JP5652434B2 - モータ制御装置、及び、これを用いた電動パワーステアリング装置 - Google Patents

モータ制御装置、及び、これを用いた電動パワーステアリング装置 Download PDF

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Description

本発明は、モータの駆動を制御するモータ制御装置、及び、これを用いた電動パワーステアリング装置に関する。
従来、モータ制御装置を構成するインバータや電源リレー等の故障、或いは、モータ制御装置へ入力される各物理量を検知する電流センサや回転角センサ等の故障が発生したとき、これらの故障を検出し、フェールセーフの思想によって制御を変更する技術が知られている。しかし、モータ制御装置に関する故障モードは、これらのハードウェア故障に限らず、マイクロコンピュータが実行する制御ソフトウェアにバグが存在する場合が考えられる。こうしたソフトウェアの異常は、ユーザに対し重大な影響を与える可能性がある。
そこで、例えば特許文献1に開示された装置は、ハードウェアである検証装置をマイクロコンピュータと別に設け、この検証装置がマイクロコンピュータと独立して、同演算や簡易的な演算を並行して行う。マイクロコンピュータと検査装置との演算出力を比較することで、マイクロコンピュータのソフトウェア異常を検出するというものである。
特許4496205号公報
特許文献1の装置では、マイクロコンピュータとは別のハードウェアが必要となる。また、マイクロコンピュータからハードウェアへ、通信線を経由して信号を出力するため、監視対象の組合せによって出力数が膨大となる場合、誤検出を回避するために監視範囲を狭めざるを得ないという問題がある。さらに、通信線による通信速度の制約が生じる。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、別のハードウェアを用いることなく、マイクロコンピュータのソフトウェア異常を広い監視範囲で早期に検出可能なモータ制御装置を提供することにある。
本発明は、3相のモータを駆動する駆動部と、モータの駆動に関するセンサからのアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するA/D変換器と、A/D変換器からの入力信号を用いて制御ソフトウェアを実行することでモータの駆動に係る制御量を演算し、演算結果を駆動部に出力するマイクロコンピュータとを備えるモータ制御装置において、マイクロコンピュータが、制御演算と並行して、当該制御演算が正常に実行されているか否かを監視する「ソフトウェア監視処理」を実行することを特徴とする。
ここで、制御演算は、モータの電気角を用いて3相電流検出値(Iu、Iv、Iw)をdq軸電流検出値(Id、Iq)にdq変換する3相2相変換演算、及び、モータの電気角を用いて2相電圧指令値(Vd * 、Vq * )を3相電圧指令値(Vu * 、Vv * 、Vw * )に変換する2相3相変換演算を含む。
マイクロコンピュータは、ソフトウェア監視処理において、dq軸電流検出値を逆dq変換によって2相3相変換した値を3相電流検出値と比較することで、3相2相変換演算が正常であるか否かを監視し、3相電圧指令値をdq変換によって3相2相変換した値を2相電圧指令値と比較することで、2相3相変換演算が正常であるか否かを監視する。
これにより、本発明のモータ制御装置は、別のハードウェアを用いることなく、マイクロコンピュータのソフトウェア異常を内部で検出することができる。通信線を用いないので、ノイズ等の影響を考慮し監視領域に大きなマージンを設ける必要が無く、また、通信線による通信速度の制約を受けない。よって、マイクロコンピュータのソフトウェア異常を広い監視範囲で早期に検出することができる。そのため、例えば電動パワーステアリング装置の操舵アシストモータのように、特に安全性の要求が高いモータに適用されると有効である。
ところで、マイクロコンピュータ自体が制御演算と共にソフトウェア監視処理を実行すると、演算負荷が増大しCPUリソースを多大に消費するのではないかということが考えられる。この点については、例えばソフトウェア監視周期を制御演算周期よりも長い周期に設定することにより、演算負荷を低減することが可能である。
また、マイクロコンピュータが実行する制御ソフトウェアは、個別に入力から出力を演算する複数の単位ブロックから構成され、当該単位ブロック毎にソフトウェア監視処理が実行されることが好ましい。これにより、単位ブロック毎に入力と出力との関係におけるエラーの有無を監視するため、監視単位での演算量を低減することができる。また、異常箇所の特定が容易となる。さらに、全体ブロック監視に比べ単位ブロック監視の方が、一意的に出力を特性できるため、監視領域を厳しく設定できる。
本発明の一実施形態によるモータ制御装置の回路模式図。 本発明の一実施形態によるモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の概略構成図。 本発明の一実施形態によるモータ制御装置が適用されるモータの模式図。 本発明の一実施形態によるモータ制御装置全体の制御ブロック図。 機械角演算部の制御ブロック図。 機械角演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 機械角演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 回転角センサの検出回路の構成を示す模式図。 回転角センサの検出回路の出力信号を示す説明図。 電流検出演算部の制御ブロック図。 電流検出演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 電流検出演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 PWM制御における電流検出タイミングを説明する説明図。 PWM指令の上シフト処理によるブラインド補正を説明する説明図。 3相2相変換演算部の制御ブロック図。 3相2相変換演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 3相2相変換演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 電流フィードバック演算部の制御ブロック図。 電流フィードバック演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 電流フィードバック演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 電流フィードバック演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 電流フィードバック演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 q軸電圧指令値の飽和ガードを説明する説明図。 電流和差演算を説明する説明図。 2相3相変換演算部の制御ブロック図。 2相3相変換演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 PWM指令演算部の制御ブロック図。 PWM指令演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 PWM指令演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。 PWM指令演算部のソフトウェア監視処理のフローチャート。
以下、本発明によるモータ制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
(一実施形態)
[全体構成]
本発明によるモータ制御装置を車両の電動パワーステアリング装置に適用した実施形態の全体構成について、図1〜図4を参照して説明する。
図2は、電動パワーステアリング装置1を備えたステアリングシステム90を示す。ハンドル91に接続されたステアリングシャフト92には、操舵トルクを検出するためのトルクセンサ94が設置されている。ステアリングシャフト92の先端にはピニオンギア96が設けられており、ピニオンギア96はラック軸97に噛み合っている。ラック軸97の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪98が回転可能に連結されている。ステアリングシャフト92の回転運動は、ピニオンギア96によってラック軸97の直線運動に変換され、ラック軸97の直線運動変位に応じた角度について一対の車輪98が操舵される。
電動パワーステアリング装置1は、回転軸を回転させるアクチュエータ2、及び、回転軸の回転を減速してステアリングシャフト92に伝達する「動力伝達手段」としての減速ギア89を含む。アクチュエータ2は、操舵アシストモータ80とモータ制御装置10とから構成される。モータ80は、モータ制御装置10の制御によって駆動され、ハンドル91の操舵を補助するための操舵アシストトルクを発生し、ステアリングシャフト92に伝達する。
本実施形態のモータ80は、3相交流ブラシレスモータである。また、モータ80の回転角は、回転角センサ75によって検出される。
詳しくは、図1に示すように、モータ80は、2組の巻線組801、802を有する。
第1巻線組801は、U、V、W相の3相巻線811、812、813から構成され、第2巻線組802は、U、V、W相の3相巻線821、822、823から構成される。
インバータ60は、第1巻線組801に対応して設けられる第1系統インバータ601と、第2巻線組802に対応して設けられる第2系統インバータ602から構成される。以下、インバータ、及びそのインバータと対応する3相巻線組の組合せの単位を「系統」という。
モータ制御装置10は、入力側のハードウェアであるA/D変換器11、12、13と、ソフトウェアであるマイクロコンピュータ(以下「マイコン」という)30と、出力側のハードウェアである駆動部40とから構成されている。
A/D変換器11、12、13は、それぞれ回転角センサ75、電流センサ70、トルクセンサ94からのアナログ電気信号を入力し、デジタル電気信号に変換する。
マイコン30は、A/D変換器11、12、13の入力信号を用いて制御ソフトウェアを実行することでモータ80の駆動に係る制御量を演算し、演算結果を駆動部40に出力する。
駆動部40は、タイマー41、プリドライバ41、電源リレー52、コンデンサ53、第1系統インバータ601、第2系統インバータ602、電流センサ70等を含む。
タイマー41は、マイコン30のPWM指令に基づきプリドライバ42の駆動信号を生成する。プリドライバ42は、スイッチング素子をオン/オフすることで、インバータ601、602を駆動する。
電源リレー52は、例えば12Vの直流電源であるバッテリ51から、インバータ601、602への電力供給を遮断可能である。
コンデンサ53は、バッテリ51と並列に接続され、電荷を蓄え、インバータ601、602への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。
第1系統インバータ601は、第1巻線組801の各巻線811、812、813への通電を切り替えるべく、6つのスイッチング素子611〜616がブリッジ接続されている。本実施形態のスイッチング素子611〜616は、MOSFET(金属酸化物半導体電界効果トランジスタ)である。以下、スイッチング素子611〜616をMOS611〜616という。また、高電位側のMOS611、612、613を「上MOS」といい、低電位側のMOS614、615、616を「下MOS」という。
上MOS611、612、613は、ドレインがバッテリ51の正極側に接続されている。また、上MOS611、612、613のソースは、下MOS614、615、616のドレインに接続されている。上MOS611、612、613と下MOS614、615、616との接続点は、それぞれ、巻線811、812、813の一端に接続されている。MOS611〜616のゲートは、プリドライバ42に接続され、プリドライバ42の駆動信号によってオン/オフする。
電流センサ70は、第1系統の電流センサ701と第2系統の電流センサ702とからなり、インバータ601、602が巻線組801、802に供給する相電流を相毎に検出する。本実施形態の電流センサ701、702は、シャント抵抗により構成されている。第1系統の電流センサ701を構成するシャント抵抗711、712、713は、下MOS614、615、616のソースとバッテリ51の負極側の間に接続されており、第1系統U、V、W相の巻線811、812、813に通電される相電流を検出する。
第2系統インバータ602について、スイッチング素子(MOS)621〜626、シャント抵抗721、722、723の構成は、第1系統インバータ601と同様である。
モータ80の具体的な構成について、図3を参照して説明する。図3(a)に示すように、モータ80は、回転軸を中心としてロータ83がステータ84に対して回転する。
本実施形態による3相交流ブラシレスモータは、mを自然数とすると、ステータ84のコイル数が(12×m)であり、ロータ83の永久磁石87の極数が(2×m)である。図3に示す例ではm=5である。なお、mは5以外の自然数であってもよい。
図3(b)は、スラスト方向Z(図3(a)参照)から視たロータ83の永久磁石87及びステータ84の模式図である。永久磁石87は、N極とS極が交互に5個ずつ、計10(=2×5)極設けられている。
ステータコイルは、6個のコイルからなるコイル群が10群、すなわち60(=12×5)個のコイルから構成される。1つのコイル群は、U1、U2、V1、V2、W1、W2の各コイルがこの順に時計回りで配列される。また、2個ずつのコイル群に対応する5つのエリア(エリア0〜エリア4)を定義する。図の上側を0°とし時計回り方向で角度を示すと、各エリアの基端の角度位置は(n×72°、n=0〜4)となる。
図3(c)は、スラスト方向Zから視たステータ84の展開図であり、図3(d)は、ラジアル方向R(図3(a)参照)から視た巻線の展開図である。図3(d)に示すように、例えばU1コイルを形成する巻線は、1本の導線が、6個おきに配置される突出部86に順に巻回されることにより形成される。
これにより、U相を例に取ると、第2巻線組802を構成するU2コイル821の周方向の配置は、第1巻線組801を構成するU1コイル811に対し、電気角30°に相当する角度だけ進んだ位置関係になる。よって、第2巻線組802に供給される3相交流の位相を、第1巻線組801に供給される3相交流の位相に対して30°進めることが可能となる。
次に、モータ制御装置10全体の制御ブロック図を図4に示す。図4に示す構成は、2系統の場合に限定するものでなく、1系統のモータ制御装置にも適用可能である。
図4において、ハードウェアであるA/D変換器11、12、13、及び駆動部40については図1で説明したとおりである。一方、マイコン30内のソフトウェアについて、一連の制御演算処理を複数の単位ブロック31〜37に分けて示している。この単位ブロックは、それぞれ個別に入力から出力を演算する処理単位である。
具体的には、マイコン30は、単位ブロックとして、機械角演算部31、電流検出演算部32、3相2相変換演算部33、電流フィードバック演算部34、2相3相変換演算部35、PWM指令演算部36及び電流指令値演算部37を含む。そして、これらの単位ブロックは、更に詳細なブロックに分けることもできる。
各演算部の概略について説明すると、機械角演算部31は、回転角センサ75が検出したモータの回転角をA/D変換器11の出力電圧として取得し、機械角ψを演算する。そして、機械角ψを3相2相変換演算部33及び2相3相変換演算部35に出力する。
電流検出演算部32は、電流センサ70が検出した相電流をA/D変換器12の出力電圧として取得し、3相電流検出値Iu、Iv、Iwを演算する。
3相2相変換演算部33は、3相電流検出値Iu、Iv、Iwをdq軸電流検出値Id、Iqに変換し、電流フィードバック演算部34に出力する。
電流指令値演算部37は、トルクセンサ94が検出した操舵トルクをA/D変換器13の出力電圧として取得し、q軸電流指令値Iq*を演算する。そして、q軸電流指令値Iq*を電流フィードバック演算部34に出力する。
電流フィードバック演算部34は、電流指令値演算部37から取得したq軸電流指令値Iq*、及び、内部で演算したd軸電流指令値Id*と、3相2相変換演算部33からのdq軸電流検出値Id、Iqとの偏差に基づいて、PI制御により電圧指令値Vd*、Vq*を生成し、2相3相変換演算部35に出力する。
2相3相変換演算部35は、電圧指令値Vd*、Vq*をU相、V相、W相の3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に変換してPWM指令演算部36に出力する。PWM指令演算部36は、デューティ(%)を表すPWM指令を演算する。
このPWM指令がマイコン30から駆動部40のタイマー41に出力され、三角波比較によりインバータ60の上下MOSのスイッチング信号が生成される。そして、このスイッチング信号に基づき、プリドライバ42によってインバータ60が駆動される。
ところで一般にモータ制御装置では、インバータ601、602のMOS611〜616、621〜626や電源リレー52等の短絡または断線故障、或いは、電流センサ70や回転角センサ75の検知部の故障等のハード的な故障については、様々な故障検出方法が提案されている。また、特に電動パワーステアリング装置のように安全性の要求が高い装置では、故障が生じた場合、フェールセーフの思想によって常に安全側に制御を変更することも一般に行われている。
しかし、マイコン30内の制御ソフトウェアの異常、いわゆるバグについては、今まで注目されてこなかった。それに対し、本実施形態のモータ制御装置10は、制御演算と並行して、マイコン30内の制御ソフトウェアの異常を監視することを特徴とする。以下、この処理を「ソフトウェア監視処理」という。「ソフトウェア監視処理」は、ユーザに対し重大な影響を与える可能性があるソフトウェア異常を検出し、モータ制御装置10が適用される電動パワーステアリング装置1の信頼性を向上させるものである。なお、ソフトウェアの異常には、演算値が最大値、最小値又は他の値に張り付く異常、或いは演算値が正常値の倍の値や(1/2)の値となる異常等が考えられる。
本実施形態では、ソフトウェア監視処理は、上記の単位ブロック毎に実行される。ここで、ソフトウェア監視処理は、制御演算と同じ演算周期で実行されてもよいし、或いは、演算負荷を低減するニーズが優先する場合、ソフトウェア監視周期を制御演算周期よりも長い周期に設定してもよい。
以下、電流指令値演算部37を除く6つの演算部31〜36について、具体的なソフトウェア監視処理の例について、図5〜図30を参照して説明する。
以下の説明で2系統における電流、電圧等の制御量を系統毎に区別するときは、記号の末尾に、第1系統または第2系統を示す数字「1」、「2」を付し、系統毎に区別しないときは、数字「1」、「2」を除いた記号を用いる。
また、ソフトウェア監視処理では、検出ノイズ等の考慮から「ゼロ近似値」を定義し、監視対象量の絶対値が「ゼロ近似値」以下の場合、事実上「ゼロ」に等しいとみなす。例えば、「ゼロ近似電圧値Vapp0」は0.1V、「ゼロ近似電流値Vapp0」は1A、「ゼロ近似デューティDapp0」は1%というように設定することができる。
[機械角演算部31]
機械角演算部31のソフトウェア監視処理について、図5〜図9を参照して説明する。
図5に示すように、機械角演算部31の実行する演算は、差分演算311、第1補正演算312、擬似信号演算313、第2補正演算314、角度演算315、第3補正演算316を含む。
ここで、回転角センサ75の検出素子として、例えば磁気抵抗素子(MR)が採用される。磁気抵抗素子は、被検出体の回転に応じて変化する回転磁界によってインピーダンスが変化する。本実施形態では、磁気抵抗素子の電気角が機械角ψに相当する。また、図3に示すように本実施形態のモータ80は磁極対の数が5であるので、機械角ψは、モータ電気角θの(1/5)に相当する。
図6は、2系統での算出機械角を比較する監視処理のフローチャートである。以下のフローチャ−トの説明で、記号Sは「ステップ」を示す。S101では、第1系統及び第2系統の両系統で算出した機械角ψと、第1系統又は第2系統のいずれか片系統で算出した機械角ψとの角度差が所定の角度閾値ψ1-2th以下であるか判断する。角度差が閾値ψ1-2th以下であればエラーフラグをオフ(S102)とし、閾値ψ1-2thより大きければエラーフラグをオン(S103)とする。
図7のフローチャートは、特開2011−99846号公報に開示された回転角センサの検出回路の出力信号を監視するものである。この検出回路は、図8に示すように、4つのハーフブリッジ回路210、220、230、240、増幅部25、制御部であるマイコン30から構成されている。
第1ハーフブリッジ210は、2つの磁気抵抗素子211、212が電源VccとグランドGNDとの間に直列に接続されている。電源Vccの電圧は例えば5Vである。
第2ハーフブリッジ220、第3ハーフブリッジ230、第4ハーフブリッジ240も同様に、それぞれ2つの磁気抵抗素子221、222、231、232、241、242が電源VccとグランドGNDとの間に直列に接続されている。
各ハーフブリッジ210、220、230、240の中点215、225、235、245は、増幅部25のオペアンプ251〜254のプラス側に接続されている。また、オペアンプ251〜254のマイナス側には、2.5Vのオフセット電圧が入力される。
増幅部25は、各ハーフブリッジ210、220、230、240の中点215、225、235、245から出力された出力信号を増幅すると共にオフセットして、マイコン30に出力する。その結果、マイコン30には、図9(a)、(b)に示す出力信号が出力される。
つまり、第1ハーフブリッジ210の出力に基づく出力信号をVx1、第2ハーフブリッジ220の出力に基づく出力信号をVy1、第3ハーフブリッジ230の出力に基づく出力信号をVx2、第4ハーフブリッジ240の出力に基づく出力信号をVy2、振幅をBとすると、各出力信号は、回転角ψとの関係で下式1.1〜1.4のように表される。
x1= B1cosψ+2.5+C1 ・・・式(1.1)
y1= B2sinψ+2.5+C2 ・・・式(1.2)
x2=−B3cosψ+2.5+C3 ・・・式(1.3)
y2=−B4sinψ+2.5+C4 ・・・式(1.4)
ここで、回転角ψは磁気抵抗素子の電気角、すなわち機械角ψに相当する。
マイコン30は、式1.1と式1.3との差分、式1.2と式1.4との差分を演算してオフセット電圧値を消去した上で、下式1.5のようにそれらの比を演算し、その結果に基づいて機械角ψを算出する。
(Vy1−Vy2)/(Vx1−Vx2
=2B’sinψ/2B’cosψ=tanψ ・・・式(1.5)
ここで、オフセット電圧2.5Vの補正値をVoff、ゲイン補正値をGで表すと、式1.1〜式1.4を下式1.6〜1.9のように書き換えることができる。
|Vx1−(B1cosψ+Voff1)/G1|=0 ・・・式(1.6)
|Vy1−(B2sinψ+Voff2)/G2|=0 ・・・式(1.7)
|Vx2+(B3cosψ−Voff3)/G3|=0 ・・・式(1.8)
|Vy2+(B4sinψ−Voff4)/G4|=0 ・・・式(1.9)
演算が正常ならば、式1.6〜1.9の右辺を「ゼロ近似電圧値Vapp0」以下とみなした条件式が成立する。そこで、図7のフローチャートでは、S111〜S114で、この4つの条件式の成立可否を判断し、全て成立すればエラーフラグをオフ(S115)とし、いずれか1つでも不成立ならばエラーフラグをオン(S116)とする。
[電流検出演算部32]
電流検出演算部32のソフトウェア監視処理について、図10〜図14を参照して説明する。
図10に示すように、電流検出演算部32の実行する演算は、山読み電圧演算321、オフセット補正/ゲイン補正演算322、ブラインド補正演算323を含む。電流検出演算部32は、各系統各相の「山読み電流A/D値」(ItA/D)、「谷読み電流A/D値」(IbA/D)が入力され、各系統各相の制御用電流(Ictrl)を出力する。
本実施形態では、駆動部40において、三角波比較によるPWM制御によりインバータ60のMOSのオン/オフ信号が生成される。ここで、PWM制御における電流検出タイミングについて図13を参照して説明する。PWM制御では、各相PWM指令PWMu、PWMv、PWMwと搬送波とを比較し、MOSのオン/オフ信号を生成する。本実施形態で採用する方式では、三角波Crが各相PWM指令PWMu、PWMv、PWMwを上回る区間において、上MOSがオフとなり、対応する下MOSがオンとなる。また、三角波Crが各相PWM指令信号PWMu、PWMv、PWMwを下回る区間において、上MOSがオンとなり、対応する下MOSがオフとなる。
図13に示す例では、PWM指令が大きい方からU相、V相、W相の順となっている。例えば区間KV1では、三角波Crは、U相PWM指令PWMuよりも下に位置し、V相PWM指令PWMv指令信号及びW相PWM指令PWMwよりも上に位置している。したがって、U相については、上MOSがオンとなり、下MOSがオフとなる。V相及びW相については、上MOSがオフとなり、下MOSがオンとなる。
このように、MOSのオン/オフ状態は、電圧ベクトルパターンによって示すことができる(例えば特開2012−50252号公報参照)。
本実施形態では、シャント抵抗711、712、713等が下MOS614、615、616等側に設けられている。したがって、3相全ての上MOSがオフとなり、3相全ての下MOSがオンとなる「ゼロ電圧ベクトルV0発生期間」、すなわち三角波Crの山のタイミングでA/D変換器12が出力する「山読み電圧」を検出することにより、「下MOSを流れる電流」を演算する。この電流を「山読み電流」という。
また、3相全ての下MOSがオフとなり、3相全ての上MOSがオンとなる「ゼロ電圧ベクトルV7発生期間」、すなわち三角波Crの谷のタイミングでA/D変換器12が出力する「谷読み電圧」を検出することにより、補正のための「谷読み電流」を演算する。
ところで、シャント抵抗が電流検出するための最短時間として、リンギングタイムやデッドタイムを考慮すると約5μs必要である。すると、三角波の周期が50μsである場合にはデューティ90%でのゼロ電圧ベクトルV0の発生期間が5μsであるため、デューティが90%を超えると、ゼロ電圧ベクトルV0の発生期間が5μsよりも短くなる。したがって、シャント抵抗の最短電流検出時間を確保することができなくなる。
そこで、このような場合、ゼロ電圧ベクトルV0発生期間に電流検出するのではなく、「3相のうち2相の下MOSがオンし、他の1相の下MOSがオフする期間」に電流を検出する方法が知られている(例えば特許第4715677号公報参照)。この方法では、下MOSがオンしている2相のシャント抵抗を流れる電流を検出し、下MOSがオフしている1相の電流を下式2.1に示すキルヒホッフの法則により推定する。これが「ブラインド補正」に相当する。
Iu+Iv+Iw=0 ・・・式(2.1)
ブラインド補正は、電流を推定する相がU相の場合は電圧ベクトルV1発生期間に行われ、V相の場合は電圧ベクトルV3発生期間に行われ、W相の場合は電圧ベクトルV5発生期間に行われる。すなわち、奇数電圧ベクトル発生期間に行われる。
また、ブラインド補正において奇数電圧ベクトル発生期間をできるだけ長く確保するため、図14に示す「上シフト処理」が行われる。図14に示す例では、PWM指令が大きい方からU相、V相、W相の順となっている。この場合、最大であるU相のPWM指令PWMuを100%とするように電圧平均値を高電圧側に上シフトする。これにより、シフト前のゼロ電圧ベクトルV0発生期間が無くなり、ゼロ電圧ベクトルV0発生期間の前後の電圧ベクトルV1発生期間が一連の期間となる。その結果、電圧ベクトルV1発生期間に電流検出が実行される。
図11(a)のフローチャートは、山読み電圧演算321が正常であるか否か監視するものである。S201では、山読み電圧の平均値Vtaとオフセット値2.5Vとを比較する。電圧差の絶対値がゼロ近似電圧値Vapp0以下であればエラーフラグをオフ(S202)とし、Vapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S203)とする。
図11(b)のフローチャートは、オフセット補正演算322が正常であるか否か監視するものである。S211では、谷読み電圧Vbと、ゲイン補正前の電圧値Voにオフセット値2.5Vを加えた電圧値とを比較する。電圧差の絶対値がゼロ近似電圧値Vapp0以下であればエラーフラグをオフ(S212)とし、Vapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S213)とする。
図11(c)のフローチャートは、ゲイン補正演算322が正常であるか否か監視するものである。S221では、ゲイン補正前の電圧値Voと、ゲイン補正後の電圧値Vgを係数kで除した値とを比較する。電圧差の絶対値がゼロ近似電圧値Vapp0以下であればエラーフラグをオフ(S222)とし、Vapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S223)とする。
図12のフローチャートは、ブラインド補正演算323が正常であるか否か監視するものである。ブラインド補正が実行されているとき(S231:YES)、U、V、W相の結合点におけるキルヒホッフの法則が前提となるため、演算が正常ならば、3相の制御用電流の和は「0」に一致する。そこで、3相の制御用電流の和Sum(Iu,v,wctrl)の絶対値がゼロ近似電流値Iapp0以下であればエラーフラグをオフ(S233)とし、Iapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S234)とする。
一方、ブラインド補正が実行されていないとき(S231:YES)、演算が正常ならば、各相の検出電流Iu、Iv、Iwと制御用電流Iuctrl、Ivctrl、Iwctrlとの積の値が負となるはずはない。そこで、S235、S236、S237でいずれもNOの場合にはエラーフラグをオフ(S238)とし、いずれか1つでもYESの場合はエラーフラグをオン(S239)とする。
[3相2相変換演算部33]
3相2相変換演算部33のソフトウェア監視処理について、図15〜図17を参照して説明する。
図15に示すように、3相2相変換演算部33の実行する演算は、モータ電気角演算331、3相2相変換用電気角演算332、各系統3相2相変換用電気角演算333、各系統3相2相変換演算334を含む。
モータ電気角演算331は、機械角演算部31が出力した補正後の機械角ψに基づき、補正後モータ電気角θaを演算する。本実施形態では、補正後モータ電気角θaは、機械角ψの5倍の角度に相当する。
3相2相変換用電気角演算332及び各系統3相2相変換用電気角演算333は、補正後モータ電気角θaと、ローパスフィルタ後のモータ回転角速度ωLPFとから3相2相変換用の電気角θb1、θb2を演算する。ここで、図3に示すモータ80の構成により、第2系統の電気角θb2は、第1系統の電気角θb1に対し30°進むこととなる。この30°の電気角の差は、(θa±15°)を使って下式3.1のように表される。
θb2−θb1=(θa+15°)−(θa−15°) ・・・式(3.1)
図16(a)のフローチャートは、この段階の演算を監視するものである。演算が正常ならば、第1系統についてのθb1と(θa−15°)との角度差、及び、第2系統についてのθb2と(θa+15°)との角度差の絶対値は、いずれも所定の角度閾値θth未満となるはずである。そこで、S301でθb1と(θa−15°)との角度差を、S302でθb2と(θa+15°)との角度差を、それぞれ閾値θthと比較する。角度差の絶対値がいずれも閾値θth未満であればエラーフラグをオフ(S303)とし、少なくとも一系統で閾値θth以上であればエラーフラグをオン(S304)とする。
また、各系統3相2相変換演算334は、電気角θb1、θb2を用いて各系統の3相電流検出値Iu、Iv、Iwをdq軸電流検出値Id、Iqにdq変換する。
図16(b)のフローチャートは、3相2相変換演算が正常であるか否かを監視するものである。S311では、系統毎に、dq軸電流検出値Id、Iqを逆dq変換によって2相3相変換した値(Id,q2→3)を3相電流検出値Iu、Iv、Iwと比較する。電流差の絶対値がゼロ近似電流値Iapp0以下であればエラーフラグをオフ(S312)とし、Iapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S313)とする。
また、図17のフローチャートは、モータ80の5つのエリア毎に、演算された電気角θと機械角ψとの整合性を監視するものである。S321において、nは、エリアの番号0、1、2、3、4に対応する。各エリアについて、電気角θの(1/5)と、エリアの基端を基準とした機械角(ψ+n×72°)との差が、所定の機械角閾値ψth未満であればエラーフラグをオフ(S322)とし、機械角閾値ψth以上であればエラーフラグをオン(S323)とする。
[電流フィードバック演算部34]
電流フィードバック演算部34のソフトウェア監視処理について、図18〜図24を参照して説明する。図中、「F/B」は「フィードバック」を意味する。
図18に示すように、電流フィードバック演算部34の実行する演算は、dq軸電流和差演算341、dq軸電流偏差演算342、PI制御演算343、各系統電圧指令演算344、d軸電流指令値演算345を含む。
電流フィードバック演算部34は、3相2相変換演算部33からdq軸電流検出値Iq、Idが入力され、2相3相変換演算部35にdq軸電圧指令値Vq*、Vd*を出力する。制御全体の流れについては後で図24を参照して説明することとし、ここでは、特にdq軸電流指令値Iq*、Id*の生成について補足する。
q軸電流指令値Iq*は電流指令値演算部37で生成され、dq軸電流偏差演算342に入力される。一方、d軸電流指令値Id*は、電流フィードバック演算部34内のd軸電流指令値演算345で生成され、dq軸電流偏差演算342に入力される。d軸電流指令値演算345は、dq軸電流和差演算341が演算した「Iq和」、及び、各系統電圧指令演算344が出力した各系統のq軸電圧指令値Vq1*、Vq2*に基づいてd軸電流指令値Id*を演算する。
図19(a)のフローチャートは、各系統電圧指令演算344が出力した各系統のq軸電圧指令値Vq*の妥当性を監視するものである。S401では、q軸電圧指令値Vq*を電圧感応ゲインGvsで除した値と、フィードバック制御用q軸電圧値VqF/Bとを比較する。電圧差の絶対値がゼロ近似電圧値Vapp0以下であればエラーフラグをオフ(S402)とし、Vapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S403)とする。
図19(b)のフローチャートは、さらに飽和ガード後のq軸電圧指令値Vq*の妥当性を監視するものである。ここで、図23に示すように、飽和ガードとは、q軸電圧指令値Vq*が下式4.1で定義される基準電圧円CAの内側に入るようにする処理をいう。
Vd2+Vq2=Va2 ・・・式(4.1)
すなわち、q軸電圧指令値Vq*が基準電圧円CAの外側にある場合には、飽和ガードによって、基準電圧円CAの内側に入るように補正する。
図19(b)のS411では、飽和ガード前後のq軸電圧指令値Vq*を比較する。上述のように飽和ガードは、q軸電圧指令値Vq*が基準電流円CAの内側に入るように補正する処理であるから、演算が正常ならば、飽和ガード後のq軸電圧指令値Vq*が元のq軸電圧指令値Vq*よりも大きくなる(S411:YES)はずがない。また、飽和ガード前後のq軸電圧指令値Vq*の積の値が負となる(S412:YES)はずがない。
したがって、S411、S412でいずれものNOの場合、エラーフラグをオフ(S413)とし、いずれか一方でもYESの場合はエラーフラグをオン(S414)とする。
図20のフローチャートは、2系統の電流和差演算を監視するものである。ここで、電流和差演算の具体的な流れについて、図24を参照して説明する。図24では、説明を簡単にするため、電流及び電圧をdq軸のベクトルに分解しないで示す。
図24に示すように、電流フィードバック演算部34は、下式4.2、4.3に示す「2系統の電流の和と差」を制御する。
I和=I1+I2 ・・・式(4.2)
I差=I1−I2 ・・・式(4.3)
まず、2系統の電流和の制御について、電流和差演算341の電流加算器381は、第1系統インバータ601の出力電流の検出値I1と、第2系統インバータ602の出力電流の検出値I2とを加算し、「I和」を出力する。
電流偏差演算342の電流和偏差算出部382は、2系統の電流指令値の和である「I和*」と、電流検出値の和である「I和」との偏差「E(I和)」を算出し、PI制御演算343の和演算器383に出力する。和演算器383は、「E(I和)」を0に収束させるように、比例積分制御演算によって、下式4.4に示す電圧指令値の和である「V和*」を演算する。
V和*=V1*+V2* ・・・式(4.4)
一方、2系統の電流差の制御について、電流和差演算341の電流減算器391は、第1系統インバータ601の出力電流の検出値I1から第2系統インバータ602の出力電流の検出値I2を減算し、「I差」を出力する。
電流偏差演算342の電流差偏差算出部392は、2系統の電流指令値の差である「I差*」と、電流検出値の差である「I差」との偏差「E(I差)」を算出し、PI制御演算343の差演算器393に出力する。差演算器393は、「E(I差)」を0に収束させるように、比例積分制御演算によって、下式4.5に示す電圧指令値の差である「V差*」を演算する。
V差*=V1*−V2* ・・・式(4.5)
ここで、第1系統インバータ601と第2系統インバータ602との電気的特性は同等であるから、2系統の電流指令値の差であるI差*は原則として0(A)である。
各系統電圧指令演算344について、第1系統の電圧演算器384は、下式4.6により第1系統の電圧指令値V1を演算する。第2系統の電圧演算器394は、下式4.7により第2系統の電圧指令値V2を演算する。
V1*=(V和*+V差*)/2 ・・・式(4.6)
V2*=(V和*−V差*)/2 ・・・式(4.7)
以上の式4.2〜4.7は、dq軸座標系ではIがId及びIqに、VがVd及びVqに置き換わる。
図20のフローチャートのS421〜S424では、電流和差演算が正常であるか否かを監視する。図20のフローチャートでは、電流及び電圧をdq軸で示す。
S421では、第1系統のq軸電流検出値Iq1と、q軸電流検出値の和である「Iq和」から第2系統q軸電流検出値Iq2を引いた値とが一致するか否か判断する。
S422では、第1系統のq軸電流検出値Iq1と、q軸電流検出値の差である「Iq差」に第2系統q軸電流検出値Iq2を加えた値とが一致するか否か判断する。
S423では、q軸電流指令値の和である「Iq*和」と、和の偏差「E(Iq和)」に「Iq和」を加えた値とが一致するか否か判断する。
S424では、q軸電流指令値の差である「Iq*差」、すなわち「0*」と、差の偏差「E(Iq差)」に「Iq差」を加えた値とが一致するか否か判断する。
S421〜S424の条件がすべて成立すればエラーフラグをオフ(S425)とし、いずれか1つでもNOの場合はエラーフラグをオン(S426)とする。
図21及び図22のフローチャートは、電流フィードバック制御のPI制御演算343に係る演算を監視するものである。
図21のフローチャートは、比例制御(P制御)の定数に関する。比例制御は、目標値から現在値を差し引いた偏差に比例した操作量を与える制御であるから、演算が正常ならば、監視周期における今回偏差が前回偏差より大きい場合(S431:YES)にP項の値が負になる(S432:YES)はずがない。一方、今回偏差が前回偏差より小さい場合(S433:YES)にP項の値が正になる(S434:YES)はずがない。
そこで、S432、S434でNOの場合にはエラーフラグをオフ(S435)とし、いずれか一方でもYESの場合はエラーフラグをオン(S436)とする。
図22のフローチャートは、積分制御(I制御)の定数に関する。積分制御は、それまでの偏差の累計値に比例した操作量を与える制御であるから、演算が正常ならば、監視周期における今回偏差が0Aより大きいアンダーシュートの場合(S441:YES)に、I項今回値がI項前回値以下になる(S442:YES)はずがない。一方、今回偏差が0Aより小さいオーバーシュートの場合(S443:YES)に、I項今回値がI項前回値以上になる(S444:YES)はずがない。
そこで、S442、S444でNOの場合にはエラーフラグをオフ(S445)とし、いずれか一方でもYESの場合はエラーフラグをオン(S446)とする。
[2相3相変換演算部35]
2相3相変換演算部35のソフトウェア監視処理について、図25、図26を参照して説明する。
図25に示すように、2相3相変換演算部35の実行する演算は、モータ電気角演算351、2相3相変換用電気角演算352、各系統2相3相変換用電気角演算353、各系統2相3相変換演算354を含む。
モータ電気角演算351は、3相2相変換演算部33のモータ電気角演算331と同様である。また、2相3相変換用電気角演算352及び各系統2相3相変換用電気角演算353は、補正後モータ電気角θaと、ローパスフィルタ後のモータ回転角速度ωLPFとから2相3相変換用の電気角θc1、θc2を演算する。ここで、第2系統の電気角θc2は、第1系統の電気角θc1に対し30°進むこととなる。この30°の電気角の差は、(θa±15°)を使って下式5.1のように表される。
θc2−θc1=(θa+15°)−(θa−15°) ・・・式(5.1)
図26(a)のフローチャートは、この段階の演算を監視するものである。演算が正常ならば、第1系統についてのθc1と(θa−15°)との角度差、及び、第2系統についてのθc2と(θa+15°)との角度差の時間Tにおける変化と、モータ回転角速度ωLPFとの差の絶対値は、いずれも所定の角速度閾値ωth未満となるはずである。そこで、S501で第1系統の角速度差を、S502で第2系統の角速度差を、それぞれ閾値ωthと比較する。角速度差の絶対値がいずれも閾値ωth未満であればエラーフラグをオフ(S503)とし、少なくとも一系統で閾値ωth以上であればエラーフラグをオン(S504)とする。
また、各系統相変換演算354は、電気角θc1、θc2を用いて各系統の2相電圧指令値Vd*、Vq*を3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に変換する。
図26(b)のフローチャートは、2相3相変換演算が正常であるか否かを監視するものである。S511では、系統毎に、3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*をdq変換によって3相2相変換した値(Vu,v,w*3→2)を2相電圧指令値Vd*、Vq*と比較する。電圧差の絶対値がゼロ近似電圧値Vapp0以下であればエラーフラグをオフ(S512)とし、Vapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S513)とする。
なお、演算された電気角θと機械角ψとの整合性の監視については、3相2相変換演算部33における図17のフローチャートと同様であるので省略する。
[PWM指令演算部36]
PWM指令演算部36のソフトウェア監視処理について、図27〜図30を参照して説明する。
図27に示すように、PWM指令演算部36の実行する演算は、電圧利用率係数処理演算361、駆動回路補償演算362、PWM変調処理演算363、PWM変換演算364、PWM制限演算365を含む。
図28のフローチャートは、PWM変換演算364までの演算が正常であるか否かを監視するものである。S601において、条件式の左辺第1項の記号は下記の意味である。
PWMu−v*:(U相PWM指令−V相PWM指令)(%)
PWMv−w*:(V相PWM指令−W相PWM指令)(%)
PWMw−u*:(W相PWM指令−U相PWM指令)(%)
α:PWM指令(%)を電圧に換算する係数(V/%)
すなわち、S601では、各相間のPWM指令差の電圧換算値を3相2相変換した値をdq軸電圧指令値Vd*、Vq*と比較する。電圧差の絶対値がゼロ近似電圧値Vapp0以下であればエラーフラグをオフ(S602)とし、Vapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S603)とする。
図29のフローチャートは、PWM制限演算365が正常であるか否かを監視するものである。PWM制限は、各相PWM指令が所定の下限値から上限値までの範囲に入るように制限するものである。したがって、演算が正常ならば、PWM指令の中間値(50%)より上の領域(S611:YES)で、制限後の各相PWM指令(PWMu,v,w*)’が制限前の各相PWM指令PWMu,v,w*より大きくなる(S612:YES)はずがない。また、PWM指令の中間値(50%)より下の領域(S613:YES)で、制限後の各相PWM指令(PWMu,v,w*)’が制限前の各相PWM指令PWMu,v,w*より小さくなる(S614:YES)はずがない。
そこで、S612、S614でNOの場合にはエラーフラグをオフ(S615)とし、いずれか一方でもYESの場合はエラーフラグをオン(S616)とする。
図30のフローチャートは、擬似デューティ更新処理における更新演算が正常であるか否かを監視するものである。擬似デューティ更新処理とは、モータの制御を安定させ、騒音、振動、トルクリップル等の低減を図るため、PWM指令の制御演算周期の1周期に複数回の擬似デューティを出力する処理をいう。例えば制御演算周期が200μsの場合、その(1/2)に当たる100μsの更新周期で擬似デューティを出力する。
擬似デューティ更新処理をする場合、擬似PWM指令は、例えば直前のPWM指令と、その1周期前のPWM指令前回値とから線形補完によって算出される。ここで、下記のように記号を定義する。
PWMo(n):n回目の制御演算でのPWM指令
PWMo(n−1):(n−1)回目の制御演算でのPWM指令(前回値)
PWMr(n):n回目の制御演算の100μs後に更新出力される擬似デューティ
すると、擬似デューティは、下式6.1によって算出される。
PWMr(n)={PWMo(n−1)+PWMo(n)}/2・・・式(6.1)
式6.1は、式6.2のように書き直される。
2×PWMr(n)−PWMo(n−1)=PWMo(n) ・・・式(6.2)
一方、擬似デューティ更新処理をしない場合には、n回目の制御演算の100μs後の出力は、下式6.3に示すように、n回目の制御演算でのPWM指令と等しくなる。
PWMr(n)=PWMo(n) ・・・式(6.3)
図30のフローチャートによれば、擬似デューティ更新処理をする場合(S621:YES)、式6.2の両辺の差の絶対値がゼロ近似デューティDapp0以下であればエラーフラグをオフ(S624)とし、Dapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S625)とする。また、擬似デューティ更新処理をしない場合(S621:NO)、式6.3の両辺の差の絶対値がゼロ近似デューティDapp0以下であればエラーフラグをオフ(S624)とし、Dapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S625)とする。
[総括]
以上のように、本実施形態のモータ制御装置10は、マイコン30が制御演算と並行してソフトウェア監視処理を実行することにより、別の監視用ハードウェアを用いることなく、マイコン30のソフトウェア異常を内部で検出することができる。すなわち、別の監視用ハードウェアを用いる場合のように通信線を用いないので、誤検出を回避するために監視閾値にマージンを多く取る必要がなく、また、通信線による通信速度の制約を受けない。よって、マイコン30のソフトウェア異常を広い監視範囲で早期に検出することができる
また、本実施形態によるソフトウェア監視処理では、マイコン30の単位ブロック毎に入力と出力との関係におけるエラーの有無を監視するため、監視単位での演算量を低減することができる。また、異常箇所の特定が容易となる。
さらに、本実施形態のモータ制御装置10は、2系統のモータ80及び駆動部40に適用されるため、系統毎の検出値又は演算値を2系統間で比較することで、演算が正常であるか監視することができる。よって、ソフトウェア監視処理における具体的な監視方法の選択の幅が広がる。
加えて、本実施形態のモータ制御装置10が適用される電動パワーステアリング装置1は、特に安全性の要求が高い装置である。したがって、既存技術によるハード故障の検出に加え、本実施形態のソフトウェア監視処理を実行することで、より信頼性を向上することができる。
上記実施形態のモータの機械的構成、及びモータ制御に係るソフトウェアの構成は一例に過ぎない。したがって、本発明によるモータ制御装置は、上記実施形態に限定されるものでなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。
(ア)ソフトウェア監視処理は、必ずしもマイコンの単位ブロック毎に実行されなくてもよい。例えば、マイコン全体の制御演算に対して一括して実行されてもよい。
(イ)モータ及び駆動部は2系統に限らず、1系統であってもよい。また、2系統のモータの場合、系統間の位相差が30°である構成に限らない。
(ウ)モータの磁極対の数は5対に限らない。磁極対の数に応じて、モータ電気角と機械角との比は適宜変更される。
(エ)回転角センサや電流センサの方式は上記のものに限らない。シャント抵抗を電流センサとする場合、設置箇所はインバータの下MOS側に限らず、上MOS側であってもよく、インバータとモータとの間であってもよい。
(オ)発明のモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置の操舵アシストモータに限らず、他のいかなるモータ用の制御装置として適用されてもよい。
10 ・・・モータ制御装置、
11、12、13・・・A/D変換器、
30 ・・・マイコン(マイクロコンピュータ)、
70 ・・・電流センサ(センサ)、
75 ・・・回転角センサ(センサ)、
80 ・・・モータ、
94 ・・・トルクセンサ(センサ)。

Claims (5)

  1. 3相のモータ(80)を駆動する駆動部(40)と、
    前記モータの駆動に関するセンサ(70、75、94)からのアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するA/D変換器(11、12、13)と、
    前記A/D変換器からの入力信号を用いて制御ソフトウェアを実行することで前記モータの駆動に係る制御量を演算し、演算結果を前記駆動部に出力するマイクロコンピュータ(30)と、
    を備え、
    前記マイクロコンピュータは、制御演算と並行して、当該制御演算が正常に実行されているか否かを監視するソフトウェア監視処理を実行し、
    前記制御演算は、前記モータの電気角を用いて3相電流検出値(Iu、Iv、Iw)をdq軸電流検出値(Id、Iq)にdq変換する3相2相変換演算、及び、前記モータの電気角を用いて2相電圧指令値(Vd * 、Vq * )を3相電圧指令値(Vu * 、Vv * 、Vw * )に変換する2相3相変換演算を含み、
    前記マイクロコンピュータは、前記ソフトウェア監視処理において、前記dq軸電流検出値を逆dq変換によって2相3相変換した値を前記3相電流検出値と比較することで、前記3相2相変換演算が正常であるか否かを監視し、前記3相電圧指令値をdq変換によって3相2相変換した値を前記2相電圧指令値と比較することで、前記2相3相変換演算が正常であるか否かを監視することを特徴とするモータ制御装置(10)。
  2. 前記マイクロコンピュータが実行する制御ソフトウェアは、個別に入力から出力を演算する複数の単位ブロックから構成され、
    前記マイクロコンピュータは、当該単位ブロック毎に前記ソフトウェア監視処理を実行することを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。
  3. 2組の巻線組(801、802)を有するモータに適用され、前記2組の巻線組に対し電力を供給する2系統のインバータ(601、602)を前記駆動部に含む請求項1または2に記載のモータ制御装置において、
    前記マイクロコンピュータは、系統毎に検出された検出値、又は当該検出値に基づいて演算された演算値を系統間で比較することにより、前記ソフトウェア監視処理を実行することを特徴とするモータ制御装置。
  4. 前記ソフトウェア監視処理が実行されるソフトウェア監視周期は、前記制御演算が実行される制御演算周期よりも長い周期に設定されていることを特徴とする請求項1〜3のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  5. 運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する操舵アシストモータ(80)と、
    当該操舵アシストモータの駆動を制御する請求項1〜のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記操舵アシストモータのトルクをステアリングシャフトに伝達する動力伝達手段(89)と、
    を備えた電動パワーステアリング装置(1)。
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