CN103475307A

CN103475307A - 电动机控制装置、以及利用该电动机控制装置的空气调节机

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Publication number: CN103475307A
Application number: CN2013100555513A
Authority: CN
Inventors: 初濑涉; 能登原保夫; 户张和明
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Johnson Controls Air Conditioning Inc
Priority date: 2012-06-06
Filing date: 2013-02-21
Publication date: 2013-12-25
Anticipated expiration: 2033-02-21
Also published as: JP6085102B2; CN103475307B; KR101445201B1; KR20130137073A; JP2013255328A

Abstract

在PWM脉冲数为一定的状态下电动机转数成为高速域时，与低速域相比，电压/电流1周期中所含的PWM脉冲数变少，因此，感应电压高次分量的次数较大的分量的输出变得困难。因此，本发明的目的在于防止不能输出高次分量且相反还在电流波形发生畸变这样的事态。为了解决上述课题，本发明的电动机驱动装置具备用于驱动永久磁铁电动机的电力变换器；用于控制电力变换器的输出电压的控制装置；和将感应电压的高次分量相加到控制装置的电压指令值中的电压相加部，使得永久磁铁电动机的转数越高，相加到控制装置的电压指令值中的感应电压的高次分量的次数越少。

Description

电动机控制装置、以及利用该电动机控制装置的空气调节机

技术领域

本发明涉及电动机控制装置的控制方法、以及利用其的设备，特别是涉及电流脉动的抑制的技术。

背景技术

关于空调机等中使用的电动机，强烈要求实现小型化、高效率、高输出化。

通过采用在电动机定子侧进行集中线圈化且将永久磁铁埋入到电动机的转子内部的埋入磁铁型电动机(以下，称为“IPM电动机”)，能够实现电动机的小型化、高效率、高输出化。

但是，在IPM电动机的线圈中被感应的感应电压的波形相对于IPM电动机的转子的角度而成为从理想的正弦波状畸变后的波形。因感应电压波形的畸变而导致在电流波形发生畸变。

专利文献1公开了利用共振型滤波器来提取电动机转数变动的周期性分量，并基于变动的周期性分量来补正转矩电流指令值的技术。根据专利文献1，能够抑制因感应电压波形的畸变而引起的转数变动。

专利文献2公开了对于使电动机的转矩脉动和逆相位的转矩产生的高次谐波电流指令进行运算，来控制高次谐波电流的技术。根据专利文献2，能够降低电动机转矩的变动。

专利文献1：JP特开2006-191737号公报

专利文献2：JP特开2004-64909号公报

根据专利文献1中所记载的技术，理想的是，能够输出电动机的感应电压所含的全部的高次分量，但由于PWM脉冲数是有限的值，因此，现实上，不能输出电动机的感应电压中所含的全部的高次分量。

尤其是，在PWM脉冲数为一定的状态下电动机转数成为高速域时，与低速域相比，电压/电流1周期中所含的PWM脉冲数变少，因此，感应电压高次分量的次数较大的分量的输出将变得困难。

专利文献2所记载的技术中，输出产生转矩脉动与逆相位的转矩的高次谐波电流指令，因此，在电流波形将发生畸变。

发明内容

于是，本发明的目的在于防止不能输出高次分量且相反还在电流波形发生畸变这样的事态。

为了解决上述课题，本发明的电动机驱动装置具备：对永久磁铁电动机供给电力的电力变换器；对电力变换器的输出电压进行控制的控制装置；和将永久磁铁电动机的感应电压的高次分量相加到控制装置的电压指令值中的电压相加部，使得永久磁铁电动机的转数越高，相加到控制装置的电压指令值中的感应电压的高次分量的次数越少。

发明效果

根据本发明，能够防止不能输出高次分量且相反还在电流波形发生畸变这样的事态。

附图说明

图1是表示实施例1的电动机控制装置的整体构成图的框图。

图2是感应电压波形为理想的正弦波的情况下的以固定坐标而表示的感应电压、指令电压、电动机电流的关系的概要图。

图3是感应电压波形发生畸变的情况下的现有方式中的以固定坐标而表示的感应电压、指令电压、电动机电流的关系的概要图。

图4是感应电压波形为理想的正弦波的情况下的以旋转坐标而表示的感应电压、指令电压、电动机电流的关系的概要图。

图5是感应电压波形发生畸变的情况下的现有方式中的以旋转坐标而表示的感应电压、指令电压、电动机电流的关系的概要图。

图6是感应电压波形发生畸变的情况下的实施例1的方式中的以固定坐标而表示的感应电压、指令电压、电动机电流的关系的概要图。

图7是感应电压波形发生畸变的情况下的实施例1的方式中的以旋转坐标而表示的感应电压、指令电压、电动机电流的关系的概要图。

图8是通过现有方式对实际机器进行了驱动的情况下的U相电流的波形/FFT解析例。

图9是通过实施例1的方式对实际机器进行了驱动的情况下的U相电流的波形/FFT解析例。

图10是比较了通过现有方式与实施例1的方式对实际机器进行了驱动的情况下的综合损失的概要图。

图11是表示现有技术的PWM控制方式的电动机控制装置的整体构成的框图。

图12是在旋转坐标系的dq轴上将感应电压高次分量相加到施加电压指令的情况下的框图。

图13是在将感应电压高次分量相加到三相交流的施加电压指令的情况下的框图。

图14是表示感应电压高次分量振幅值的设定例的图。

图15是表示感应电压高次分量振幅值的切换设定例的图。

图16是表示本实施例2中的PWM频率的切换设定例的图。

图17是利用了电动机控制装置的空调机的整体构成图。

图18是相对于压缩机用电动机的电动机转数的效率、直流电压/施加电压指令的概略图。

图19是对本实施例3中的空调机应用了直流电压升压装置的整体构成图。

图20是相对于本实施例3中的压缩机用电动机的电动机转数的效率、直流电压/施加电压指令的概略图。

具体实施方式

以下，对本发明的实施例进行说明。

(实施例1)

对本发明的实施例1进行说明。

本实施例中，说明将本发明的控制方法适用在以PWM控制来驱动永久磁铁同步电动机(以下，称为“电动机”。)3的电动机控制装置中，对电压指令值相加感应电压高次分量的例子。

首先，利用图1对电路构成进行说明。电动机控制装置1由将直流电力变换为交流电力的电力变换电路4、对电力变换电路4中流动的直流母线电流进行检测的直流母线电流检测电路5、根据由直流母线电流检测电路5所检测出的直流母线电流信息5A来进行矢量控制的控制装置6构成。

控制装置6由矢量控制部8、感应电压高次分量生成部9、电压相加部10以及PWM脉冲生成部7构成。

矢量控制部8根据由直流母线电流检测电路5检测出的直流母线电流信息5A，来计算出针对永久磁铁同步电动机3的基本波施加电压指令8B、永久磁铁同步电动机3的电动机转数/相位信息8A。

感应电压高次分量生成部9根据电动机转数/相位信息8A，将永久磁铁同步电动机3的感应电压高次分量9A向电压相加部10输出。

电压相加部10将感应电压高次分量9A相加到基本波施加电压指令8B中并输出施加电压指令10A。

PWM脉冲生成部7以施加电压指令10A与载波信号为基础而变换为PWM脉冲信号7A。

另外，电力变换电路4构成为包含：由IGBT与二极管等的半导体开关元件构成的电力变换主电路41；以及基于来自PWM脉冲生成部7的PWM脉冲信号7A来产生发送给主电路的IGBT的栅极信号的栅极/驱动器42。

此外，基于直流母线电流检测电路5的相电流信息的取得，其能够利用一般方式，并不特定检测方式。另外，矢量控制部8能够通过利用非专利文献1中所提出的方式等一般矢量控制来实现，对控制方式并不特定。

利用图2～图5、图11，对通过电流控制器将电流波形控制成正弦波状的矢量控制进行说明。

图11中，与图1相同的标号具有相同的功能。控制装置60根据基于直流母线电流信息5A而再现的相电流信息，以矢量控制部8进行运算。

其次，利用图2～图5，对感应电压波形与电压/电流的关系进行说明。图2表示感应电压波形为理想的正弦波时的以固定坐标系所示的波形。图4表示将感应电压波形为理想的正弦波时的永久磁铁的磁通量作为基准时的以旋转坐标系所示的波形。图2(a)以及图4(a)示出了感应电压，图2(b)以及图4(b)示出了施加电压指令，图2(c)以及图4(c)示出了电动机电流。

图3表示感应电压波形发生畸变的情况下的以固定坐标系所示的波形。图5表示感应电压波形发生畸变的情况下的以固定坐标系和旋转坐标系所示的波形。图3(a)以及图5(a)示出了感应电压，图3(b)以及图5(b)示出了施加电压指令，图3(c)以及图5(c)示出了电动机电流。

在永久磁铁同步电动机的感应电压波形为理想的正弦波状的情况下，如图2(b)以及图2(c)所示那样，在固定坐标系下施加电压指令以及电动机电流成为正弦波状的波形。另外，如图4(b)以及图4(c)所示那样，在旋转坐标系下施加电压指令以及电动机电流成为一定的值。

另一方面，在感应电压波形从正弦波状发生了畸变的情况下，由这些的畸变引起在电动机电流波形也产生畸变，发生振动/噪声以及效率的降低。

如图3(b)以及图5(b)所示，控制装置60的矢量控制部8反馈相电流信息并对电压指令值进行控制，以使得即使在感应电压波形发生畸变的情况下，电动机电流也成为正弦波状。

但是，在使电流控制器的控制周期高速化且使控制的响应性增大时，会存在基于微机运算能力等的极限。由此，在驱动感应电压波形的畸变大的电动机时，通过电流控制器不能充分地降低出现在电动机电流中的感应电压的畸变的影响，如图3(c)以及图5(c)所示那样，在电动机电流波形发生畸变。

其次，利用图6～图10，对用于抑制因感应电压波形的畸变而产生的电流波形的畸变的控制进行说明。

感应电压高次分量生成部9利用预先取得的感应电压波形，根据电动机转数/相位信息8A来生成感应电压高次分量，将感应电压高次分量9A向电压相加部10输出。

感应电压高次分量生成部9所输出的感应电压高次分量9A是利用根据预先通过实验、解析所求取的感应电压波形而进行表格化得到的数据来进行生成的。在此，即使在作为电动机控制装置而驱动的情况下，例如，通过取得电动机空转时的端子间电压，也能够进行感应电压高次分量9A的生成/补正。

电压相加部10将矢量控制部8所输出的基本波施加电压指令8B与感应电压高次分量生成部9所输出的感应电压高次分量9A进行相加，向PWM脉冲生成部7输出。具体而言，如图12所示，在以电动机转子的磁铁磁通量方向为基准的旋转坐标系即dq坐标轴上，通过将感应电压高次分量9A-d、9A-q分别与基本波施加电压指令8B-d、8B-q相加，能够将感应电压高次分量相加到施加电压指令。

另外，如图13所示，也可以是对固定坐标系的三相交流指令电压8B-U、8B-V、8B-W加上感应电压高次分量9A-U、9A-V、9A-W的方式。

在此，图6示出了将感应电压高次分量相加到施加电压的情况下的以固定坐标系所示的概略波形。图7示出了将感应电压高次分量相加到施加电压的情况下的以旋转坐标系所示的概略波形。

如图6(a)以及图7(a)所示，本方式将感应电压波形畸变的高次分量作为感应电压高次分量9A而与基本波施加电压指令8B进行相加。由此，如图6(b)以及图7(b)所示的那样，施加电压指令10A输出已施加了感应电压高次分量9A的电压。由此，如图6(c)以及图7(c)所示那样，能够降低因感应电压波形畸变引起的电流波形的畸变。

这样，感应电压高次分量生成部9生成感应电压高次分量9A，电压相加部10将感应电压高次分量9A相加到基本波施加电压指令8B中。换而言之，作为电力变换电路4的输出电压所含的高次分量，输出与电动机感应电压高次分量相似的波形。因此，通过感应电压高次分量生成部9与电压相加部10，能够抑制因感应电压波形的畸变而产生的电流波形的畸变。

此外，在对电流检测部施加位移的情况下，专利文献1的技术中，是通过电流检测信息来生成输出电压高次分量，因此，输出电压高次分量将发生变化。另一方面，本实施例的技术中，即使在对电流检测部施加位移的情况下，也不对输出电压高次分量的变化造成影响，如上所述，能够输出与电动机感应电压高次分量相似的波形。

另外，电力变换电路4的输出电压所含的高次分量并不必与电动机感应电压高次分量完全重合，只要是相似的波形就能降低电流波形的畸变。

另外，实际上，由于不能将感应电压高次分量9A的全部次数均对基本波施加电压指令8B进行施加，所以，将成为仅包含特定的次数分量的波形。

图8以及图9示出了将感应电压高次分量中的5次分量以及7次分量相加到指令电压上，对实际机器进行了驱动的情况下的电流波形。图8是未相加感应电压高次分量的现有的控制方式中的波形，图9是相加了感应电压高次分量的本实施例的控制方式中的波形。

图8(a)以及图9(a)表示电动机3的U相的电流。图8(b)以及图9(b)示出了将基本波分量设为100％时的U相中的电流波形的FFT解析结果。

如图8(a)以及图8(b)所示那样，在不相加感应电压高次分量的情况下，由于感应电压的畸变的影响而在电流波形也产生畸变，能够确认出5次/7次的电流高次分量较大地发生。

另一方面，如图9(a)以及图9(b)所示那样，通过本实施例的方式，能够确认在将感应电压高次分量相加到指令电压时，能够抑制电动机电流波形的畸变，能够降低5次/7次的电流高次分量。

另外，图10表示将不对指令电压施加感应电压高次分量的情况下的电力变换电路与电动机的损失合并得到的综合损失设为100％，在将感应电压高次分量相加到指令电压中的情况下的综合损失。如图10所示，通过将感应电压高次分量相加到指令电压中，抑制电流高次分量，由此能够降低综合损失。

如上所述，根据本实施例，能够抑制电动机电流的高次分量。换而言之，即使在电动机感应电压发生畸变的情况下，也能够抑制电动机电流的高次分量。通过电动机电流的高次分量的抑制，能够抑制因电流高次分量引起的电力变换器的输出电力高次分量，能够实现电动机控制装置的高效率化。

在此，利用图14，作为将感应电压高次分量9A相加到基本波施加电压指令8B的方式的例子，对根据运行条件而切换感应电压高次分量9A的方式进行说明。理想情况下，作为感应电压高次分量9A，通过输出电动机的感应电压所含的全部的高次分量，能够抑制电流高次分量。但是，在PWM脉冲数为一定的状态下电动机转数成为高速域时，与低速域相比，由于电压/电流1周期所含的PWM脉冲数少，所以，难以输出感应电压高次分量的次数较大的分量。

于是，如图14所示那样，根据电动机3的转数，从感应电压高次分量生成部9停止次数大的分量的输出。在此，根据电动机3的转数，切换感应电压3/5/7/9/11/13次分量的输出。

如图14(c)所示那样，在使电动机3的转数加速而成为了转数N1以上的情况下，将次数大的9/11/13次分量的振幅值设为0，停止来自感应电压高次分量生成部9的输出。

而且，如图14(b)所示那样，在电动机转数成为了N2以上的情况下，将5次/7次分量的振幅值设为0，停止来自感应电压高次分量生成部9的输出。

换而言之，在为转数N2以下时，来自感应电压高次分量生成部9的被输出的感应电压高次分量包含3/5/7/9/11/13次的分量。在为转数N1～N2时，来自感应电压高次分量生成部9的被输出的感应电压高次分量包含3/5/7次的分量。在为转数N2以上时，来自感应电压高次分量生成部9的所输出的感应电压高次分量包含3次分量。

此外，抑制切换时的电流/转数/转矩的变动，因此，如图15(b)所示那样，也可以是使感应电压高次分量的振幅值从转数N4至转数N5为止以一定的比例进行变化的方式。

另外，为了进一步顺畅地切换，如图15(c)所示那样，也可以是：使感应电压高次分量的振幅值从转数N4至转数N5为止如曲线那样一边变更比例一边进行变化的方式。

而且，也可以是利用电动机3的输出转矩、直流母线电流信息5A而进行振幅值的切换的方式。

这样，在电动机转数为高速域的情况下，与低速域相比，电压/电流1周期所含的PWM脉冲数少。因此，通过将1周期中所含的PWM脉冲数多的次数较低的感应电压高次分量相加到指令电压中，能够防止不能输出高次分量且相反还在电流波形发生畸变这样的事态。

另一方面，在电动机转数为低速域的情况下，通过将1周期中所含的PWM脉冲数多的次数低的感应电压高次分量也相加到指令电压，能够抑制电流波形的畸变。

此外，本实施例中，如图14所示那样，对3阶段的切换进行了说明，但并不限于此。

其次，利用图17、图18，对于将本实施例的电动机控制装置1应用在空调机100的压缩机驱动中的例子进行说明。

如图17所示，本实施例的空调机100由与外部空气进行热交换的室外机101、与室内进行热交换的室内机102、以及将两者连接的配管103构成。室外机101由对制冷剂进行压缩的压缩机104、用于驱动压缩机104的压缩机驱动电动机105、对压缩机驱动电动机105进行控制的电动机控制装置1、利用压缩制冷剂与外部空气进行热交换的热交换机107构成。另外，室内机102由与室内热交换进行的热交换机108、以及向室内送风的送风机109构成。

在此，利用图18，对压缩机驱动电动机105的效率与直流电压/施加电压指令进行说明。图18(a)中，横轴表示压缩机驱动电动机105的转数，纵轴表示压缩机驱动电动机105的效率。图18(b)中，横轴表示压缩机驱动电动机105的转数，纵轴表示对电力变换电路4供给的直流电压与施加电压指令的振幅值。

在直流电压一定而利用PWM控制的情况下，如图18(b)所示，转数N9以上成为施加电压指令的振幅值超过直流电压的电压饱和区域。在电压饱和区域，施加电压指令振幅值饱和而不能控制，因此，从电力变换电路4不能输出所期望的感应电压高次分量9A。

由此，为了消除了感应电压高次分量的相加所产生的影响，停止来自感应电压高次分量生成部9的输出，切换到通常的PWM控制而进行驱动。

这样，通过降低电力变换电路4的电力高次分量，如图18(a)的点划线所示那样，在比效率成为峰值的转数N9低的低速旋转的区域中，能够实现效率的提高。能够以与现有技术中的电动机控制装置相同的电力变换电路的构成来降低电力变换电路的电力高次分量，因此，能够不进行部品的追加地，实现空调机的高效率化。

(实施例2)

利用图16，说明构成为对驱动电力变换电路4的PWM频率进行变更的实施例2。此外，电路构成与图1所示的电动机控制装置1相同，因此，省略其说明。

如前述所述那样，在PWM脉冲数为一定的状态下电动机转数成为高速域时，与低速域相比，电压/电流1周期中所含的PWM脉冲数变少，因此，感应电压高次分量的次数较大的分量难以从电力变换电路4输出。

于是，在本实施例2中，如图16所示那样根据电动机转数来变更PWM频率。在此，根据转数将PWM频率在f1与f2间进行切换。如图16(a)所示那样，在使电动机转数加速而成为了转数N6以上的情况下，将PWM频率从f2切换为f1的状态。图16(b)以及图16(c)是频率的变更方法的变形例。

这样，通过根据电动机转数来改变PWM频率，从而在高速域中，增大PWM频率，维持电压/电流1周期中所含的PWM脉冲数，能够输出感应电压高次分量的次数大的分量。

另外，在低速域中，通过使PWM频率减小，能够降低开关损失，能够实现电动机控制装置1的高效率化。

此外，也可以是：根据电动机转数，将本实施例中说明的变更PWM频率的方式与实施例1中说明的变更对指令电压相加的感应电压高次分量的次数的方式进行组合。通过组合这样的2种方式，对于因增大PWM频率而引起的开关损失的增大与因不输出感应电压高次分量的次数大的分量而引起的电流波形的畸变导致的效率降低进行比较，能够选择PWM频率与感应电压高次分量的次数。例如，在开关损失的增大比电流波形的畸变的抑制所得到的效率提高效果要大的情况下，通过不进行感应电压高次分量的次数大的分量的输出，能够实现综合效率的提高。

另外，本实施例中，如图16所示那样，关于2阶段的切换进行了说明，但并不限于此。

(实施例3)

利用图19、图20，说明将直流电压升压装置107应用在实施例3的空调机100的构成中的实施例3。

如图19所示那样，本实施例是对电动机驱动装置106连接直流电压升压装置107的构成。此外，其他的构成与实施例1的空调机100相同，因此，省略其说明。

在此，利用图20说明本实施例的压缩机驱动电动机105的效率与直流电压/施加电压指令。图20(a)示出了压缩机驱动电动机105的效率。图20(b)表示直流电压与施加电压指令的振幅值。

如在实施例1中说明的那样，在施加电压指令的振幅值超过了直流电压的电压饱和区域中，不能对施加电压指令振幅值进行控制，从电力变换电路4不能输出所希望的感应电压高次分量9A。

于是，在本实施例的构成中，如图20(b)所示那样，在电压饱和区域开始的转数N9以上，通过直流电压升压装置107进行提供给电动机驱动装置106的直流电压的升压。由此，即使是在转数N9以上，也能够控制施加电压指令振幅值，能够从电力变换电路4中输出所希望的感应电压高次分量9A。

根据实施例3的构成，即使是在实施例1的停止来自感应电压高次分量生成部9的输出的转数N9以上的区域，通过进行感应电压高次分量9A的输出，也能够抑制因感应电压畸变而发生的电动机电流的高次分量。由此，能够降低电动机驱动装置106的损失，能够实现空调机的高效率化。

此外，本发明并不限于实施例1～实施例3，可包含各种各样的变形例。例如，上述的实施例是为了易懂地说明本发明而详细地说明的实施例，但并不限于必具备已说明的全部构成的实施例。

另外，能够将某实施例的构成的一部分置换为其他的实施例的构成，另外，也能够对某实施例的构成追加其他的实施例的构成。

另外，关于各实施例的构成的一部分，能够进行其他的构成的追加/削除/置换。

另外，能够将各构成、功能、处理部、处理构件等的一部分或者全部通过用诸如集成电路进行设计等以硬件实现。

另外，关于控制线、信息线，示出了在说明上认为必要的部分，在产品上并不一定示出了全部的控制线、信息线。实际上可认为几乎全部的构成相互连接。

如以上说明的那样，本发明的电动机驱动装置具备：对永久磁铁电动机供给电力的电力变换器；对电力变换器的输出电压进行控制的控制装置；和将永久磁铁电动机的感应电压的高次分量相加到控制装置的电压指令值中的电压相加部，使得永久磁铁电动机的转数越高，被相加到控制装置的电压指令值中的感应电压的高次分量的次数越少。根据本发明，能够防止不能够输出高次分量且相反还在电流波形发生畸变这样的事态。

另外，本发明的电动机控制装置具备：对永久磁铁电动机供给电力的电力变换器；对电力变换器的输出电压进行控制的控制装置；和将感应电压的高次分量相加到控制装置的电压指令值中的电压相加部，使得永久磁铁电动机的转数越高，永久磁铁电动机的PWM频率越高。根据本发明，通过抑制因转数的增加导致的电流1周期中所含的PWM脉冲数的减少，能够输出高次分量。

另外，本发明的电动机控制装置还具备对直流电源的直流电压进行升压的升压电路，在输出电压的振幅值比直流电压高时，升压电路将直流电压升压至输出电压的振幅值以上。

另外，本发明的电动机控制装置还具备感应电压高次分量生成部，该感应电压高次分量生成部根据永久磁铁电动机的转数、永久磁铁电动机的输出转矩或者电力变换器的直流母线电流，根据感应电压的高次分量数据来生成感应电压的高次分量，将感应电压的高次分量相加到控制装置的电压指令值中。根据本发明，能够以简单构成，抑制因感应电压的畸变而引起的电流波形的畸变。

另外，本发明的空气调节机具备：具有由控制装置来控制的永久磁铁电动机的压缩机；冷凝器；膨胀装置；和蒸发器。

(标号说明)

1 电动机控制装置

2 直流电源

3 永久磁铁同步电动机

4 电力变换电路

5 直流母线电流检测电路

6 控制装置

7 PWM脉冲生成部

8 矢量控制部

9 感应电压高次分量生成部

10 电压相加部

41 电力变换主电路

42 栅极/驱动器

Claims

1.一种电动机控制装置，具备：

对永久磁铁电动机供给电力的电力变换器；

对所述电力变换器的输出电压进行控制的控制装置；和

将所述永久磁铁电动机的感应电压的高次分量相加到所述控制装置的电压指令值中的电压相加部，

使得所述永久磁铁电动机的转数越高，相加到所述控制装置的电压指令值中的所述感应电压的高次分量的次数越少。

2.一种电动机控制装置，具备：

对永久磁铁电动机供给电力的电力变换器；

对所述电力变换器的输出电压进行控制的控制装置；和

使得所述永久磁铁电动机的转数越高，所述永久磁铁电动机的PWM频率越高。

3.根据权利要求1或2所述的电动机控制装置，其中，

所述电动机控制装置还具备对直流电源的直流电压进行升压的升压电路，

在所述输出电压的振幅值比所述直流电压高时，所述升压电路将所述直流电压升压至所述输出电压的振幅值以上。

4.根据权利要求1或2所述的电动机控制装置，其中，

所述电动机控制装置还具备感应电压高次分量生成部，该感应电压高次分量生成部根据所述永久磁铁电动机的转数、所述永久磁铁电动机的输出转矩或者所述电力变换器的直流母线电流，根据感应电压的高次分量数据来生成感应电压的高次分量，

将所述感应电压的高次分量相加到所述控制装置的电压指令值中。

5.一种空气调节机，其特征在于，具备：

具有由权利要求1或2所述的所述电动机控制装置所控制的所述永久磁铁电动机的压缩机、冷凝器、膨胀装置、和蒸发器。