JP2013110859A - モータ制御装置、および空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】三相インバータ回路に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合であっても、スイッチング損失を低減することができるようにする。
【解決手段】モータ制御装置１１は、直流電源１３に接続された二相変調方式の三相インバータ回路１７と、三相インバータ回路１７を用いて三相同期モータ１５のベクトル制御を行うベクトル制御部１９と、を備える。ベクトル制御部１９は、二相変調に係る固定相の区間を、ｄ軸ｑ軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第１の制御モード、および、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差を用いて決定する第２の制御モードを有し、第１の制御モードと第２の制御モードとのいずれかを切り替えて用いて三相同期モータ１５のベクトル制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源に接続された二相変調方式の三相インバータ回路を用いて三相同期モータの駆動制御をベクトル制御により行うモータ制御装置、および空気調和機に関する。

モータを搭載した機器では、地球環境保全の要請から、省資源、省エネルギーを強く求められるようになってきた。こうした要求を満たすために、特許文献１には、直流電源に接続された二相変調方式の三相インバータ回路を用いて三相同期モータの駆動制御をベクトル制御により行う技術が記載されている。

三相インバータ回路は、三相の各々について一対のスイッチング素子を有する。二相変調方式では、一の相に係る一対のスイッチング素子を休止相としてそのスイッチ状態の切り替えを休止し、他の二相に係る一対のスイッチング素子のスイッチ状態を切り替えるように動作する。
また、三相同期モータの制御手法として、三相インバータ回路を用いて、三相同期モータの磁極方向に延びるｄ軸と、これに直行するｑ軸とに流れる電流をそれぞれ独立に調整することで三相同期モータのトルク制御を行うベクトル制御技術が知られている。

具体的には、特許文献１には、三相交流モータに印加する三相電圧の各相電圧を所定期間毎に順番に固定する二相変調方式において、相電圧の振幅が所定のしきい値未満である場合に二相変調方式を中断して三相電圧を出力する一方、相電圧の振幅が所定のしきい値以上である場合に各相電圧をπ／３期間毎に順次固定するπ／３固定方式のモータ制御技術が開示されている。
特許文献１に係るモータ制御技術によれば、固定相切り替え不調を抑止しつつインバータのスイッチング損失を低減してモータの高効率運転を実現することができるという。

特開２００５−２２９６７６号公報

しかしながら、特許文献１に係るモータ制御技術では、二相変調に係る固定相の区間を、三相インバータ回路に係る電圧指令の位相を基準として決定している。このため、三相インバータ回路に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合に、スイッチング損失の増大を招くおそれがあった。

本発明は、前記課題を解決するためになされたものであり、三相インバータ回路に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合であっても、スイッチング損失を低減することができるようにすることを目的とする。

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源に接続された二相変調方式の三相インバータ回路と、前記三相インバータ回路を用いて三相モータのベクトル制御を行うベクトル制御部と、を備えるモータ制御装置であって、前記ベクトル制御部は、二相変調に係る固定相の区間を、ｄ軸ｑ軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第１の制御モード、および、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差を用いて決定する第２の制御モードを有し、前記第１の制御モードと前記第２の制御モードとのいずれかを用いて前記三相モータのベクトル制御を行う、ことを最も主要な特徴とする。

本発明によれば、三相インバータ回路に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合であっても、スイッチング損失を低減することができる。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１の全体構成を表すブロック図である。 三相変調の電圧指令波形を表す図である。 固定相６０度切り替え方式二相変調の電圧指令波形を表す図である。 上固定相１２０度切り替え方式二相変調の電圧指令波形を表す図である。 下固定相１２０度切り替え方式二相変調の電圧指令波形を表す図である。 ｄ軸とｑ軸の電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を表す図である。 本発明の第１変形例に係るＵ相の電圧指令波形および電流指令波形の関係（位相差０度）を対比して表す図である。 本発明の第１変形例に係るＵ相の電圧指令波形および電流指令波形の関係（位相差１５度）を対比して表す図である。 本発明の第１変形例に係るＵ相の電圧指令波形および電流指令波形の関係（位相差３０度）を対比して表す図である。 本発明の第１変形例に係るＵ相の電圧指令波形および電流指令波形の関係（位相差４５度）を対比して表す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
（本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１の全体構成）
はじめに、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１の全体構成について、図１を参照して説明する。図１は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１の全体構成を表すブロック図である。本実施形態に係るモータ制御装置１１について、三相インバータ回路１７により三相同期モータ１５（本発明の“三相モータ”に相当する。具体的には、例えば直流ブラシレスモータなどを用いる。）の駆動制御を行う例をあげて説明する。また、実施形態に係る三相同期モータ１５は、不図示のロータの回転位置を検出する位置センサ１６を備える。実施形態に係る三相同期モータ１５は、例えば、不図示の空気調和機の冷凍サイクルに設けられる圧縮機（不図示）を駆動するものとして以下の説明を進める。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１は、図１に示すように、直流電源１３と、三相同期モータ１５の駆動制御を行う三相インバータ回路１７と、電磁誘導式の架線電流センサ１８と、制御回路１９（本発明の“ベクトル制御部”に相当する。）と、を備えて構成されている。

直流電源１３は、例えば蓄電池である。ただし、直流電源１３として、不図示の交流電源と、この交流電源に接続されるコンバータ回路（例えば、不図示のリアクタ、全波整流回路、および、平滑回路を含んでなる。）との組み合わせを採用してもよい。

三相インバータ回路１７は、直流電源１３から与えられた直流電力を、ｕ相・ｖ相・ｗ相の擬似的な三相交流電力に変換し、変換後の擬似的な三相交流電力を三相同期モータ１５に供給することで、三相同期モータ１５の駆動制御を行う役割を果たす。

三相インバータ回路１７は、図１に示すように、第１〜第６のスイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓvp，Ｓvn，Ｓwp，Ｓwnを有する。第１〜第６のスイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓvp，Ｓvn，Ｓwp，Ｓwnとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulate Gate Bipola Transisitor）構造のものや、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）構造のものなどを適宜用いればよい。

第１および第２のスイッチング素子Ｓup，Ｓunは、第１の接続点Ｎｄ１を介して直列接続されている。第１および第２のスイッチング素子Ｓup，Ｓunのそれぞれには、第１および第２の寄生ダイオードＤup，Ｄunが逆並列接続されている。第１の接続点Ｎｄ１は、三相同期モータ１５のｕ相動力線に接続されている。以下の説明において、第１のスイッチング素子Ｓupを第１の上アームＵＡ１と呼び、第２のスイッチング素子Ｓunを第１の下アームＬＡ１と呼ぶ場合がある。

第３および第４のスイッチング素子Ｓvp，Ｓvnは、第２の接続点Ｎｄ２を介して直列接続されている。第３および第４のスイッチング素子Ｓvp，Ｓvnのそれぞれには、第３および第４の寄生ダイオードＤvp，Ｄvnが逆並列接続されている。第２の接続点Ｎｄ２は、三相同期モータ１５のｖ相動力線に接続されている。以下の説明において、第３のスイッチング素子Ｓvpを第２の上アームＵＡ２と呼び、第４のスイッチング素子Ｓvnを第２の下アームＬＡ２と呼ぶ場合がある。

第５および第６のスイッチング素子Ｓwp，Ｓwnは、第３の接続点Ｎｄ３を介して直列接続されている。第５および第６のスイッチング素子Ｓwp，Ｓwnのそれぞれには、第５および第６の寄生ダイオードＤwp，Ｄwnが逆並列接続されている。第３の接続点Ｎｄ３は、三相同期モータ１５のｗ相動力線に接続されている。以下の説明において、第５のスイッチング素子Ｓwpを第３の上アームＵＡ３と呼び、第６のスイッチング素子Ｓwnを第３の下アームＬＡ３と呼ぶ場合がある。

第１および第２のスイッチング素子Ｓup，Ｓunの直列接続回路、第３および第４のスイッチング素子Ｓvp，Ｓvnの直列接続回路、および、第５および第６のスイッチング素子Ｓwp，Ｓwnの直列接続回路のそれぞれは、正の直流母線ＰＬおよび負の直流母線ＮＬの間に、相互に並列に接続されている。

電流センサ１８は、図１に示すように、負の直流母線ＮＬに近接させて設けられている。負の直流母線ＮＬは接地されている。架線電流センサ１８は、直流電源１３から三相インバータ回路１７へと流れる母線電流を検出する機能を有する。架線電流センサ１８で検出された母線電流Ｉｏは、後記するモータ電流再現器２１へと送られる。

制御回路１９は、モータ電流再現器２１、三相→ｄｑ変換器２３、Ｉｄ＊・Ｉｑ＊発生器２５、Ｖｄ＊・Ｖｑ＊演算器２７、ｄｑ→三相変換器２９、電流位相演算器３１と、電圧位相演算器３３と、位相調整器３５と、相電圧演算器３７、ＰＷＭ信号発生器３９とを備えて構成されている。

モータ電流再現器２１は、架線電流センサ１８で検出された母線電流Ｉｏの情報を用いて、三相同期モータ１５に流れる三相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する。

三相→ｄｑ変換器２３は、モータ電流再現器２１で再現された三相同期モータ１５に流れる三相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを対象として座標変換処理を行い、ｄ軸ｑ軸の各電流Ｉｄ・Ｉｑを取得する。

Ｉｄ＊・Ｉｑ＊発生器２５は、三相→ｄｑ変換器２３で得られたｄ軸ｑ軸の各電流値Ｉｄ・Ｉｑをフィードバック量として、ｄ軸ｑ軸の各電流指令値Ｉｄ＊・Ｉｑ＊を発生する。この電流の決め方としては、例えば、Ｉｄ＊＝０制御や、最大トルク制御などの、適宜の手法（いかなる手法でも可）を用いればよい。

Ｖｄ＊・Ｖｑ＊演算器２７は、三相同期モータ１５の回転速度情報ω、および、Ｉｄ＊・Ｉｑ＊発生器２５で発生したｄ軸ｑ軸の各電流指令値Ｉｄ＊・Ｉｑ＊の情報を用いて、次の式（１）、（２）に従い、ｄ軸ｑ軸の各電圧指令値Ｖｄ＊・Ｖｑ＊を演算する。
Ｖｄ＊＝ｒ・Ｉｄ＊−ω・Ｌｑ・Ｉｑ＊ ・・・式（１）
Ｖｑ＊＝ｒ・Ｉｑ＊＋ω・Ｌｄ・Ｉｄ＊＋ω・ＫＥ ・・・式（２）

回転速度情報ωとしては、三相同期モータ１５に流れるモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて算出してもよいし、回転速度指令値を用いてもよいし、または、三相同期モータ１５が有する位置センサ１６により検出したロータの回転位置情報を用いてもよい。

ｄｑ→三相変換器２９は、Ｖｄ＊・Ｖｑ＊演算器２７で得られたｄ軸ｑ軸の各電圧指令値Ｖｄ＊・Ｖｑ＊を対象として座標変換処理を行い、相電圧指令値Ｖｕ０＊、Ｖｖ０＊、Ｖｗ０＊を取得する。

電流位相演算器３１は、Ｉｄ＊・Ｉｑ＊発生器２５で得られたｄ軸ｑ軸の各電流指令値Ｉｄ＊・Ｉｑ＊の情報を用いて、電流指令の位相Δθｉを演算する。

電圧位相演算器３３は、Ｖｄ＊・Ｖｑ＊演算器２７での演算により求められたｄ軸ｑ軸の各電圧指令値Ｖｄ＊・Ｖｑ＊の情報を用いて、電圧指令の位相Δθｖを演算する。

位相調整器３５は、電流位相演算器３１で得られた電流指令の位相Δθｉ、および、電圧位相演算器３３で得られた電圧指令の位相Δθｖに基づいて、電流指令の位相Δθｉと電圧指令の位相Δθｖとの位相差を求める。

相電圧演算器３７は、ｄｑ→三相変換器２９で得られた相電圧指令値Ｖｕ０＊、Ｖｖ０＊、Ｖｗ０＊、電流位相演算器３１で得られた電流指令の位相Δθｉ、および、電圧位相演算器３３で得られた電圧指令の位相Δθｖに基づいて、相電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を算出する。

また、相電圧演算器３７は、二相変調に係る固定相の区間を、ｄ軸ｑ軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第１の制御モード、および、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトル（電流指令の位相Δθｉ）と電圧ベクトル（電圧指令の位相Δθｖ）との位相差を用いて決定する第２の制御モードを有し、第１の制御モードと前記第２の制御モードとのいずれかを切り替えて用いて三相同期モータ１５のベクトル制御を行う機能を有する。

ＰＷＭ信号発生器３９は、相電圧演算器３７で得られた相電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を用いて、三相インバータ回路１７を構成する第１〜第６のスイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓvp，Ｓvn，Ｓwp，Ｓwnのオンオフ信号（ＰＷＭ信号）；ｕ＋、ｕ−、ｖ＋、ｖ−、ｗ＋、ｗ−をそれぞれ演算する。

三相インバータ回路１７は、前記した制御回路１９から出力されたパルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）に基づき、三相同期モータ１５に三相の疑似正弦波電圧を供給する。

（本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１の動作）
次に、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１の動作について、図２〜図６を参照して説明する。図２は、三相変調の電圧指令波形を表す図である。図３は、固定相６０度切り替え方式二相変調の電圧指令波形を表す図である。図４は、上固定相１２０度切り替え方式二相変調の電圧指令波形を表す図である。図５は、下固定相１２０度切り替え方式二相変調の電圧指令波形を表す図である。図６は、ｄ軸ｑ軸の電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を表す図である。

説明の便宜のために、三相の各相毎の電圧レベルを、電気角π／３（６０度）の区間だけ高位電源レベルまたは低位電源レベルに交互に固定する２相変調方式（図３参照）を上下６０度固定２相変調方式と呼び、電気角２π／３（１２０度）の区間だけ高位電源レベルに固定する２相変調方式（図４参照）を上１２０度固定２相変調方式と呼び、電気角２π／３（１２０度）の区間だけ低位電源レベルに固定する２相変調方式（図５参照）を下１２０度固定２相変調方式と呼ぶ。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１の動作説明に先立って、二相変調に係る固定相の区間を、ｄ軸ｑ軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第１の制御モードを有する、比較例に係るモータ制御装置の動作について説明する。
なお、比較例に係るモータ制御装置は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１のうちベクトル制御部１９の構成を除いて、その他の構成は共通である。そこで、比較例に係るモータ制御装置の説明において、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１の構成部材に付された符号を援用することとする。

１８０度の電気角区間で通電制御を行う場合、ｄ軸・ｑ軸の電圧指令Ｖｄ・Ｖｑは、電流指令Ｉｄ・Ｉｑを式（１）、式（２）に代入して求めることができる。ここで、電圧指令Ｖｄ・Ｖｑによる電圧指令の位相と、Ｉｄ・Ｉｑによる電流指令の位相とは、三相同期モータ１５の抵抗値ｒやｄ軸ｑ軸のインダクタンス値Ｌｄ，Ｌｑなどのパラメータの値によって変わる（図６参照）。
Ｖｄ＝ｒ・Ｉｄ − ω・Ｌｑ・Ｉｑ ・・・・・・・式（１）
Ｖｑ＝ｒ・Ｉｑ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋ ω・ＫＥ ・・・式（２）
ただし、ｒ：モータ抵抗値、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス値、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス値、ＫＥ：相誘起電圧定数、ω：電気角周波数（ω[ｒαｄ／ｓ]＝２πｆ[Ｈｚ]）である。

比較例に係るモータ制御装置によって二相変調を行う場合、図３、図４、図５に示すように、二相変調に係る固定相の区間を、三相インバータ回路１７に係る電圧指令の位相を基準として決定している。二相変調の目的は、スイッチング損失の低減である。スイッチング損失は、電圧と電流のクロス波形から決まる。三相インバータ回路１７は、一定の直流電圧を微細な時間幅で順次切り出すＰＷＭ制御によってつくりだされた疑似正弦波電圧を出力する。この疑似正弦波電圧を三相同期モータ１５に印加すると、三相同期モータ１５に流れる電流は正弦波となる。スイッチング損失は、電圧と電流のクロス波形を考慮すると、一定の直流電圧と正弦波電流で決まる。したがって、二相変調に係る固定相の区間を、電圧指令の位相を用いて決定すると、電圧指令の位相と電流指令の位相の差が大きい場合に、スイッチング損失の増大を招くおそれがあった。

そこで、実施形態に係るモータ制御装置１１の特徴部分である、二相変調に係る固定相の区間を、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差を用いて決定する第２の制御モードについて、上下６０度固定二相変調方式を例示して説明する。

はじめに、比較例に係るモータ制御装置における上下６０度固定二相変調処理について説明する。相電圧演算器３７は、ｄｑ→三相変換器２９で得られた相電圧指令値Ｖｕ０＊、Ｖｖ０＊、Ｖｗ０＊を、Ｕ相を基準にした電圧指令の位相θｖを用いて６０度毎に６つのパターンに分けて（式（３）参照）、それぞれのパターンに応じて二相変調処理を行う。

０度≦θｖ＜ ６０度 Ｖ最小
６０度≦θｖ＜１２０度 Ｕ最大
１２０度≦θｖ＜１８０度 Ｗ最小 ・・・式（３）
１８０度≦θｖ＜２４０度 Ｖ最大
２４０度≦θｖ＜３００度 Ｕ最小
３００度≦θｖ＜３６０度 Ｗ最大

この例において、Ｕ最大の場合の二相変調処理は式（４）で表すようになり、Ｕ相最小の場合の二相変調処理は式（５）で表すようになる。また、他の各相において最大・最小の場合も同様の二相変調処理を行う。これにより、図４に示すような相印加電圧指令波形を得る。

Ｖｕ１＊＝二相変調率による最大振幅（最大値）
Ｖｖ１＊＝（Ｖｕ０＊ −二相変調率による最大振幅 ）＋Ｖｖ０＊ ・・・式（４）
Ｖｗ１＊＝（Ｖｕ０＊ −二相変調率による最大振幅 ）＋Ｖｗ０＊
Ｖｕ１＊＝二相変調率による最大振幅（最小値）
Ｖｖ１＊＝（Ｖｕ０＊ −二相変調率による最大振幅 ）＋Ｖｖ０＊ ・・・式（５）
Ｖｗ１＊＝（Ｖｕ０＊ −二相変調率による最大振幅 ）＋Ｖｗ０＊

次に、実施形態に係るモータ制御装置１１における上下６０度固定二相変調処理について説明する。電流指令の位相がｄ軸ｑ軸の第２象限に存する場合、位相調整器３５は、電圧位相演算器３１により式（６）を用いて演算した電流指令の位相Δθｉと、電圧位相演算器３３により式（７）を用いて演算した電圧指令の位相Δθｖとの位相差を計算する。
Δθｉ＝１８０＋ tan^-1 （Ｉｑ／Ｉｄ） ・・・式（６）
Δθｖ＝１８０＋ tan^-1 （Ｖｑ／Ｖｄ） ・・・式（７）

そして、式（８）のように場合分けを行えばよい。
０度＋Δθｖ−Δθｉ≦θｖ＜ ６０度＋Δθｖ−Δθｉ Ｖ最小
６０度＋Δθｖ−Δθｉ≦θｖ＜１２０度＋Δθｖ−Δθｉ Ｕ最大
１２０度＋Δθｖ−Δθｉ≦θｖ＜１８０度＋Δθｖ−Δθｉ Ｗ最小 ・・・式（８）
１８０度＋Δθｖ−Δθｉ≦θｖ＜２４０度＋Δθｖ−Δθｉ Ｖ最大
２４０度＋Δθｖ−Δθｉ≦θｖ＜３００度＋Δθｖ−Δθｉ Ｕ最小
３００度＋Δθｖ−Δθｉ≦θｖ＜３６０度＋Δθｖ−Δθｉ Ｗ最大

以上説明したように、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１によれば、上下６０度固定二相変調処理において、二相変調に係る固定相の区間を、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトル（電流指令の位相Δθｉ）と電圧ベクトル（電圧指令の位相Δθｖ）との位相差を用いて決定する構成を採用した。したがって、三相インバータ回路１７に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合であっても、スイッチング損失を低減することができる。

（本発明の第１変形例に係るモータ制御装置１１）
次に、本発明の第１変形例に係るモータ制御装置１１について、図７Ａ〜図７Ｄを参照して説明する。図７Ａは、本発明の第１変形例に係るＵ相の電圧指令波形および電流指令波形の関係（位相差０度）を対比して表す図である。図７Ｂは、第１変形例に係るＵ相の電圧指令波形および電流指令波形の関係（位相差１５度）を対比して表す図である。図７Ｃは、第１変形例に係るＵ相の電圧指令波形および電流指令波形の関係（位相差３０度）を対比して表す図である。図７Ｄは、第１変形例に係るＵ相の電圧指令波形および電流指令波形の関係（位相差４５度）を対比して表す図である。

前記したように、上下６０度固定二相変調処理において、二相変調に係る固定相の区間を、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトル（電流指令の位相Δθｉ）と電圧ベクトル（電圧指令の位相Δθｖ）との位相差を用いて決定する本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１では、スイッチング損失を低減する効果が得られる反面、電圧の不連続点が増えるため、ノイズの発生、トルクの高調波増大、制御の不安定などといった新たな課題を生じるおそれがある。

こうした新たな課題を解決するために、本発明の第１変形例に係るモータ制御装置１１では、ベクトル制御部１９は、二相変調に係る固定相の区間を、ｄ軸ｑ軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第１の制御モード、および、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差を用いて決定する第２の制御モードを有し、第１の制御モードと第２の制御モードとのいずれかを切り替えて用いて三相同期モータ１５のベクトル制御を行う構成を採用することとした。

第１の制御モードでは、二相変調に係る固定相の区間を、電圧指令の位相Δθｖを用いて決定する。第１の制御モードは、それ単独では、従来技術に属するものである。

一方、第２の制御モードでは、前記したように、二相変調に係る固定相の区間を、電流指令の位相Δθｉと電圧指令の位相Δθｖとの位相差を用いて決定する。

そして、本発明の第１変形例に係るモータ制御装置１１では、ベクトル制御部１９は、二相変調に係る固定相の区間を、第１の制御モードと第２の制御モードとのいずれか一方を切り替えて用いる決定をし、こうして決定した方の制御モードを用いて、三相同期モータ１５のベクトル制御を行う構成を採用することとした。

ここで、本発明の第１変形例に係るモータ制御装置１１では、二相変調に係る固定相の区間を決定する際の制御モードとして、第１の制御モード、または、第２の制御モードのうちいずれかを、いかなる考え方に基づいて切り替えて用いるのかが問題となる。

かかる問題に対し、本発明の第１変形例に係るモータ制御装置１１では、ベクトル制御部１９は、三相同期モータ１５の負荷に応じて、三相同期モータ１５が高負荷運転中の場合は第１の制御モードを、三相同期モータ１５が低負荷運転中の場合は第２の制御モードを、切り替えて用いる構成を採用している。その理由は、下記の通りである。

すなわち、第１の制御モードを用いた三相同期モータ１５のベクトル制御では、第２の制御モードを用いた同制御と比べて、ノイズが小さく、かつ、制御安定性が大きい。電圧を固定する際の時系列的な電圧差が、第２の制御モードを用いた同制御と比べて小さいからである。

これに対し、第２の制御モードを用いた三相同期モータ１５のベクトル制御では、第１の制御モードを用いた同制御と比べて、ノイズが大きく、かつ、制御安定性が小さい。電圧を固定する際の時系列的な電圧差が、第２の制御モードを用いた同制御と比べて大きいからである。ただし、第２の制御モードを用いた制御では、第１の制御モードを用いた同制御と比べて、スイッチング損失が小さい。スイッチングの頻度が、第１の制御モードを用いた同制御と比べて低いからである。

前記を踏まえると、三相同期モータ１５が高負荷運転中の場合は、第１の制御モードを用いるのが好ましい。高負荷運転では、制御安定性の大きいことが重視されるからである。これに対し、三相同期モータ１５が低負荷運転中の場合は、第２の制御モードを用いるのが好ましい。低負荷運転では、スイッチング損失の小さいこと（省エネルギー性能の高いこと）が重視されるからである。特に、空気調和機（不図示）では、省エネルギー性能の評価指標としてＡＰＦ（Annual Performance Factor：通年エネルギー消費効率）を採用している関係上、低負荷運転時に高効率である方が有利である。

なお、空気調和機において、三相同期モータ１５が高負荷運転を行うケースとは、低温時の暖房運転や、高温時の冷房運転や、強風モード選択時などが相当する。これに対し、空気調和機において、三相同期モータ１５が低負荷運転を行うケースとは、高温時の暖房運転や、低温時の冷房運転や、弱風モード選択時など（一般に、室内温度と設定温度とが近いケース）が相当する。

三相同期モータ１５の運転モード情報（高負荷運転中か、または、低負荷運転中かに係る情報）は、制御回路１９において、外気温度、室内温度、設定温度、送風設定情報などに基づいて決定される。こうして決定（設定）された運転モード情報を取得して、ベクトル制御部１９は、取得した運転モード情報に基づいて、二相変調に係る固定相の区間を決定する際の制御モードとして、第１の制御モード、または、第２の制御モードのうちいずれかを切り替えて用いればよい。

また、第１の制御モードと第２の制御モードとの切り替えを、三相同期モータの回転速度の変化、三相同期モータに流れる電流の変化、三相同期モータに印加される電圧の変化、モータ電流とモータ定数に基づいて得られるトルクの変化、二相変調に係る変調率の変化などを捉えて行ってもよい。これらの情報は、三相同期モータ１５の運転モード情報を含むものとして適切だからである。

ところで、二相変調に係る固定相の区間を、電流指令の位相Δθｉと電圧指令の位相Δθｖとの位相差を用いて決定する第２の制御モードを用いて、図７Ａ〜図７Ｄに示すように、三相同期モータ１５のベクトル制御を行ったとする。このとき、電圧指令波形と電流指令波形との間の位相差が３０度以下のケースでは、図７Ａ〜図７Ｃに示すように、電圧デューティ比は０と１との間に存する。これに対し、前記の位相差が３０度を超える（４５度）ケースでは、図７Ｄに示すように、電圧デューティ比としては、制御の安定性を損なう、０より小さい部分、および、１より大きい部分が現れる。

前記を踏まえて、本発明の第１変形例に係るモータ制御装置１１では、ベクトル制御部１９は、電圧指令波形と電流指令波形との間の位相差に基づいて、同位相差が３０度以内の場合は第２の制御モードを、同位相差が３０度を超える場合は第１の制御モードを、切り替えて用いる構成を採用してもよい。このように構成すれば、高い制御安定性を維持可能なモータ制御装置１１を得ることができる。

以上説明したように、本発明の第１変形例に係るモータ制御装置１１によれば、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１に関する前記の作用効果に加えて、全体的に高効率、低ノイズ、低トルク高調波、および、高い制御安定性を実現することができる。

（本発明の第２変形例に係るモータ制御装置１１）
本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１では、前記したように、スイッチング損失を低減する効果が得られる反面、電圧の不連続点が増えるため、ノイズの発生、トルクの高調波増大、制御の不安定などといった新たな課題を生じる。こうした課題を解決するための他のアプローチとして、本発明の第２変形例に係るモータ制御装置１１では、ベクトル制御部１９は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１で引用した式（８）のうち、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトル（電流指令の位相Δθｉ）と電圧ベクトル（電圧指令の位相Δθｖ）との位相差（＋Δθｖ−Δθｉ）に対し、第１の定数α（−３０度≦α≦３０度、本発明の“所定の定数”に相当する。）を加えた演算結果を用いて、第２の制御モードにおける二相変調に係る固定相の区間を決定する構成を採用することとした。具体的には、式（８）の（＋Δθｖ−Δθｉ）の代わりに、（＋Δθｖ−Δθｉ＋α）を置き換えた式（９）を用いて、本発明の実施形態と同様の場合分けを行えばよい。

式（９）：
０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ≦θｖ＜ ６０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ Ｖ最小
６０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ≦θｖ＜１２０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ Ｕ最大
１２０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ≦θｖ＜１８０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ Ｗ最小
１８０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ≦θｖ＜２４０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ Ｖ最大
２４０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ≦θｖ＜３００度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ Ｕ最小
３００度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ≦θｖ＜３６０度＋Δθｖ−Δθｉ＋ａ Ｗ最大

本発明の第２変形例に係るモータ制御装置１１では、電圧位相基準に係る第１の制御モードを用いた制御、および、電流位相基準に係る第２の制御モードを用いた制御を平均化したモードを用いた制御が遂行される。本発明の第２変形例に係るモータ制御装置１１によれば、本発明の第１変形例と同様に、全体的に高効率、低ノイズ、低トルク高調波、および、高い制御安定性を実現することができる。

なお、第１の定数αは、三相同期モータの回転速度の変化、三相同期モータに流れる電流の変化、三相同期モータに印加される電圧の変化、二相変調に係る変調率の変化などに従って可変設定される態様を採用してもよい。

（本発明の第３変形例に係るモータ制御装置１１）
次に、本発明の第３変形例に係るモータ制御装置１１について説明する。本発明の第３変形例に係るモータ制御装置１１では、ベクトル制御部１９は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１で引用した式（８）のうち、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトル（電流指令の位相Δθｉ）と電圧ベクトル（電圧指令の位相Δθｖ）との位相差（＋Δθｖ−Δθｉ）の代わりに、第２の定数β（−９０度≦β≦９０度、本発明の“所定の定数”に相当する。）を用いて、第２の制御モードにおける二相変調に係る固定相の区間を決定する構成を採用することとした。具体的には、式（８）の（＋Δθｖ−Δθｉ）の代わりに、第２の定数βを置き換えた式（１０）を用いて、本発明の実施形態と同様の場合分けを行えばよい。

０度＋β≦θｖ＜ ６０度＋β Ｖ最小
６０度＋β≦θｖ＜１２０度＋β Ｕ最大
１２０度＋β≦θｖ＜１８０度＋β Ｗ最小 ・・・式（１０）
１８０度＋β≦θｖ＜２４０度＋β Ｖ最大
２４０度＋β≦θｖ＜３００度＋β Ｕ最小
３００度＋β≦θｖ＜３６０度＋β Ｗ最大

本発明の第３変形例に係るモータ制御装置１１によれば、本発明の実施形態および第１〜第１変形例に係るモータ制御装置１１と同様に、三相インバータ回路１７に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合であっても、スイッチング損失を低減することができる。

なお、第２の定数βは、三相同期モータの回転速度の変化、三相同期モータに流れる電流の変化、三相同期モータに印加される電圧の変化、二相変調に係る変調率の変化などに従って可変設定される態様を採用してもよい。

［その他の実施形態］
以上説明した実施形態および変形例は、本発明の具現化例を示したものである。従って、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されることがあってはならない。本発明はその要旨またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形態で実施することができるからである。

例えば、本発明の実施形態または第１〜第３変形例に係るモータ制御装置１１を不図示の空気調和機に搭載し、このモータ制御装置１１を、空気調和機の室外ファンモータ（不図示）の駆動制御用途に適用すると、高効率な空気調和機を実現することができる。

また、本発明の実施形態または第１〜第３変形例に係るモータ制御装置１１を不図示の空気調和機に搭載し、このモータ制御装置１１を、空気調和機の圧縮機（不図示）を駆動する三相同期モータ１５の駆動制御用途に適用しても、高効率な空気調和機を実現することができる。

また、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１１において、負の直流母線ＮＬに近接させた架線電流センサ１８を用いて電流検出を行う例をあげて説明したが、本発明はこの例に限定されない。本発明において、複数の電流センサを三相インバータ回路１７の出力ラインに設けてモータ電流を検出したり、三相インバータ回路１７の第１〜第３の下アームＬＡ１〜ＬＡ３と接地端子との間にシャント抵抗（不図示）を挿入し、電流検出を行ってもよいことはいうまでもない。

１１ モータ制御装置
１３ 直流電源
１５ 三相同期モータ（三相モータ）
１６ 位置センサ
１７ 三相インバータ回路
１８ 架線電流センサ
１９ 制御回路（ベクトル制御部）
２１ モータ電流再現器
２３ 三相→ｄｑ変換器
２５ Ｉｄ＊・Ｉｑ＊発生器
２７ Ｖｄ＊・Ｖｑ＊演算器
２９ ｄｑ→三相変換器
３１ 電流位相演算器
３３ 電圧位相演算器
３５ 位相調整器
３７ 相電圧演算器
３９ ＰＷＭ信号発生器
Ｄup 第１の寄生ダイオード
Ｄun 第２の寄生ダイオード
Ｄvp 第３の寄生ダイオード
Ｄvn 第４の寄生ダイオード
Ｄwp 第５の寄生ダイオード
Ｄwn 第６の寄生ダイオード
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ モータ電流
Ｉｄ・Ｉｑ 三相→ｄｑ変換器２３で得られたｄ軸ｑ軸の各電流値
Ｉｄ＊・Ｉｑ＊ Ｉｄ＊・Ｉｑ＊発生器２５で得られたｄ軸ｑ軸の各電流指令値
ＰＬ 正の直流母線
ＮＬ 負の直流母線
Ｓup（ＵＡ１） 第１のスイッチング素子
Ｓun（ＬＡ１） 第２のスイッチング素子
Ｓvp（ＵＡ２） 第３のスイッチング素子
Ｓvn（ＬＡ２） 第４のスイッチング素子
Ｓwp（ＵＡ３） 第５のスイッチング素子
Ｓwn（ＬＡ３） 第６のスイッチング素子
Ｖｄ＊・Ｖｑ＊ Ｖｄ＊・Ｖｑ＊ 演算器２７で得られたｄ軸ｑ軸の各電圧指令値
Ｖｕ０＊、Ｖｖ０＊、Ｖｗ０＊ ｄｑ→三相変換器２９で得られた相電圧指令値
Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊ 相電圧演算器３７で得られた相電圧指令値
Δθｖ 電圧指令の位相
Δθｉ 電流指令の位相

Claims (10)

1. 直流電源に接続された二相変調方式の三相インバータ回路と、前記三相インバータ回路を用いて三相モータのベクトル制御を行うベクトル制御部と、を備えるモータ制御装置であって、
   前記ベクトル制御部は、二相変調に係る固定相の区間を、ｄ軸ｑ軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第１の制御モード、および、ｄ軸ｑ軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差を用いて決定する第２の制御モードを有し、前記第１の制御モードと前記第２の制御モードとのいずれかを用いて前記三相モータのベクトル制御を行う、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置であって、
   前記ベクトル制御部は、前記三相モータに係る負荷の大きさに応じて、当該三相モータが高負荷運転中の場合は前記第１の制御モードを、当該三相モータが低負荷運転中の場合は前記第２の制御モードを、切り替えて用いる、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置であって、
   前記ベクトル制御部は、前記位相差に基づいて、当該位相差が３０度以内の場合は前記第２の制御モードを、当該位相差が３０度を超える場合は前記第１の制御モードを、切り替えて用いる、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１〜３に記載のモータ制御装置であって、
   前記ベクトル制御部は、前記第１の制御モードにおける二相変調に係る固定相の区間を、前記ｄ軸ｑ軸の電圧ベクトルの位相に所定の定数を加えた演算結果を用いて決定する、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１〜３に記載のモータ制御装置であって、
   前記ベクトル制御部は、前記第２の制御モードにおける二相変調に係る固定相の区間を、前記ｄ軸ｑ軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差に所定の定数を加えた演算結果を用いて決定する、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項４または５に記載のモータ制御装置であって、
   前記所定の定数は、前記三相モータの回転速度の変化に従って可変設定される、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項４または５に記載のモータ制御装置であって、
   前記所定の定数は、前記三相モータに流れる電流の変化に従って可変設定される、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項４または５に記載のモータ制御装置であって、
   前記所定の定数は、前記三相モータに印加される電圧の変化に従って可変設定される、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項４または５に記載のモータ制御装置であって、
   前記所定の定数は、二相変調に係る変調率の変化に従って可変設定される、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項１〜９のいずれか一項に記載のモータ制御装置を搭載し、
    前記モータ制御装置は、前記三相モータの駆動制御を行う、
    ことを特徴とする空気調和機。

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