JP2011087429A - 交流電動機の制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】同期ＰＷＭが適用された交流電動機制御において、高調波電流の影響による電流オフセットの発生を高い応答性で抑制する。
【解決手段】Ｉｄ補正量設定部３００およびＩｑ補正量設定部３１０は、交流電動機の動作状態値に基づいて、ｄ−ｑ軸電流の高調波成分を相殺するための電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃを設定する。電流補正部３２０，３３０は、電流サンプリング値に基づくｄ−ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑと、電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃとを加算することによって、ｄ−ｑ軸電流を補正する。補正されたｄ−ｑ軸電流に基づく電流フィードバックとすることにより、交流電動機の高調波電流に起因するｄ−ｑ軸電流の高調波成分を修正するようなフィードバックによる制御誤差によって電流オフセットが生じることを防止できる。
【選択図】図８

Description

この発明は、交流電動機の制御装置および制御方法に関し、より特定的には、同期変調方式のパルス幅変調制御による電動機制御に関する。

交流電動機では、モータ電流に直流成分（オフセット）が生じると、ロータ渦電流の増加によって不具合が生じてしまう。したがって、電流オフセットが生じないように交流電動機を制御することが求められる。

たとえば、特開２００１−２９８９９２号公報（特許文献１）には、交流電動機の駆動時における駆動電流の検出値にローパスフィルタを作用させることによってオフセット量を算出するとともに、このオフセット量に基づいて駆動信号のデューティ比を補正する制御構成が記載されている。

特開平８−２１１１０９号公報（特許文献２）には、高精度のインバータの出力電流検出方法として、運転中のインバータ出力電流を電流電圧変換器によって電圧変換するとともに、電流電圧変換器の出力電圧を直流成分検出器に入力することによって、出力電圧から交流成分を除去した直流成分を検出することが記載されている。そして、得られた直流成分をオフセット量として電流電圧変換器の出力電圧を補正し、補正後の出力電圧に基づいて、オフセット補正されたインバータ出力電流を求めることが記載されている。

さらに、特開平１１−２９９２４４号公報（特許文献３）には、商用電源から交流フィルタを介して供給される交流電力を直流電力に変換するためのコンバータを備えた電力変換装置において、負荷容量に応じて入力電圧の位相と入力電流の位相とが一致するようにコンバータの位相の補正量を設定する位相補正テーブルに従ってコンバータの電流位相を調整することが記載されている。

特開２００１−２９８９９２号公報 特開平８−２１１１０９号公報 特開平１１−２９９２４４号公報

インバータを用いた交流電動機制御に一般的に用いられるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御では、電流フィードバック制御による交流電圧指令と、所定周波数の搬送波との電圧比較に従ってインバータのスイッチング素子のオンオフが制御される。したがって、搬送波周波数を高めると、単位時間当たりのスイッチング回数が増加するため、制御精度向上が期待できる一方でスイッチング損失による電力損失が増大する。

しかしながら、スイッチング損失を低減するために搬送波の周波数（キャリア周波数）を低下させると、交流電動機の印加電圧の正負対称性の確保が問題となる。このため、キャリア周波数を交流電動機の回転周波数の整数倍（１以上の整数）とする、いわゆる同期ＰＷＭが知られている。同期ＰＷＭによれば、交流電動機の電気角３６０度（以下、電気１周期とも称する）に含まれる搬送波の周期数（キャリア数）が減少しても、パルス幅電圧の正負対称性を確保しやすくなる。特に、三相交流電動機に対する同期ＰＷＭでは、３の倍数による整数倍に設定されることが一般的である。

ここで、交流電動機の電流（モータ電流）は、理想的には回転周波数の正弦波電流となるが、実際には、種々の高調波電流が重畳された交流電流となる。同期ＰＷＭと非同期ＰＷＭとの間では、この高調波電流が電動機制御に与える影響が異なってくる。

高調波電流が重畳されたモータ電流をサンプリングすると、非同期ＰＷＭでは、高調波成分の影響は直流成分を有さない電流変動として現れる。なぜなら、非同期ＰＷＭでは、電気１周期（０〜３６０度）の中で、モータ電流がサンプリングされる電気角およびスイッチング素子がオンオフされる電気角は変動するため、電流サンプリングタイミングでの高調波成分の位相が固定されないからである。

これに対して、同期ＰＷＭでは、電気１周期の中で、電流がサンプリングされる電気角およびスイッチング素子がオンオフされる電気角がほぼ固定される。したがって、高調波電流が重畳されたモータ電流をサンプリングすると、高調波成分の一定位相が反映されることになる。したがって、このような電流サンプリング値に基づいてフィードバック制御を行うことによって、モータ電流にオフセット（直流分）が生じてしまう虞がある。

上述のように、特許文献１によれば、モータ電流のオフセットを解消するように、駆動信号のデューティ比を補正することができる。しかしながら、特許文献１で、ローパスフィルタによってオフセット量を算出するため、正確なオフセット量を算出するまでにフィルタ時定数に従う一定期間が必要である。このため、電流オフセットを高い応答性で抑制することが困難である。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、同期ＰＷＭが適用された交流電動機制御において、高調波電流の影響による電流オフセットの発生を高い応答性で抑制することである。

この発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、交流電動機の電流を検出するように構成された電流検出器と、電流検出器による電流検出値に基づいてインバータを制御するように構成された電動機制御部とを備える。電動機制御部は、座標変換部と、補正量設定部と、電流補正部と、制御演算部と、ＰＷＭ変調部と、搬送波制御部とを含む。座標変換部は、電流検出器によって検出された電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換するように構成される。補正量設定部は、交流電動機の動作状態値に基づいて、ｄ軸電流およびｑ軸電流の高調波成分を相殺するための補正量を設定するように構成される。電流補正部は、補正量設定部による補正量に基づいて、座標変換部によって変換されたｄ軸電流およびｑ軸電流を補正するように構成される。制御演算部は、電流補正部によって補正されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づく所定の制御演算に従って交流電圧指令を生成するように構成される。ＰＷＭ変調部は、搬送波と交流電圧指令との電圧比較に基づいてインバータから交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御するように構成される。搬送波制御部は、搬送波の周波数を交流電圧指令の周波数の整数倍に制御するように構成される。

この発明による交流電動機の制御方法は、インバータによる交流電動機の制御方法であって、電流検出器によって交流電動機の電流を検出するステップと、電流検出器によって検出された電流からｄ軸電流およびｑ軸電流を求めるステップと、交流電動機の動作状態値に基づいて、ｄ軸電流およびｑ軸電流の高調波成分を相殺するための補正量を設定するステップと、設定された補正量に基づいてｄ軸電流およびｑ軸電流を補正するステップと、補正されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づく所定の制御演算に従って交流電圧指令を生成するステップと、交流電圧指令の周波数の整数倍の周波数を有するように制御された搬送波と、交流電圧指令と搬送波との電圧比較に基づいてインバータから交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御するステップとを備える。

上記交流電動機の制御装置および制御方法によれば、交流電動機の動作状態値に基づいて可変に設定できる補正量に基づいて、高調波成分が相殺されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づく電流フィードバックを実行できる。これにより、電気角に対する電流サンプリング位相が固定される同期ＰＷＭの適用時であっても、高調波電流に起因するｄ−ｑ軸電流の高調波成分を修正するようなフィードバックによる制御誤差によって電流オフセットが生じることを防止できる。すなわち、ローパスフィルタによる高調波電流除去を伴うことなく、高調波電流の影響による電流オフセットの発生を高い応答性で抑制できる。

好ましくは、動作状態値は、交流電動機の電気角を含む。そして、補正量設定部は、予め求められた電気角に対する高調波成分の変化特性に従って、電気角に応じた補正量を設定する。あるいは、設定するステップは、交流電動機の電気角を動作状態値として取得するステップと、予め求められた電気角に対する高調波成分の変化特性に従って、電気角に応じた補正量を設定するステップとを含む。

このようにすると、交流電動機の電流に重畳される高調波電流の大きさが電気角に応じて変化することに対応させて、ｄ軸電流およびｑ軸電流の高調波成分を相殺するための電流補正を高精度に実行できる。したがって、制御精度を高めることができる。

さらに好ましくは、交流電動機は三相交流電動機であり、変化特性は、電気角については１２０度周期で定められる。そして、補正量は、取得した電気角を１２０度で除算した剰余に応じて設定される。

このようにすると、このようにすると、予め求めた変化特性を記憶するためのデータ容量を削減することができるので、メモリ容量の削減による低コスト化を図ることができる。あるいは、同一のメモリ容量に対して、より細密にマップを構成することにより制御精度を向上できる。

あるいは、さらに好ましくは、動作状態値は、交流電動機のトルクおよび回転速度をさらに含み、記変化特性は、交流電動機のトルクおよび回転速度の組み合わせによって定義される動作点毎に予め求められる。そして、補正量は、取得されたトルクおよび回転速度に対応する動作点での変化特性に従って、電気角に応じて設定される。

このようにすると、ｄ軸電流およびｑ軸電流の高調波成分を相殺するための電流補正を、交流電動機の動作点毎に細密に実行できる。したがって、制御精度を高めることができる。

この発明によれば、同期ＰＷＭが適用された交流電動機制御において、高調波電流の影響による電流オフセットの発生を高い応答性で抑制することができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 ＰＷＭ制御の基本動作を説明する波形図である。 同期ＰＷＭでの搬送波を説明する波形図である。 一般的なＰＷＭ制御による電流フィードバックの構成を説明する機能ブロック図である。 電流フィードバック制御への高調波電流の影響を説明するための第１の概念図である。 電流フィードバック制御への高調波電流の影響を説明するための第２の概念図である。 ローパスフィルタによるオフセット量算出の問題点を説明する概念図である。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置によるＰＷＭ制御による電流フィードバックの構成を説明する機能ブロック図である。 電流補正量を設定するためのマップの例を示す概念図である。 交流電動機の動作点を説明する概念図である。 本実施の形態の形態による交流電動機制御の処理手順を説明するフローチャートである。 本実施の形態の形態による交流電動機制御におけるｄ−ｑ軸電流補正の処理手順を説明するフローチャートである。 本実施の形態による交流電動機制御におけるモータ電流のｄ−ｑ軸電流補正の処理手順の変形例を説明するフローチャートである。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下では、図中の同一または相当部分については同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

（システム構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ１およびＳＧ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポ
ーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオ
ンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相のモータ電流の瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流およびＷ相電流）を検出するように配置してもよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度および回転周波数ωｅを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

次に、図２および図３を用いて、ＰＷＭ制御の動作について説明する。
図２を参照して、ＰＷＭ制御では、搬送波１６０と、交流電圧指令１７０との電圧比較に基づき、インバータ１４の各相のスイッチング素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０が印加される。搬送波１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。

非同期ＰＷＭでは、搬送波１６０の周波数（以下、搬送波周波数と称する）は、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期して変化することなく、電磁騒音が感知され難い比較的高い所定周波数に固定される。

一方で、図３に示されるように、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期させて、交流電動機Ｍ１の回転周波数のｋ倍（ｋ：１以上の整数）となるように、搬送波周波数が制御される。この結果、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の電気角３６０度（１周期）に含まれる搬送波１６０のキャリア数（以下、同期パルス数とも称する）は一定値ｋに制御される。

交流電圧指令１７０も、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期するので、この結果、搬送波１６０および交流電圧指令１７０の周波数比もｋ：１となる。

同期ＰＷＭでは、電気角１周期（３６０度）あたりのキャリア数を少なくしてもパルス幅変調電圧１８０（図２）の正負対称性が確保できる。このため、同期ＰＷＭの適用により、制御安定性を損なうことなく搬送波周波数を非同期ＰＷＭよりも低く設定することができるので、インバータ１４の各スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減させることにより、スイッチング損失（電力損失）を低下することができる。したがって、同期ＰＷＭの適用により、インバータ１４での電力変換効率の向上により電動車両の燃費改善や、インバータ１４の各スイッチング素子の温度上昇の抑制を図ることができる。

なお、ｋ＝１としたときには、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期させて正負１パルスの矩形波電圧が印加される、いわゆる矩形波電圧制御となる。なお、矩形波電圧制御ではｄ−ｑ軸変換は実行されないので、本発明の実施の形態では、ｋは２以上の整数が想定される。

図４には、一般的なＰＷＭ制御による電流フィードバックの構成を説明する機能ブロック図が示される。

なお、図４を始めとする各ブロック図に記載された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０（ＥＣＵ）がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。

図４を参照して、一般的なＰＷＭ制御部２００♯は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、減算部２３０，２３５と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０と、搬送波制御部２７０と、ＰＷＭモード選択部２８０と、回転周波数演算部２９０と、電流サンプリング部３００とを含む。

電流サンプリング部３００は、一定周期で発生されるサンプリング指示に応答して電流センサ２４の出力をサンプリングすることによって、Ｖ相およびＷ相の電流検出値ＩｖおよびＩｗを取得する。上述のように、Ｕ相の電流検出値Ｉｖについても、Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）によって求められる。あるいは、Ｕ相に電流センサ２４をさらに設けて、Ｕ相電流Ｉｕについて、電流センサ２４の出力値のサンプリングによって求めることとしてもよい。

同期ＰＷＭでは、電流サンプリング指示は、搬送波１６０と同期させて発生される。たとえば、搬送波１６０の半周期毎に、電流サンプリング指示が発せられる。一方で、非同期ＰＷＭの選択時には、図示しないクロック信号等に従って、制御周期に対応する一定の時間間隔でサンプリング指示が発生される。

ＰＷＭ制御部２００♯は、電流サンプリング部３００による電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いた後述の制御演算に従って、交流電動機Ｍ１を制御するように構成される。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（変換３相→２相）により、電流サンプリング部３００からの電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に変換する。

ＰＷＭモード選択部２８０は、交流電動機Ｍ１の動作状態（回転速度、出力トルク、温度等）および／またはインバータ１４の動作状態（スイッチング素子の温度等）に基づいて、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択し、選択結果を示すモード信号ＭＤを生成する。

回転周波数演算部２９０は、回転角センサ２５の出力（回転角θ）に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転周波数ωｅを演算する。

搬送波制御部２７０は、ＰＷＭモード選択部２８０からのモード信号ＭＤ、回転周波数演算部２９０によって演算された回転周波数ωｅおよび同期パルス数ｋに基づいて、搬送波周波数ｆｃを設定する。なお、同期パルス数ｋについては、固定値としてもよいが、交流電動機Ｍ１および／またはインバータ１４の動作状態に応じて可変に設定してもよい。

搬送波制御部２７０は、非同期ＰＷＭが選択されている場合には、搬送波周波数ｆｃを所定周波数に設定する。一般的には、この所定周波数は、可聴周波数帯を考慮して、相対的に電磁騒音が感知され難い周波数に設定される。なお、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、搬送波周波数ｆｃを変化させてもよい。ただし、このような変化において、搬送波周波数と交流電動機の回転周波数との間での同期は確保されない。

一方、搬送波制御部２７０は、同期ＰＷＭが選択されている場合には、同期パルス数ｋと、演算された回転周波数ωｅとに基づいて搬送波周波数ｆｃを設定する。図３で説明したように、同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃは、ｆｃ＝ｋ・ωｅに設定される。キャリア数ｋは、同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃが非同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃよりも低くなるように設定される。交流電動機Ｍ１として三相モータを使用する場合には、ｋは３の倍数とされる。

ＰＷＭ変調部２６０は、搬送波制御部２７０によって設定された搬送波周波数ｆｃに従って搬送波１６０（図２，３）を発生するとともに、加算部２５５からの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図２，３での交流電圧指令１７０に相当）と、搬送波１６０との電圧比較に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成する。スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に従って、インバータ１４の各相上下アーム素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当する疑似正弦波電圧が印加される。

なお、ＰＷＭ変調における搬送波１６０の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅について、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づく本来の振幅値をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波１６０の振幅を固定できる。

ここで図５および図６を用いて、図４に示した構成による電流フィードバック制御への高調波電流の影響を説明する。

図５に示されるように、モータ電流（３相電流）が理想的な正弦波電流であれば、ｄ−ｑ軸変換によって得られるｄ軸電流およびｑ軸電流の各々は、交流成分のない直流電流、すなわち一定値となる。

しかしながら、図６に示されるように、実際のモータ電流では、スイッチングノイズの影響やリップル成分等による種々の高調波電流が正弦波電流に重畳している。このようなモータ電流をｄ−ｑ軸変換して得られるｄ軸電流およびｑ軸電流は、直流成分に高調波成分が重畳されたものとなる。そして、同期ＰＷＭでは、電気１周期の中で、電流がサンプリングされる電気角（位相）が固定されるため、フィードバックされるｄ軸電流およびｑ軸電流に、同一位相での高周波成分が固定的に反映されることが懸念される。

すなわち、図４に示した電流フィードバック制御では、高調波成分を含むｄ軸電流およびｑ軸電流を電流指令値に合致させようとするので、同期ＰＷＭでは、固定的に反映された高調波成分の影響による制御誤差によって、モータ電流にオフセットが発生する虞がある。

ここで、電流センサ２４によって検出されるモータ電流に重畳される高調波電流は、特許文献１にも記載されるローパスフィルタのカットオフ周波数を適切に設定することによって除去することができる。特に、電流オフセット量が零のときには、モータ電流の電気１周期の平均値（積分値）は零であるから、モータ電流の平均値を求めるようにローパスフィルタを設計することによって、除去すべき電流オフセット量Ｉｏｆを直接求めることも可能である。そして、求めたオフセット量Ｉｏｆを電流フィードバック制御に反映することによって、電流オフセットを解消するような制御指令を発生することができる。

しかしながら、ローパスフィルタによるオフセット量算出には、図７に例示するような遅れが発生する。図７には、時刻ｔ０で、モータ状態の変化に伴ってオフセット量がＩａからＩｂに変化したケースが示される。この際に、オフセット量が変化しても、ローパスフィルタによって算出されたオフセット量ＩｏｆがＩｂへ到達するのは、ローパスフィルタの時定数に従った時間遅れが経過した時刻ｔ１となる。すなわち、時刻ｔ０〜ｔ１の間は、電流オフセットを適切に解消することができず、制御誤差が発生してしまうことになる。このように、ローパスフィルタでは、電流オフセットを高い応答性で抑制することが困難である。

本実施の形態による交流電動機制御では、上述のように電流オフセットが発生しやすい同期ＰＷＭ制御において、以下のようなｄ−ｑ軸電流補正を実行する。

図８は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置によるＰＷＭ制御を適用した電流フィードバックの構成を説明する機能ブロック図である。

図８を参照して、本発明の実施の形態によるＰＷＭ制御部２００は、図４に示した通常のＰＷＭ制御部２００♯と比較して、ｄ−ｑ軸電流補正のために設けられた、Ｉｄ補正量設定部３００、Ｉｄ補正量設定部３１０、および電流補正部３２０，３３０をさらに含む点が異なる。

Ｉｄ補正量設定部３００は、交流電動機Ｍ１の動作状態値に基づいて、図６に示したｄ軸電流の高調波成分を相殺するためのｄ軸電流の補正量Ｉｄｃを設定する。同様に、Ｉｑ補正量設定部３１０は、交流電動機Ｍ１の交流電動機Ｍ１の動作状態値に基づいて、ｑ軸電流の補正量Ｉｑｃを設定する。

ここで、動作状態値は、少なくとも交流電動機Ｍ１の現在の電気角を含む。好ましくは、動作状態値は、交流電動機Ｍ１のトルク（たとえばトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ）および回転速度をさらに含む。回転速度および電気角は、回転角センサ２５の出力から得ることができる。

電流補正部３２０は、座標変換部２２０によって変換されたｄ軸電流Ｉｄに、Ｉｄ補正量設定部３００によって設定された電流補正量Ｉｄｃを加算することによって、ｄ軸電流Ｉｄを補正する。同様に、電流補正部３３０は、座標変換部２２０によって変換されたｑ軸電流Ｉｑに、Ｉｑ補正量設定部３１０によって設定された電流補正量Ｉｑｃを加算することによって、ｑ軸電流を補正する。そして、電流補正部３２０，３３０によって補正されたｄ軸電流およびｑ軸電流が、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍに対する電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを演算するための減算部２３０，２３５へ送出される。

ＰＷＭ制御部２００のその他の部分の構成は、通常のＰＷＭ制御部２００♯と同様であるので詳細な説明は繰返さない。すなわち、ＰＷＭ制御部２００では、高調波成分を相殺するように補正されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づく電流フィードバックが行われる。

次に、ｄ−ｑ軸電流補正での電流補正量の設定について、詳細に説明する。
交流電動機Ｍ１での高調波電流の一因として、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作の影響が挙げられる。したがって、高調波電流は電気角に応じて変化する。ここで、図４に示したＰＷＭ制御部２００♯において、電流フィードバックを遮断して、すなわち、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を固定した状態として、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを測定する。このとき、本来であれば図５に示したようにｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑが一定値であるのに対して、高調波電流が存在すると、図６に示した高周波成分がｄ軸電流およびｑ軸電流に生じる。したがって、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの交流成分を抽出することにより、高調波電流の影響によって生じた高調波成分が測定することができる。すなわち、電気角に対する高調波成分の変化特性を予め求めることができる。

たとえば、交流成分（高調波成分）は、ｄ軸電流およびｑ軸電流の測定値から、固定されたＶｄ♯，Ｖｑ♯に対応する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを減算することによって求めることができる。あるいは、特許文献２のような手法を適用して、ｄ軸電流およびｑ軸電流の交流成分（高調波成分）を求めてもよい。

上記のように求めた交流成分（高調波成分）の正負を反転したものを、電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃとすると、座標変換部２２０によるＩｄ，Ｉｑと、電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃとの加算によって、高調波成分を相殺するようにｄ−ｑ軸電流補正を行うことができる。なお、電流補正量ＩｄｃおよびＩｑｃについては、電流値そのものではなく、電流値に対する割合（比率）で定義してもよい。

たとえば、図９に示されるように、電気角（０〜３６０度）に対する電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃの設定マップを作成することができる。図９に示した電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃの正負を反転したものが、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を固定した状態で測定されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの高調波成分に相当する。

図１０に示されるように、交流電動機Ｍ１のトルクおよび回転速度の組み合わせによって動作点５１０を定義することができる。動作点５１０は、交流電動機Ｍ１の最大出力線５２０の内側の範囲に存在する。動作点５１０毎に、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍおよび電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯が異なってくるので、電気角に対する高調波成分の変化特性については、動作点５１０毎に求めることが好ましい。すなわち、図９に示したマップは、動作点５１０毎に作成することが好ましい。

たとえば、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯の値を種々変化させて上記のような測定を繰返すことにより、図１０に示した交流電動機Ｍ１の動作範囲内（最大出力線５２０の内側）の動作点５１０を網羅するように、動作点５１０毎に電気角に対する電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃを設定するためのマップ（図９）を予め作成することができる。

上記のように作成されたマップの参照により、Ｉｄ補正量設定部３００およびＩｑ補正量設定部３００は、交流電動機Ｍ１の動作状態値に基づいて、ｄ軸電流およびｑ軸電流の高調波成分を相殺するための電流補正量ＩｄｃおよびＩｑｃを設定することができる。

本実施の形態による交流電動機の制御装置によれば、高調波成分が相殺されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づく電流フィードバックを実行できるので、電気角に対する電流サンプリング位相が固定される同期ＰＷＭの適用時であっても、高調波電流に起因するｄ−ｑ軸電流の高調波成分を修正するようなフィードバックによる制御誤差によって電流オフセットが生じることを防止できる。特に、ローパスフィルタによる高調波電流除去を伴うことなく、高調波電流の影響による電流オフセットの発生を高い応答性で抑制できる。

なお、図９では、電気角０〜３６０度の範囲に対応させて電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃを設定するマップ例を示したが、３相交流電動機では電気角１２０度周期で３相電流の波形が同一となるので、電気角について１２０度周期で電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃを設定ｓてもよい。この場合には、電気角０〜１２０度の範囲に対応させて電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃを設定するようにマップを構成するとともに電気角を１２０で除算した剰余を用いてマップを参照すればよい。

このようにすると、マップのデータ容量を削減することができるので、メモリ容量の削減による低コスト化を図ることができる。あるいは、同一のメモリ容量に対して、より細密にマップを構成することにより制御精度を向上できる。

なお、図８の構成において、座標変換部２２０が本発明の「座標変換部」に対応し、Ｉｄ補正量設定部３００およびＩｑ補正量設定部３１０が、本発明の「補正量設定部」に対応する。また、電流補正部３２０，３３０は本発明の「電流補正部」に対応し、ＰＷＭ変調部２６０および搬送波制御部２７０は、本発明の「ＰＷＭ変調部」および「搬送波制御部」にそれぞれ相当する。なお、電流指令生成部２１０、減算部２３０，２３５、電圧指令生成部２４０および、座標変換部２５０によって、本発明の「制御演算部」が構成される。

次に、図１１〜図１３により、本発明の実施の形態による交流電動機制御の処理手順を説明する。図１１に示す制御処理は、電流サンプリング指示を伴う制御周期毎に実行される。また、図１１を始めとする以下に説明するフローチャートの各ステップは、制御装置３０によるソフトウェア処理（格納プログラムのＣＰＵによる実行）あるいはハードウェア処理（専用電子回路の作動）によって実現される。

図１１を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電流をサンプリングする。なお、上述のように、Ｕ〜Ｗ相のうちの１相については、電流センサ２４の出力のサンプリングによって直接求めるのではなく、他の２相の電流サンプリング値からの演算によって求めてもよい。すなわち、ステップＳ１００による処理は、図８の電流サンプリング部３００の機能に対応する。

そして、制御装置３０は、ステップＳ１１０により、ステップＳ１００による電流サンプリング値に基づいて、ｄ−ｑ軸変換によりｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。すなわち、ステップＳ１１０による処理は、図８の座標変換部２２０の機能に対応する。

制御装置３０は、ステップＳ２００により、ステップＳ１１０で算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに対するｄ−ｑ軸電流補正処理を実行する。

図１２を参照して、図１１のステップＳ２００は、ステップＳ２１０〜Ｓ２５０を含む。制御装置３０は、交流電動機Ｍ１の動作状態値として、ステップＳ２１０によりトルクおよび回転速度を取得するとともに、ステップＳ２２０により電気角θｅｌ（０〜３６０度）を取得する。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２３０およびＳ２４０により、取得された動作状態値に対応する動作点のマップ参照により、電気角θｅｌに対応する電流補正量ＩｄｃおよびＩｑｃをそれぞれ設定する。すなわち、ステップＳ２３０およびＳ２４０による処理は、図８のＩｄ補正量設定部３００およびＩｑ補正量設定部３１０の機能にそれぞれ対応する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２５０により、ステップＳ１１０で算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに、ステップＳ２３０，Ｓ２４０で設定した電流補正量ＩｄｃおよびＩｑｃを加算することによって、ｄ−ｑ軸電流補正を実行する。すなわち、ステップＳ２５０による処理は、図８の電流補正部３２０，３３０の機能に対応する。

あるいは、図１３に示されるように、図１１のステップＳ２００は、図１２と同様のステップＳ２１０〜Ｓ２５０に加えて、ステップＳ２５５をさらに含むように構成してもよい。制御装置３０は、ステップＳ２２０により交流電動機Ｍ１の電気角θｅｌ（０〜３６０度）を取得すると、ステップＳ２２５により、電気角を１２０で除算した剰余（ｍｏｄ（θｅｌ，１２０））を求める。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２３０，Ｓ２４０では、上記のように、電気角０〜１２０度の範囲で作成されたマップの参照により、ｍｏｄ（θｅｌ，１２０）に対応した電流補正量Ｉｄｃ，Ｉｑｃを設定する。さらに、制御装置３０は、図１２と同様のステップＳ２５０の演算により、ｄ−ｑ軸電流補正を実行する。このように、ステップＳ２００によるｄ−ｑ軸電流補正処理は、図１２または図１３に示した処理手順によって実現できる。

再び図１１を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、ステップＳ２００によって補正されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに基づくフィードバック演算を実行する。このフィードバック演算により、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、ｄ−ｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を算出する。すなわち、ステップＳ１２０，Ｓ１３０による処理は、図８の電流指令生成部２１０、減算部２３０，２３５、および電圧指令生成部２４０の機能に対応する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１４０では、ｄ−ｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへ変換する。すなわち、ステップＳ１４０による処理は、図８の座標変換部２５０の機能に対応する。そして、制御装置３０は、ステップＳ２６０により、図８のＰＷＭ変調部２６０と同様のＰＷＭ処理を実行する。この際に、同期ＰＷＭ制御が適用されるので、搬送波周波数が交流電動機Ｍ１の回転周波数のｋ倍に制御される。そして、ステップＳ１５０のＰＷＭ処理結果に従って、制御装置３０は、ステップＳ１６０により、インバータ１４のスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成する。

このように、図１１〜図１３に示したフローチャートに従う制御処理よっても、本発明の実施の形態によるｄ−ｑ軸電流補正を伴う交流電動機制御を実現することができる。

なお、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１として三相電動機を例示したが、三相以外の交流電動機に対しても、本発明による同期ＰＷＭ適用時におけるｄ−ｑ軸電流補正を適用することができる。また、図４および図８の様に、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択的に適用可能な制御構成では、上記ｄ−ｑ軸電流補正については、少なくとも同期ＰＷＭの適用時に実行されるが、同期ＰＷＭ適用時にｄ−ｑ軸電流補正を実行するか否かは任意である。

また、図１では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。すなわち、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明は、同期ＰＷＭが適用される交流電動機制御に用いることができる。

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動制御システム、１６０ 搬送波、１７０ 交流電圧指令、１８０ パルス幅変調電圧、２００，２００♯ ＰＷＭ制御部、２０５ 電流サンプリング部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０，２３５ 減算部、２４０ 電圧指令生成部、２５５ 加算部、２６０ 変調部、２７０ 搬送波制御部、２８０ モード選択部、２９０ 回転周波数演算部、３００ Ｉｄ補正量設定部、３１０ Ｉｑ補正量設定部、３２０，３３０ 電流補正部、５１０ 動作点、５２０ 最大出力線、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ｆｃ 搬送波周波数、Ｉｂ 直流電流、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃ 電流補正量（ｄ軸）、Ｉｄｃｏｍ ｄ軸電流指令値、Ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｑｃ 電流補正量（ｑ軸）、Ｉｑｃｏｍ ｑ軸電流指令値、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ 電流検出値（モータ電流）、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、ＭＤ モード信号（同期／非同期ＰＷＭ）、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＧ１〜ＳＧ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、ＶＬ 直流電圧、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、θ ロータ回転角、θｅｌ 電気角。

Claims (8)

1. インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記交流電動機の電流を検出するように構成された電流検出器と、
   前記電流検出器による電流検出値に基づいて前記インバータを制御するように構成された電動機制御部とを備え、
   前記電動機制御部は、
   前記電流検出器によって検出された電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換するように構成された座標変換部と、
   前記交流電動機の動作状態値に基づいて、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流の高調波成分を相殺するための補正量を設定するように構成された補正量設定部と、
   前記補正量設定部による前記補正量に基づいて、前記座標変換部によって変換されたｄ軸電流およびｑ軸電流を補正するように構成された電流補正部と、
   前記電流補正部によって補正されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づく所定の制御演算に従って交流電圧指令を生成するように構成された制御演算部と、
   搬送波と前記交流電圧指令との電圧比較に基づいて前記インバータから前記交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御するように構成されたＰＷＭ変調部と、
   前記搬送波の周波数を前記交流電圧指令の周波数の整数倍に制御するように構成された搬送波制御部とを含む、交流電動機の制御装置。
2. 前記動作状態値は、前記交流電動機の電気角を含み、
   前記補正量設定部は、予め求められた前記電気角に対する前記高調波成分の変化特性に従って、前記電気角に応じた前記補正量を設定する、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記交流電動機は三相交流電動機であり、
   前記変化特性は、前記電気角について１２０度周期で定められ、
   前記補正量は、取得した電気角を１２０度で除算した剰余に応じて設定される、請求項２記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記動作状態値は、前記交流電動機のトルクおよび回転速度をさらに含み、
   前記変化特性は、前記トルクおよび前記回転速度の組み合わせによって定義される前記交流電動機の動作点毎に予め求められており、
   前記補正量設定部は、前記トルクおよび前記回転速度に対応する前記動作点での前記変化特性に従って、前記電気角に応じた前記補正量を設定する、請求項２または３記載の交流電動機の制御装置。
5. インバータによる交流電動機の制御方法であって、
   電流検出器によって前記交流電動機の電流を検出するステップと、
   前記電流検出器によって検出された電流からｄ軸電流およびｑ軸電流を求めるステップと、
   前記交流電動機の動作状態値に基づいて、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流の高調波成分を相殺するための補正量を設定するステップと、
   設定された前記補正量に基づいて前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を補正するステップと、
   補正されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づく所定の制御演算に従って交流電圧指令を生成するステップと、
   前記交流電圧指令の周波数の整数倍の周波数を有するように制御された搬送波と、前記交流電圧指令と前記搬送波との電圧比較に基づいて前記インバータから前記交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御するステップとを備える、交流電動機の制御方法。
6. 前記設定するステップは、
   前記交流電動機の電気角を前記動作状態値として取得するステップと、
   予め求められた前記電気角に対する前記高調波成分の変化特性に従って、前記電気角に応じた前記補正量を設定するステップとを含む、請求項５記載の交流電動機の制御方法。
7. 前記交流電動機は三相交流電動機であり、
   前記変化特性は、前記電気角について１２０度周期で定められ
   前記設定するステップは、
   取得した電気角を１２０度で除算した剰余を求めるステップをさらに含み、
   前記補正量は、前記剰余に応じて設定される、請求項６記載の交流電動機の制御方法。
8. 前記変化特性は、前記交流電動機のトルクおよび回転速度の組み合わせによって定義される動作点毎に予め求められ、
   前記設定するステップは、
   前記交流電動機の前記トルクおよび前記回転速度を前記動作状態値として取得するステップをさらに含み、
   前記補正量は、取得された前記トルクおよび前記回転速度に対応する前記動作点での前記変化特性に従って、前記電気角に応じて設定される、請求項６または７記載の交流電動機の制御方法。

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