JP2013255328A - モータ制御装置、およびそれを用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭパルス数が一定の状態でモータ回転数が高速域となると、低速域に比べ電圧・電流１周期に含まれるＰＷＭパルス数が少なくなるため、誘起電圧高次成分の次数が大きい成分の出力が困難となる。そこで、本発明は、高次成分を出力できなくなり、逆に電流波形が歪んでしまう事態を防止することを目的とする。
【解決手段】上記課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、永久磁石モータを駆動する電力変換器と、電力変換器の出力電圧を制御する制御装置と、誘起電圧の高次成分を制御装置の電圧指令値に加算する電圧加算部と、を備え、永久磁石モータの回転数が高いほど、制御装置の電圧指令値に加算される誘起電圧の高次成分の次数が少ない。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ制御装置の制御方法、およびそれを用いた機器、特に電流脈動の抑制に関する。

空調機などに使用されているモータは小型化、高効率、高出力化への要求が強い。
モータ固定子側を集中巻線化し、永久磁石をモータの回転子の内部に埋め込んだ埋め込み磁石型モータ（以下「ＩＰＭモータ」という。）を採用することで、モータの小型化、高効率、高出力化を図ることができる。

しかし、ＩＰＭモータの巻線に誘起される誘起電圧の波形はＩＰＭモータの回転子の角度に対して理想的な正弦波状から歪んだ波形となる。誘起電圧波形の歪みに起因して、電流波形に歪みが発生する。

特許文献１は、共振型フィルタを用いてモータ回転数変動の周期的な成分を抽出し、変動の周期的な成分をもとにトルク電流指令値を補正する技術を開示している。特許文献１によれば、誘起電圧波形の歪みに起因する回転数の変動を抑制することができる。

特許文献２は、モータのトルクリプルと逆位相のトルクを生じさせる高調波電流指令を演算し、高調波電流を制御する技術を開示している。特許文献２によれば、モータトルクの変動を低減することができる。

特開２００６−１９１７３７号公報 特開２００４−６４９０９号公報

特許文献１に記載の技術によれば、理想的にはモータの誘起電圧に含まれる全ての高次成分の出力が可能であるが、ＰＷＭパルス数は有限な値であるため、現実的にはモータの誘起電圧に含まれる全ての高次成分を出力することはできない。

特に、ＰＷＭパルス数が一定の状態でモータ回転数が高速域となると、低速域に比べ電圧・電流１周期に含まれるＰＷＭパルス数が少なくなるため、誘起電圧高次成分の次数が大きい成分の出力が困難となる。

特許文献２に記載の技術は、トルクリプルと逆位相のトルクを生じさせる高調波電流指令を出力するため、電流波形に歪みが発生する。

そこで、本発明は、高次成分を出力できなくなり、逆に電流波形が歪んでしまう事態を防止することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、永久磁石モータに電力を供給する電力変換器と、電力変換器の出力電圧を制御する制御装置と、永久磁石モータの誘起電圧の高次成分を制御装置の電圧指令値に加算する電圧加算部と、を備え、永久磁石モータの回転数が高いほど、制御装置の電圧指令値に加算される誘起電圧の高次成分の次数が少ない。

本発明によれば、高次成分を出力できなくなり、逆に電流波形が歪んでしまう事態を防止することができる。

実施例１のモータ制御装置の全体構成図を示すブロック図。 誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の固定座標での誘起電圧、指令電圧、モータ電流の関係を示した概要図。 誘起電圧波形が歪んだ場合の従来方式における固定座標での誘起電圧、指令電圧、モータ電流の関係を示した概要図。 誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の回転座標での誘起電圧、指令電圧、モータ電流の関係を示した概要図。 誘起電圧波形が歪んだ場合の従来方式における回転座標での誘起電圧、指令電圧、モータ電流の関係を示した概要図。 誘起電圧波形が歪んだ場合の実施例１の方式における固定座標での誘起電圧、指令電圧、モータ電流の関係を示した概要図。 誘起電圧波形が歪んだ場合の実施例１の方式における回転座標での誘起電圧、指令電圧、モータ電流の関係を示した概要図。 従来方式により実機を駆動した場合のＵ相電流の波形・ＦＦＴ解析例。 実施例１の方式により実機を駆動した場合のＵ相電流の波形・ＦＦＴ解析例。 従来方式と実施例１の方式により実機を駆動した場合の総合損失を比較した概要図。 従来のＰＷＭ制御方式のモータ制御装置の全体構成を示すブロック図。 回転座標系であるｄｑ軸上で印加電圧指令に誘起電圧高次成分を加算する場合のブロック図。 三相交流の印加電圧指令に誘起電圧高次成分を加算する場合のブロック図。 誘起電圧高次成分振幅値の設定例を示した図。 誘起電圧高次成分振幅値の切替え設定例を示した図。 本実施例２におけるＰＷＭ周波数の切替え設定例を示した図。 モータ制御装置を用いた空調機の全体構成図。 圧縮機用モータのモータ回転数に対する効率と直流電圧・印加電圧指令の概略図。 本実施例３における空調機に直流電圧昇圧装置を適用した全体構成図。 本実施例３における圧縮機用モータのモータ回転数に対する効率と直流電圧・印加電圧指令の概略図。

以下、本発明の実施例について説明する。

本発明の実施例１を説明する。
本実施例は、本発明の制御方法を、永久磁石同期モータ（以下「モータ」という。）３をＰＷＭ制御で駆動するモータ制御装置に適用し、電圧指令値に誘起電圧高次成分を加算する例を説明する。

まず、図１を用いて回路構成を説明する。モータ制御装置１は、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路４と、電力変換回路４に流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路５と、直流母線電流検出回路５で検出された直流母線電流情報５Ａを基にベクトル制御を行う制御装置６で構成されている。

制御装置６は、ベクトル制御部８、誘起電圧高次成分生成部９、電圧加算部１０およびＰＷＭパルス生成部７から構成される。

ベクトル制御部８は、直流母線電流検出回路５で検出された直流母線電流情報５Ａをもとに永久磁石同期モータ３への基本波印加電圧指令８Ｂと永久磁石同期モータ３のモータ回転数・位相情報８Ａを算出する。

誘起電圧高次成分生成部９は、モータ回転数・位相情報８Ａをもとに、永久磁石同期モータ３の誘起電圧高次成分９Ａを電圧加算部１０へ出力する。

電圧加算部１０は、基本波印加電圧指令８Ｂに誘起電圧高次成分９Ａを加算して印加電圧指令１０Ａを出力する。

ＰＷＭパルス生成部７は、印加電圧指令１０Ａとキャリア信号を基にしてＰＷＭパルス信号７Ａへ変換する。

また、電力変換回路４は、ＩＧＢＴとダイオードなどの半導体スイッチング素子から構成された電力変換主回路４１と、ＰＷＭパルス生成部７からのＰＷＭパルス信号７Ａに基づいて主回路のＩＧＢＴへのゲート信号を発生するゲート・ドライバ４２から構成されている。

なお、直流母線電流検出回路５による相電流情報の取得は、一般的な方式を用いることが可能であり、検出方式を特定するものではない。また、ベクトル制御部８は非特許文献１で提案されている方式など、一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式を特定するものではない。

電流制御器によって電流波形を正弦波状に制御するベクトル制御を図２〜図５、図１１を用いて説明する。

図１１において、図１と同一符号は同一の機能を有する。制御装置６０では、直流母線電流情報５Ａから再現した相電流情報を基にベクトル制御部８で演算を行っている。

次に、図２〜図５を用いて、誘起電圧波形と電圧・電流の関係を説明する。図２は誘起電圧波形が理想的な正弦波における固定座標系での波形を表している。図４は誘起電圧波形が理想的な正弦波における永久磁石の磁束を基準とした回転座標系での波形を表している。図２（ａ）及び図４（ａ）は誘起電圧、図２（ｂ）及び図４（ｂ）は印加電圧指令、図２（ｃ）及び図４（ｃ）はモータ電流を示している。

図３は誘起電圧波形が歪んだ場合における固定座標系での波形を表している。図５は誘起電圧波形が歪んだ場合における固定座標系と回転座標系での波形を表している。図３（ａ）及び図５（ａ）は誘起電圧、図３（ｂ）及び図５（ｂ）は印加電圧指令、図３（ｃ）及び図５（ｃ）はモータ電流を示している。

永久磁石同期モータの誘起電圧波形が理想的な正弦波状である場合、図２（ｂ）及び図２（ｃ）に示すように、固定座標系では印加電圧指令およびモータ電流は正弦波状の波形となる。また、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示すように、回転座標系では印加電圧指令およびモータ電流は一定の値となる。

一方、誘起電圧波形が正弦波状から歪んだ場合、これらの歪みに起因してモータ電流波形にも歪みが生じ、振動・騒音の発生、効率の低下が発生する。

制御装置６０のベクトル制御部８は、図３（ｂ）及び図５（ｂ）に示すように、誘起電圧波形が歪んだ場合でもモータ電流が正弦波状になるように、相電流情報をフィードバックして電圧指令値を制御している。

しかし、電流制御器の制御周期を高速化し、制御の応答性を大きくするにはマイコンの演算能力などによる限界がある。このため、誘起電圧波形の歪みが大きいモータを駆動すると、電流制御器によってモータ電流に現れる誘起電圧の歪みの影響を十分低減することができず、図３（ｃ）及び図５（ｃ）に示すように、モータ電流波形に歪みが発生する。

次に、図６〜図１０を用いて、誘起電圧波形の歪みに起因して生じる電流波形の歪みを抑制する制御を説明する。

誘起電圧高次成分生成部９は、あらかじめ取得した誘起電圧波形を用いて、モータ回転数・位相情報８Ａをもとに誘起電圧高次成分を生成し、誘起電圧高次成分９Ａを電圧加算部１０へ出力する。

誘起電圧高次成分生成部９が出力する誘起電圧高次成分９Ａは、あらかじめ実験や解析で求めた誘起電圧波形を基にテーブル化したデータを用いて生成している。ここで、モータ制御装置として駆動している場合でも、例えば、モータ空転時の端子間電圧を取得することで誘起電圧高次成分９Ａの生成・補正を行うことも可能である。

電圧加算部１０は、ベクトル制御部８が出力した基本波印加電圧指令８Ｂと誘起電圧高次成分生成部９が出力した誘起電圧高次成分９Ａを加算し、ＰＷＭパルス生成部７へ出力する。具体的には、図１２に示すように、モータ回転子の磁石磁束方向を基準とした回転座標系であるｄｑ座標軸上において、基本波印加電圧指令８Ｂ−ｄ、８Ｂ−ｑに誘起電圧高次成分９Ａ−ｄ、９Ａ−ｑを加算することで、誘起電圧高次成分を印加電圧指令へ加算することが可能である。

また、図１３に示すように、固定座標系の三相交流指令電圧８Ｂ−Ｕ、８Ｂ−Ｖ、８Ｂ−Ｗに誘起電圧高次成分９Ａ−Ｕ、９Ａ−Ｖ、９Ａ−Ｗを加算する方式でも良い。

ここで、図６に誘起電圧高次成分を印加電圧に加算した場合における固定座標系での概略波形を示している。図７に誘起電圧高次成分を印加電圧に加算した場合における回転座標系での概略波形を示している。

図６（ａ）及び図７（ａ）に示すように、本方式は、誘起電圧波形歪みの高次成分を誘起電圧高次成分９Ａとして基本波印加電圧指令８Ｂに加算する。このため、図６（ｂ）及び図７（ｂ）に示すように、印加電圧指令１０Ａには誘起電圧高次成分９Ａが印加された電圧が出力される。これにより、図６（ｃ）及び図７（ｃ）に示すように、誘起電圧波形歪みに起因する電流波形の歪みを低減することが可能となる。

このように、誘起電圧高次成分生成部９は誘起電圧高次成分９Ａを生成し、電圧加算部１０は誘起電圧高次成分９Ａを基本波印加電圧指令８Ｂへ加算する。言い換えると、電力変換回路４の出力電圧に含まれる高次成分は、モータ誘起電圧高次成分と相似な波形が出力される。従って、誘起電圧高次成分生成部９と電圧加算部１０により、誘起電圧波形の歪みに起因して生じる電流波形の歪みを抑制することができる。

なお、電流検出部に変位が加わった場合、特許文献１の技術は電流検出情報より出力電圧高次成分を生成しているため、出力電圧高次成分が変化する。一方、本実施例の技術は、電流検出部に変位が加わった場合であっても、出力電圧高次成分の変化に影響は無く、上述した通りモータ誘起電圧高次成分と相似な波形を出力することができる。

また、電力変換回路４の出力電圧に含まれる高次成分は、モータ誘起電圧高次成分と完全に重なっている必要はなく、相似な波形であれば電流波形の歪みを低減することができる。

また、実際には、誘起電圧高次成分９Ａの全次数を基本波印加電圧指令８Ｂに印加することはできないため、特定の次数成分のみが含まれる波形となる。

図８及び図９に、誘起電圧高次成分のうち５次成分および７次成分を指令電圧に加算して実機を駆動した場合における電流波形を示す。図８は誘起電圧高次成分を加算しない従来の制御方式における波形であり、図９は誘起電圧高次成分を加算した本実施例の制御方式における波形である。

図８（ａ）及び図９（ａ）はモータ３のＵ相における電流を示している。図８（ｂ）及び図９（ｂ）はＵ相における電流波形のＦＦＴ解析結果を基本波成分を１００％として示している。

図８（ａ）及び図８（ｂ）に示すように、誘起電圧高次成分を加算しない場合、誘起電圧の歪みの影響で電流波形にも歪みが生じ、５次・７次の電流高次成分が大きく発生していることが確認できる。

一方、図９（ａ）及び図９（ｂ）に示すとおり、本実施例の方式により、誘起電圧高次成分を指令電圧に加算すると、モータ電流波形の歪みが抑制され、５次・７次の電流高次成分を低減できていることが確認できる。

また、図１０に、誘起電圧高次成分を指令電圧に印加しない場合における電力変換回路とモータの損失を合わせた総合損失を１００％とし、誘起電圧高次成分を指令電圧に加算した場合における総合損失を示す。図１０に示すように、誘起電圧高次成分を指令電圧に加算し、電流高次成分を抑制することで、総合損失を低減することができる。

以上の通り、本実施例によれば、モータ電流の高次成分を抑制することが可能となる。言い換えると、モータ誘起電圧が歪んだ場合でも、モータ電流の高次成分を抑制することが可能となる。モータ電流の高次成分の抑制により、電流高次成分に起因した電力変換器の出力電力高次成分を抑制し、モータ制御装置の高効率化を実現することが可能となる。

ここで、図１４を用いて誘起電圧高次成分９Ａを基本波印加電圧指令８Ｂへの加算する方式の例として、運転条件によって誘起電圧高次成分９Ａを切替える方式を説明する。
理想的には誘起電圧高次成分９Ａとして、モータの誘起電圧に含まれるすべての高次成分を出力することで、電流高次成分を抑制することが可能となる。しかし、ＰＷＭパルス数が一定の状態でモータ回転数が高速域となると、低速域に比べ電圧・電流１周期に含まれるＰＷＭパルス数が少ないため、誘起電圧高次成分の次数が大きい成分の出力が困難となる。

そこで、図１４に示すとおり、モータ３の回転数によって誘起電圧高次成分生成部９から次数が大きい成分の出力を停止する。ここでは、モータ３の回転数に応じて、誘起電圧３・５・７・９・１１・１３次成分の出力を切替えている。

図１４（ｃ）に示すように、モータ３の回転数を加速させて回転数Ｎ１以上となった場合、次数の大きい９・１１・１３次成分の振幅値を０として、誘起電圧高次成分生成部９からの出力を停止する。

さらに、図１４（ｂ）に示すように、モータ回転数がＮ２以上となった場合、５次・７次成分の振幅値を０として、誘起電圧高次成分生成部９からの出力を停止する。

言い換えると、回転数Ｎ２以下では、誘起電圧高次成分生成部９からの出力される誘起電圧高次成分は３・５・７・９・１１・１３次の成分を含む。回転数Ｎ１〜Ｎ２では、誘起電圧高次成分生成部９からの出力される誘起電圧高次成分は３・５・７次の成分を含む。回転数Ｎ２以上では、誘起電圧高次成分生成部９からの出力される誘起電圧高次成分は３次成分を含む。

なお、切替え時の電流・回転数・トルクの変動を抑制するため、図１５（ｂ）に示すように、誘起電圧高次成分の振幅値を回転数Ｎ４から回転数Ｎ５まで一定の割合で変化させる方式でも良い。

また、切替えをさらにスムーズにするため、図１５（ｃ）に示すように、誘起電圧高次成分の振幅値を回転数Ｎ４から回転数Ｎ５まで曲線のように割合を変えながら変化させる方式でも良い。

さらに、振幅値の切替えは、モータ３の出力トルクや直流母線電流情報５Ａを用いて行う方式でも良い。

このように、モータ回転数が高速域の場合は、低速域に比べ電圧・電流１周期に含まれるＰＷＭパルス数が少ない。そのため、１周期に含まれるＰＷＭパルス数が多い次数の低い誘起電圧高次成分を指令電圧へ加算することで、高次成分を出力できなくなり、逆に電流波形が歪んでしまう事態を防止することができる。

一方、モータ回転数が低速域の場合は、１周期に含まれるＰＷＭパルス数が多い次数の低い誘起電圧高次成分についても指令電圧へ加算することで、電流波形の歪みを抑制することができる。

なお、本実施例では図１４に示すように３段階の切替えについて説明したが、これに限られるものではない。

次に、図１７、図１８を用いて、本実施例のモータ制御装置１を空調機１００の圧縮機駆動に適用した例を説明する。

図１７に示すように、本実施例の空調機１００は、外気と熱交換を行う室外機１０１、室内と熱交換を行う室内機１０２、両者をつなぐ配管１０３から構成される。室外機１０１は、冷媒を圧縮する圧縮機１０４と、それを駆動する圧縮機駆動モータ１０５と、それを制御するモータ制御装置１と、圧縮冷媒を用いて外気と熱交換する熱交換機１０７から構成される。また、室内機１０２は、室内と熱交換を行う熱交換機１０８と、室内に送風する送風機１０９から構成される。

ここで、図１８を用いて、圧縮機駆動モータ１０５の効率と直流電圧・印加電圧指令について説明する。図１８（ａ）は、横軸は圧縮機駆動モータ１０５の回転数を示し、縦軸は圧縮機駆動モータ１０５の効率を示す。図１８（ｂ）は、横軸は圧縮機駆動モータ１０５の回転数を示し、縦軸は電力変換回路４に供給される直流電圧と印加電圧指令の振幅値を示す。

直流電圧一定でＰＷＭ制御を用いる場合、図１８（ｂ）に示すように、回転数Ｎ９以上では印加電圧指令の振幅値が直流電圧を上回る電圧飽和領域となる。電圧飽和領域では、印加電圧指令振幅値が飽和して制御できなくなるため、電力変換回路４から所望の誘起電圧高次成分９Ａを出力することができなくなる。

従って、誘起電圧高次成分の加算による影響を無くすため、誘起電圧高次成分生成部９からの出力を停止し、通常のＰＷＭ制御へ切替えて駆動を行う。

このように、電力変換回路４の電力高次成分を低減することで、図１８（ａ）の一点破線に示すように、効率がピークとなる回転数Ｎ９より低速回転の領域において、効率の向上を図ることが可能となる。従来のモータ制御装置と同じ電力変換回路の構成で電力変換回路の電力高次成分を減らすことができるため、部品の追加を行うことなく、空調機の高効率化を行うことが可能となる。

図１６を用いて、電力変換回路４を駆動するＰＷＭ周波数を変更する構成とした実施例２を説明する。なお、回路構成は図１に示すモータ制御装置１と同じであるため、説明を省略する。

前述したとおり、ＰＷＭパルス数が一定の状態でモータ回転数が高速域となると、低速域に比べ電圧・電流１周期に含まれるＰＷＭパルス数が少なくなるため、誘起電圧高次成分の次数が大きい成分は電力変換回路４から出力することが困難となる。

そこで、本実施例２では、図１６に示すようにモータ回転数によってＰＷＭ周波数を変更する。ここでは、回転数によってＰＷＭ周波数をｆ１とｆ２で切替えている。図１６（ａ）に示すとおり、モータ回転数を加速させて回転数Ｎ６以上となった場合、ＰＷＭ周波数をｆ２からｆ１の状態に切替える。図１６（ｂ）及び図１６（ｃ）は周波数の変更方法の変形例である。

このように、モータ回転数に応じてＰＷＭ周波数を変えることで、高速域ではＰＷＭ周波数を大きくして電圧・電流１周期に含まれるＰＷＭパルス数を維持し、誘起電圧高次成分の次数が大きい成分の出力が可能となる。

また、低速域ではＰＷＭ周波数を小さくすることにより、スイッチング損失を低減し、モータ制御装置１の高効率化が可能となる。

なお、モータ回転数に応じて、本実施例で説明したＰＷＭ周波数を変更する方式と、実施例１で説明した指令電圧へ加算する誘起電圧高次成分の次数を変更する方式とを組み合わせても良い。このような２つの方式を組み合わせることにより、ＰＷＭ周波数を大きくすることに起因するスイッチング損失の増大と、誘起電圧高次成分の次数が大きい成分を出力しないことに起因する電流波形の歪みによる効率低下とを比較し、ＰＷＭ周波数と誘起電圧高次成分の次数を選択することができる。例えば、スイッチング損失の増大が電流波形の歪みの抑制による効率向上効果よりも大きい場合、誘起電圧高次成分の次数が大きい成分の出力を行わないようにすることで、総合的な効率の向上を図ることができる。

また、本実施例では図１６に示すように２段階の切替えについて説明したが、これに限られるものではない。

図１９、図２０を用いて、直流電圧昇圧装置１０７を実施例３の空調機１００の構成に適用した実施例３を説明する。

図１９に示すように、本実施例は、モータ駆動装置１０６に直流電圧昇圧装置１０７を接続する構成である。なお、その他の構成は、実施例１の空調機１００と同じであるため、説明を省略する。

ここで、図２０を用いて、本実施例の圧縮機駆動モータ１０５の効率と直流電圧・印加電圧指令について説明する。図２０（ａ）は圧縮機駆動モータ１０５の効率を示している。図２０（ｂ）は直流電圧と印加電圧指令の振幅値を示している。

実施例１で説明したとおり、印加電圧指令の振幅値が直流電圧を上回る電圧飽和領域では、印加電圧指令振幅値を制御することができなくなり、電力変換回路４から所望の誘起電圧高次成分９Ａを出力することができなくなる。

そこで、本実施例の構成では、図２０（ｂ）に示すように、電圧飽和領域が開始する回転数Ｎ９以上で直流電圧昇圧装置１０７によりモータ駆動装置１０６へ供給する直流電圧の昇圧を行う。これにより、回転数Ｎ９以上でも印加電圧指令振幅値が制御可能となり、電力変換回路４から所望の誘起電圧高次成分９Ａを出力することが可能となる。

実施例３の構成によれば、実施例１で誘起電圧高次成分生成部９からの出力を停止していた回転数Ｎ９以上の領域でも、誘起電圧高次成分９Ａの出力を行うことで、誘起電圧歪みに起因して発生するモータ電流の高次成分を抑制することができる。従って、モータ駆動装置１０６の損失を低減し、空調機の高効率化を行うことが可能となる。

なお、本発明は実施例１〜実施例３に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれている。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。

また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。

また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。

また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

以上説明したとおり、本発明のモータ駆動装置は、永久磁石モータに電力を供給する電力変換器と、電力変換器の出力電圧を制御する制御装置と、永久磁石モータの誘起電圧の高次成分を制御装置の電圧指令値に加算する電圧加算部と、を備え、永久磁石モータの回転数が高いほど、制御装置の電圧指令値に加算される誘起電圧の高次成分の次数が少ない。本発明によれば、高次成分を出力できなくなり、逆に電流波形が歪んでしまう事態を防止することができる。

また、本発明のモータ制御装置は、永久磁石モータに電力を供給する電力変換器と、電力変換器の出力電圧を制御する制御装置と、誘起電圧の高次成分を制御装置の電圧指令値に加算する電圧加算部と、を備え、永久磁石モータの回転数が高いほど、永久磁石モータのＰＷＭ周波数が高い。本発明によれば、回転数の増加による電流１周期に含まれるＰＷＭパルス数の減少を抑制することにより、高次成分の出力が可能となる。

また、本発明のモータ制御装置は、直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧回路、を備え、出力電圧の振幅値が直流電圧より高いときは、昇圧回路が直流電圧を出力電圧の振幅値以上に昇圧する。

また、本発明のモータ制御装置は、永久磁石モータの回転数、永久磁石モータの出力トルク又は電力変換器の直流母線電流に応じて、誘起電圧の高次成分データから誘起電圧の高次成分を生成する誘起電圧高次成分生成部、を備え、誘起電圧の高次成分を制御装置の電圧指令値に加算する。本発明によれば、簡易な構成で誘起電圧の歪みに起因する電流波形の歪みを抑制することができる。

また、本発明の空気調和機は、制御装置によって制御される永久磁石モータを有する圧縮機と、凝縮器と、膨張装置と、蒸発器とを備える。

１ モータ制御装置
２ 直流電源
３ 永久磁石同期モータ
４ 電力変換回路
５ 直流母線電流検出回路
６ 制御装置
７ ＰＷＭパルス生成部
８ ベクトル制御部
９ 誘起電圧高次成分生成部
１０ 電圧加算部
４１ 電力変換主回路
４２ ゲート・ドライバ

Claims (5)

1. 永久磁石モータに電力を供給する電力変換器と、
   前記電力変換器の出力電圧を制御する制御装置と、
   前記永久磁石モータの誘起電圧の高次成分を前記制御装置の電圧指令値に加算する電圧加算部と、を備え、
   前記永久磁石モータの回転数が高いほど、前記制御装置の電圧指令値に加算される前記誘起電圧の高次成分の次数が少ないモータ制御装置。
2. 永久磁石モータに電力を供給する電力変換器と、
   前記電力変換器の出力電圧を制御する制御装置と、
   前記永久磁石モータの誘起電圧の高次成分を前記制御装置の電圧指令値に加算する電圧加算部と、を備え、
   前記永久磁石モータの回転数が高いほど、前記永久磁石モータのＰＷＭ周波数が高いモータ制御装置。
3. 直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧回路、を備え、
   前記出力電圧の振幅値が前記直流電圧より高いときは、前記昇圧回路が前記直流電圧を前記出力電圧の振幅値以上に昇圧することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記永久磁石モータの回転数、前記永久磁石モータの出力トルク又は前記電力変換器の直流母線電流に応じて、誘起電圧の高次成分データから誘起電圧の高次成分を生成する誘起電圧高次成分生成部、を備え、
   前記誘起電圧の高次成分を前記制御装置の電圧指令値に加算する請求項１乃至３のいずれかに記載のモータ制御装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載の前記モータ制御装置によって制御される前記永久磁石モータを有する圧縮機と、凝縮器と、膨張装置と、蒸発器とを備えることを特徴とする空気調和機。