする。図２２（ａ）及び図２２（ｂ）は、先の図１６（ａ）及び図１６（ｂ）と同様である。これにより、本実施形態によっても、電圧ベクトルＶ０が発生するとき、その発生期間を十分に確保しつつも、３相を流れる電流の変動量を極力抑制することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２３に、本実施形態にかかる電動機４及びその制御システムの全体構成を示す。なお、図２３において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、スイッチング素子１２，１６，２０に直列に、これらスイッチング素子１２，１６，２０を流れる電流を検出するシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを設ける。すなわち、バッテリ７及びスイッチング素子１２間に、スイッチング素子１２を流れる電流を感知するシャント抵抗Ｒｕを直列接続する。また、バッテリ７及びスイッチング素子１６間に、スイッチング素子１６を流れる電流を感知するシャント抵抗Ｒｖを直列接続する。更に、バッテリ７及びスイッチング素子２０間に、スイッチング素子２０を流れる電流を感知するシャント抵抗Ｒｗを直列接続する。この場合、電圧ベクトルＶ７又は偶数電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６の発生期間において、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ、ｒｗに基づき、電動機４を流れる電流を算出することが可能となる。

そこで本実施形態では、図２４に示すように、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃのサンプリングタイミングを、キャリアが上限値となるタイミングとして且つ、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗのサンプリングタイミングを、キャリアが下限値となるタイミングとする。また、図２５に示すように、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最も小さいものが閾値β以下となるとき、電圧ベクトルＶ７又は偶数電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６の発生期間を拡大すべく、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂを補正する。これは、本実施形態では、電圧ベクトルＶ７の発生期間が、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂｂのうち最も小さいものの値によって定まるからである。なお、電圧ベクトルＶ７の発生期間は、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最も小さいものの値が小さいほど短くなることに鑑み、閾値βは、先の図１８に示したものと比較して小さい値に設定されている。

図２６に、本実施形態における変調法切替判定部１２０の処理手順を示す。なお、図２６において、先の図２０に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。本実施形態では、ステップＳ６０ａにおいて、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最も小さいものの値が閾値β以下であるか否かを判断する。そして、閾値β以下であるときには、ステップＳ６２に移行し、閾値βよりも大きいときには、ステップＳ６４に移行する。

図２７に、本実施形態における変調法変更部９２の処理の手順を示す。なお、図２７において、先の図２１に示した処理と同一の処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ３０ａにおいて、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂに基づき、ゼロ電圧ベクトルの発生期間と、偶数電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６の発生期間を算出する。偶数電圧ベクトルの発生期間は、キャリアの１周期内において指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうちの２つがキャリアよりも大きくなる期間として算出すればよい。そして、ステップＳ３２ａにおいては、ゼロ電圧ベクトルの発生期間が偶数電圧ベクトルの発生期間以上であるか否かを判断する。

そして偶数電圧ベクトルの発生期間以上であると判断されるときには、ステップＳ３４を経て、ステップＳ３６ａに移行する。ステップＳ３６ａでは、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最大のものを、指令電圧の最大値ＭＡＸに固定する。そして、最大のものの値を最大値ＭＡＸから減算した値を補正量Δとして、他の２相の指令電圧を増加補正する。一方、偶数電圧ベクトルの発生期間よりも小さいと判断されるときには、ステップＳ３８を経て、ステップＳ４０ａに移行する。ステップＳ４０ａでは、指令電圧ｖｕｃｂ，ｖｖｃｂ，ｖｗｃｂのうち最も小さい値を、指令電圧の最小値ＭＩＮに固定する。そして、最も小さいものの値から最小値ＭＩＮを減算した量を補正量Δとして、他の２相の指令電圧を、補正量Δだけ減少補正する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・第２の実施形態において、閾値αを、整定時間の２倍としてもよい。これにより、電圧ベクトルＶ０の発生期間に電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込むときには、電圧ベクトルＶ０の発生から既に整定時間が経過していることとなる。このため、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗへのリンギングノイズの影響を５％未満とすることができる。また、閾値αの設定は、これに限らず、適宜変更してよい。

・先の図１に示した構成の場合、変調率が高いほど電圧ベクトルＶ０の発生期間が短くなりやすく、先の図２３に示した構成の場合、変調率が高いほど電圧ベクトルＶ７の発生期間が短くなりやすいことに鑑み、指令電圧ｖｕｃｂ、ｖｖｃｂ、ｖｗｃｂの補正を行うか否かの判断を、変調率に応じて行ってもよい。

・第３〜第５の実施形態にかかる閾値βの設定手法は、これら実施形態に例示したものに限らない。例えば、第５の実施形態における閾値βの設定態様を、先の第４の実施形態と同様、電圧ベクトルＶ７の発生期間が、同電圧ベクトルＶ７の発生に伴う電流のリンギングの整定時間としてもよい。閾値βは、電圧ベクトルＶ０や電圧ベクトルＶ７の発生期間内に電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込むに際し、指令電圧ｖｕｃｂ、ｖｖｃｂ、ｖｗｃｂの補正を行わなくても、リンギングの影響が十分に抑制されたものとなるか否かを判断できる値に設定すればよい。

・先の図２３に示す構成において、先の第１の実施形態を適用してもよい。これは、先の図２７におけるステップＳ３０ａ〜Ｓ５８の処理によって実現することができる。

・先の図２３に示す構成において、先の第１の実施形態を適用してもよい。これは、先の図２７におけるステップＳ３０ａ〜Ｓ５８の処理を行って且つ、ステップＳ３２ａに代えて、ゼロ電圧ベクトル発生期間と比較する閾値αを、電圧ベクトルＶ７の発生に伴う電流のリンギングの整定時間とすればよい。また、この閾値αを、例えば整定時間の２倍とするなら、電圧ベクトルＶ７の発生期間において電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを取り込むときには、電圧ベクトルＶ７の発生から既に整定時間が経過していることとなる。このため、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗへのリンギングの影響を５％以下とすることができる。

・上記各実施形態では、ゼロ電圧ベクトル発生期間を閾値α（又は偶数電圧ベクトル発生期間、奇数電圧ベクトル発生期間）と比較したが、これに限らない。例えば先の第１〜第４の実施形態において、電圧ベクトルＶ０の発生期間と閾値αとを比較してもよい。また、例えば第５の実施形態において、電圧ベクトルＶ７の発生期間と、閾値αとを比較してもよい。

・上記各実施形態では、指令電圧よりもキャリアが大きいときにアーム下段のスイッチング素子１４，１８，２２をオン状態としたが、これに限らず、指令電圧よりもキャリアが小さいときにアーム下段のスイッチング素子１４，１８，２２をオン状態としてもよい。この場合、先の第１〜第４の実施形態では、キャリアが上限値となる都度指令電圧を算出し、キャリアが下限値となる都度電圧降下量を取り込むことが望ましい。また、第５の実施形態では、キャリアが上限値となる都度電圧降下量を取り込み、キャリアが下限値となる都度指令電圧を算出することが望ましい。

・指令電圧の算出タイミングを上記各実施形態やその変形例と同一としなくても、キャリアの１周期内における指令電圧の変化が小さいなら、上記各実施形態と同様の効果を得ることはできる。すなわち、例えば先の図５において、キャリアが上限値となる都度指令電圧を算出するとしても、その変化が小さいなら、出力信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗは、キャリアが上限値となるタイミングに対して略線対称となるため、キャリアが上限値となるタイミングにおいて電動機４を流れる電流を、キャリアの１周期内の平均値程度とすることができる。

・キャリアは、上昇速度と下降速度とが互いに等しい２等辺三角形形状であるものに限らない。例えば鋸波形状であってもよい。この場合であっても、電圧ベクトルＶ０や電圧ベクトルＶ７の発生期間を拡大することは、電圧ベクトルＶ０や電圧ベクトルＶ７の発生期間において電圧降下量を取り込む際のリンギングの影響を抑制する上では有効である。

・電動機４の制御装置としては、ｄｑ変換を行なうものに限らない。また、上記各実施形態において例示した処理をマイコン５０のソフトウェア処理によって実現するものにも限らず、専用のハードウェア手段によって実現するものであってもよい。

・インバータ１０の上段又は下段の各スイッチング素子を流れる電流を感知する感知手段としては、上記シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗに限らず、例えば電流センサであってもよい。

・本実施形態では、回転機として電動機４を適用したが、これに限らず、発電機であってもよい。また、ハイブリッド車に搭載される回転機の制御装置に限らず、電気自動車に搭載される回転機の制御装置に本発明を適用してもよい。

第１の実施形態にかかる電動機及びその制御システムの構成を示す図。 同実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態にかかる３相変調部の処理を示すフローチャート。 同実施形態にかかるキャリアと指令電圧及び電圧降下量のそれぞれのサンプリングタイミングとの関係を示す図。 同実施形態にかかるキャリアとインバータの各スイッチング素子のスイッチング態様との関係を示すタイムチャート。 電圧ベクトルを示す図。 上記実施形態にかかるメモリの処理を示すフローチャート。 同実施形態にかかる電流取得部の処理手順を示すフローチャート。 シャント抵抗に基づく電流検出の問題点を示す図。 上記実施形態の着目点を示す図。 同実施形態の着目点を示す図。 同実施形態の変調法変調部の処理手順を示すフローチャート。 同実施形態による電圧ベクトルＶ０の発生期間を示す図。 同実施形態による電圧ベクトルＶ０の発生期間を示す図。 同実施形態による電圧ベクトルＶ０の発生期間を示す図。 第２の実施形態にかかる電圧ベクトルＶ０の発生期間の拡大判定閾値の設定態様を示す図。 同実施形態にかかる電圧ベクトルＶ０の発生期間を示す図。 第３の実施形態にかかる指令電圧の補正の実行の有無を判断する閾値βを示す図。 第３の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態にかかる変調法切替判定部の処理手順を示すフローチャート。 同実施形態の変調法変更部の処理手順を示すフローチャート。 第４の実施形態にかかる指令電圧の補正の実行の有無を判断する閾値βの設定態様を示す図。 第５の実施形態にかかる電動機及びその制御システムの構成を示す図。 同実施形態にかかるキャリアと指令電圧及び電圧降下量のそれぞれのサンプリングタイミングとの関係を示す図。 同実施形態にかかる指令電圧の補正の実行の有無を判断する閾値βの設定態様を示す図。 同実施形態にかかる変調法切替判定部の処理手順を示すフローチャート。 同実施形態の変調法変更部の処理手順を示すフローチャート。

符号の説明

４…電動機（３相回転機の一実施形態）、１０…インバータ、５０…マイコン（３相回転機の制御装置の一実施形態）、８０…電流取得部（取得手段の一実施形態）、９２…変調法変更部（固定手段の一実施形態）。

Claims (9)

1. ３相回転機の出力を制御すべく、インバータのアームの上段又は下段の各スイッチング素子を流れる電流を感知する感知手段の出力を取り込むとともに、前記３相回転機の出力を所望に制御するための３相の信号波と、搬送波との比較に基づき、前記インバータをパルス幅変調によって操作する３相回転機の制御装置において、
   前記インバータのスイッチング素子のうち前記感知手段側の２相がオン状態となる期間及び３相がオン状態となる期間のいずれかを選択的に拡大すべく、前記搬送波との比較対象となる前記信号波を補正することで、前記搬送波の１周期に渡って、前記信号波間の相対的な大小関係を保持しつつ前記インバータのアームの上段又は下段の１相のスイッチング素子をオン状態に固定する固定手段と、
   前記選択的に拡大された期間内に前記感知手段の出力を取り込むことで、前記３相回転機を流れる電流を取得する取得手段とを備えることを特徴とする３相回転機の制御装置。
2. 前記搬送波は、上昇速度及び下降速度が略等しい三角波であり、
   前記取得手段は、前記搬送波が上限値近傍又は下限値近傍となる都度前記感知手段の出力を取り込むことを特徴とする請求項１記載の３相回転機の制御装置。
3. 前記信号波は、前記搬送波が上限値近傍又は下限値近傍となる都度更新されるものであり、
   前記取得手段は、前記信号波の更新周期の中間時点近傍において前記感知手段の出力を取り込むことを特徴とする請求項２記載の３相回転機の制御装置。
4. 前記固定手段は、前記感知手段側の１相のスイッチング素子をオン状態に固定することで前記感知手段側のスイッチング素子が全相オン状態となる期間が閾値以上となる場合、前記感知手段側の１相のスイッチング素子をオン状態に固定することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の３相回転機の制御装置。
5. 前記固定手段は、補正対象となる信号波と前記搬送波との比較によって定まる前記感知手段側の３相がオン状態となる期間及びオフ状態となる期間についての前記搬送波の１周期内の和が閾値以上であるときには、前記感知手段側の１相のスイッチング素子をオン状態に固定し、前記和が閾値未満であるときには、前記感知手段側でない方の１相のスイッチング素子をオン状態に固定することを特徴とする請求項４記載の３相回転機の制御装置。
6. 前記閾値が、補正対象となる信号波と前記搬送波との比較によって定まる前記感知手段側の２相がオン状態となる期間であることを特徴とする請求項４又は５記載の３相回転機の制御装置。
7. 前記閾値が、前記感知手段側の３相のスイッチング素子がオン状態となるのに伴い生じる前記３相を流れる電流のリンギングについての整定時間以上に設定されてなることを特徴とする請求項４又は５記載の３相回転機の制御装置。
8. 前記固定手段による補正対象となる３相の信号波のうち前記感知手段側のスイッチング素子をオン状態とする期間が最も短い相の信号波の値に基づき、前記固定手段による前記信号波の補正を行うか否かを判断する判断手段を更に備え、
   前記取得手段は、前記補正がなされないとき、前記インバータのスイッチング素子のうち前記感知手段側の２相がオン状態となる期間及び３相がオン状態となる期間のいずれかに前記感知手段の出力を取り込むことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の３相回転機の制御装置。
9. 前記判断手段は、前記最も短い相における前記感知手段側のスイッチング素子をオン状態とする期間が、前記感知手段側の３相のスイッチング素子がオン状態となるのに伴い生じる前記３相を流れる電流のリンギングについての整定時間以下であるとき、前記補正を行う旨の判断をすることを特徴とする請求項８記載の３相回転機の制御装置。

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