JP2020068587A - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ユーザに不快感を与えることを防止できる回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】制御装置は、３相のシャント抵抗のうち少なくとも２相分のシャント抵抗に電流が流れている期間において、電流が流れている各シャント抵抗の電圧を検出する電流検出部と、回転電機のステータ巻線に高周波電圧を印加する高周波印加部と、電流検出部により検出された電圧に基づいて、高周波電圧の印加に伴いステータ巻線に流れる高周波電流を検出する高周波検出部とを備えている。制御装置は、検出された高周波電流に基づいて、回転電機の磁極位置を推定する推定部と、電流検出部により検出された電圧と、推定された磁極位置とに基づいて、インバータを構成する各スイッチのスイッチングモードを設定する設定部とを備えている。高周波印加部は、周波数が人の可聴域よりも高い方に外れた高周波電圧をステータ巻線に印加する。【選択図】 図６

Description

本発明は、回転電機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、特許文献１に記載されているように、３相分の上下アームのスイッチを有するインバータと、インバータに電気的に接続されたステータ巻線を有する同期式の回転電機と、シャント抵抗とを備えるシステムに適用されるものが知られている。シャント抵抗は、各相において、上下アームのうちいずれか一方のスイッチのみに電気的に接続されている。

制御装置は、各シャント抵抗のうち少なくとも２相分のシャント抵抗に電流が流れている期間において、電流が流れている各シャント抵抗の電圧を検出する。制御装置は、検出した電圧に基づいて、インバータを構成する各スイッチのスイッチングモードを設定する。

特開平６−３５１２８０号公報

スイッチングモードを設定するには、回転電機の磁極位置の情報が必要となる。ここで、ホール素子やレゾルバ等の角度センサにより検出される回転電機の回転角情報を用いることのない位置センサレス制御が採用される場合、磁極位置を推定する必要がある。

そこで、制御装置は、ステータ巻線に高周波電圧を印加し、電流が流れている各シャント抵抗の電圧検出値に基づいて、高周波電圧の印加に伴いステータ巻線に流れる高周波電流を検出する。制御装置は、推定した磁極位置をスイッチングモードの設定に用いる。

高周波電圧の印加に伴ってノイズ音が発生する。このノイズ音の主要な周波数は、高周波電圧の周波数と同じ周波数である。高周波電圧の周波数が人の可聴域（例えば２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）に含まれると、インバータ及び回転電機を備えるシステムを使用するユーザに不快感を与えるおそれがある。

本発明は、ユーザに不快感を与えることを防止できる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

第１の発明は、３相分の上下アームのスイッチを有するインバータと、
前記インバータに電気的に接続されたステータ巻線を有する同期式の回転電機と、
各相において、上下アームのうちいずれか一方の前記スイッチのみに電気的に接続されたシャント抵抗と、を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置において、
前記各シャント抵抗のうち少なくとも２相分のシャント抵抗に電流が流れている期間において、電流が流れている前記各シャント抵抗の電圧を検出する電流検出部と、
前記ステータ巻線に高周波電圧を印加する高周波印加部と、
前記電流検出部により検出された電圧に基づいて、前記高周波電圧の印加に伴い前記ステータ巻線に流れる高周波電流を検出する高周波検出部と、
前記高周波検出部により検出された高周波電流に基づいて、前記回転電機の磁極位置を推定する推定部と、
前記電流検出部により検出された電圧と、前記推定部により推定された磁極位置である推定磁極位置とに基づいて、前記インバータを構成する前記各スイッチのスイッチングモードを設定する設定部と、を備え、
前記高周波印加部は、周波数が人の可聴域よりも高い方に外れた高周波電圧を前記ステータ巻線に印加する。

第１の発明では、ステータ巻線に印加される高周波電圧の周波数が、人の可聴域よりも高い方に外れている。このため、磁極位置を推定するために高調波電圧を印加する場合において、ユーザに不快感を与えることを防止することができる。

第２の発明では、前記推定部は、前記高周波検出部により高周波電流が検出されるたびに前記磁極位置を推定し、
前記設定部は、前記推定部により磁極位置が推定されるたびに、前記回転電機の制御量をその指令値にするための指令信号を前記推定磁極位置に基づいて生成し、上下アームの前記スイッチの操作状態を所定期間毎に相ごとに順次固定しつつ、３相のうち操作状態が固定された相以外の２相を構成する上下アームの前記スイッチを、生成した前記指令信号及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作する２相変調の前記スイッチングモードを設定する。

第２の発明では、高周波検出部により高周波電流が検出されるたびに磁極位置が推定される。ここで、磁極位置が推定されるたびに、回転電機の制御量をその指令値にするための指令信号を推定磁極位置に基づいて生成し、３相分の上下アームのスイッチを指令信号及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作する構成を比較例と称すこととする。高周波電圧の周波数を人の可聴域よりも高い方に外そうとすると、高周波電圧の周波数が過度に高くなる。この場合、比較例において、磁極位置の推定頻度が高くなり、キャリア信号の１周期が短くなる。その結果、キャリア信号の１周期におけるスイッチング回数が増加し、スイッチング損失が増加してしまう。

そこで、第２の発明では、上記２相変調のスイッチングモードを設定する。これにより、スイッチング回数を３相変調よりも少なくできる。その結果、高周波電圧の周波数を人の可聴域よりも高い方に外しつつ、スイッチング損失の増加を抑制することができる。

第３の発明では、前記設定部は、３相のうち操作状態をオフに固定する相を順次切り替える。

２相変調により操作状態が固定された相において、上下アームのスイッチのうちオン操作固定されたスイッチに電流が流れる。ここで、オン操作固定される期間が長くなると、オン操作固定されたスイッチの発熱量が大きくなり、スイッチの信頼性が低下するおそれがある。

そこで、第３の発明では、設定部は、３相のうち操作状態をオフに固定する相を順次切り替える。これにより、オン操作固定されたスイッチの発熱量が大きくなることを回避できる。

第４の発明では、前記設定部は、前記推定部により磁極位置が推定されるたびに、前記回転電機の制御量をその指令値にするための指令信号を前記推定磁極位置に基づいて生成し、生成した前記指令信号及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調により前記スイッチングモードを設定し、
前記推定部は、前記キャリア信号の２周期以上の周期毎に前記磁極位置を推定する。

第４の発明によれば、スイッチングモードの設定処理の演算期間を十分確保することができ、回転電機の制御が不安定となることを回避できる。

第１実施形態に係る回転電機の制御システムの全体構成を示す図。 制御装置の処理を示すブロック図。 電圧ベクトル及び検出可能な相電流の関係を示す図。 下ベタの２相変調処理時における指令時比率の推移を示すタイムチャート。 比較例に係る高周波電圧、指令時比率及びスイッチングモードの推移を示すタイムチャート。 第１実施形態に係る高周波電圧、指令時比率及びスイッチングモードの推移を示すタイムチャート。 第１実施形態の変形例２に係る制御システムの全体構成を示す図。 第１実施形態の変形例２に係る電圧ベクトル及び検出可能な相電流の関係を示す図。 第２実施形態に係る上ベタの２相変調処理時における指令時比率の推移を示すタイムチャート。 高周波電圧、指令時比率及びスイッチングモードの推移を示すタイムチャート。 第３実施形態に係る２相変調切り替え処理の手順を示すフローチャート。 第３実施形態の変形例に係る２相変調処理時における指令時比率の推移を示すタイムチャート。 第４実施形態に係る高周波電圧、指令時比率及びスイッチングモードの推移を示すタイムチャート。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る回転電機の制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、制御システムは、回転電機１０、インバータ２０、及び回転電機１０を制御対象とする制御装置４０を備えている。回転電機１０は、３相の同期機であり、ステータ巻線としてＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗを備えている。同期機は、例えば永久磁石同期機である。本実施形態において、回転電機１０は、突極機であるＩＰＭＳＭである。本実施形態において、回転電機１０は、車載補機を駆動するために用いられる。車載補機としては、例えば、ラジエータファンや、エアコンのブロワ、ウォーターポンプが挙げられる。

インバータ２０は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を３相分備えている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられており、より具体的には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。このため、各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎの高電位側端子はドレインであり、低電位側端子はソースである。各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎは、各ボディダイオードＤＵｐ，ＤＵｎ，ＤＶｐ，ＤＶｎ，ＤＷｐ，ＤＷｎを有している。

Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのソースには、バスバー等のＵ相導電部材２１Ｕの第１端と、Ｕ相下アームスイッチＳＵｎのドレインとが接続されている。Ｕ相導電部材２１Ｕの第２端には、Ｕ相巻線１１Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相上アームスイッチＳＶｐのソースには、バスバー等のＶ相導電部材２１Ｖの第１端と、Ｖ相下アームスイッチＳＶｎのドレインとが接続されている。Ｖ相導電部材２１Ｖの第２端には、のＶ相巻線１１Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上アームスイッチＳＷｐのソースには、バスバー等のＷ相導電部材２１Ｗの第１端と、Ｗ相下アームスイッチＳＷｎのドレインとが接続されている。Ｗ相導電部材２１Ｗの第２端には、Ｗ相巻線１１Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの第２端同士は、中性点で接続されている。

Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのドレインと、直流電源である蓄電池３０の正極端子とは、正極側母線Ｌｐにより接続されている。正極側母線Ｌｐにおいて、各上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのうち蓄電池３０の正極端子に最も近いスイッチとの接続点と、蓄電池３０の正極端子との間には、平滑コンデンサ２２の第１端が接続されている。

Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのソースには、Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの第２端と、蓄電池３０の負極端子とは、負極側母線Ｌｎにより接続されている。負極側母線Ｌｎにおいて、各シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗのうち蓄電池３０の負極端子に最も近いシャント抵抗との接続点と、蓄電池３０の負極端子との間には、平滑コンデンサ２２の第２端が接続されている。

制御装置４０は、マイコンを主体として構成され、回転電機１０の制御量をその指令値にフィードバック制御すべく、インバータ２０を構成する各スイッチをスイッチング操作する。本実施形態において、制御量は電気角速度（回転速度）であり、その指令値は指令角速度ω＊である。制御装置４０は、インバータ２０から各相巻線１１Ｕ〜１１Ｗに印加される電圧ベクトルが、電気角速度を指令角速度ω＊に制御するための指令電圧ベクトルになるように、インバータ２０を構成する各スイッチをスイッチング操作する。これにより、互いに１２０度ずれた正弦波状の相電流が各相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗに流れる。

制御装置４０は、位置センサレス制御を行い、この制御の際に電気角を推定する。位置センサレス制御は、ホール素子やレゾルバ等の角度センサにより検出される回転電機１０の回転角情報を用いることのない回転電機１０の制御である。

ちなみに、制御装置４０は、自身が備える記憶装置に記憶されたプログラムを実行することにより、各種制御機能を実現する。各種機能は、ハードウェアである電子回路によって実現されてもよいし、ハードウェア及びソフトウェアの双方によって実現されてもよい。

続いて、図２のブロック図を用いて、制御装置４０の処理について詳しく説明する。

速度偏差算出部４１は、指令角速度ω＊から、後述する速度推定部５１により算出された推定角速度ωｅｓｔを減算することにより、速度偏差Δωを算出する。推定角速度ωｅｓｔは、電気角速度の推定値である。指令角速度ω＊は、回転電機１０のロータを特定方向（正方向）に回転させる場合に正の値となり、特定方向とは逆方向にロータを回転させる場合に負の値となる。

速度制御器４２は、速度偏差Δωを０にフィードバック制御するための操作量として、回転電機１０の指令トルクＴｒｑ＊を算出する。指令トルクＴｒｑ＊は、ロータを特定方向に回転させる場合に正の値となり、特定方向とは逆方向にロータを回転させる場合に負の値となる。なお、速度制御器４２におけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御が用いられればよい。

電流変換部４３は、後述する角度推定部５２により算出された推定角θｅｓｔと、後述する電流検出部５３により検出された各相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷとに基づいて、ＵＶＷ座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、γδ座標系におけるγ軸電流Ｉγｒ及びδ軸電流Ｉδｒに変換する。推定角θｅｓｔは、電気角の推定値である。ＵＶＷ座標系は、回転電機１０の３相固定座標系であり、γδ座標系は、回転電機１０の２相回転座標系であるｄｑ座標系の推定座標系である。

指令電流設定部４４は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、γ軸指令電流Ｉγ＊と、δ軸指令電流Ｉδ＊とを設定する。γ軸指令電流Ｉγ＊及びδ軸指令電流Ｉδ＊により、γδ座標系における指令電流ベクトルが定まる。本実施形態において、指令電流設定部４４は、γ軸指令電流Ｉγ＊を０に設定する。

γ軸偏差算出部４５ａは、γ軸指令電流Ｉγ＊からγ軸電流Ｉγｒを減算した値として、γ軸偏差ΔＩγを算出する。δ軸偏差算出部４５ｂは、δ軸指令電流Ｉδ＊からδ軸電流Ｉδｒを減算した値として、δ軸偏差ΔＩδを算出する。

電流制御器４６は、γ軸偏差ΔＩγに基づいて、γ軸電流Ｉγｒをγ軸指令電流Ｉγ＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸電圧Ｖγｒを算出する。また、電流制御器４６は、δ軸偏差ΔＩδに基づいて、δ軸電流Ｉδｒをδ軸指令電流Ｉδ＊にフィードバック制御するための操作量として、δ軸電圧Ｖδｒを算出する。γ軸電圧Ｖγｒ及びδ軸電圧Ｖδｒにより、γδ座標系における指令電圧ベクトルが定まる。なお、電流制御器４６におけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御が用いられればよい。

γ軸重畳部４７ａは、γ軸電圧Ｖγｒと、高周波生成部４８により生成されたγ軸高周波電圧Ｖγｈとの加算値を、γ軸指令電圧Ｖγ＊として出力する。δ軸重畳部４７ｂは、δ軸電圧Ｖδｒと、高周波生成部４８により生成されたδ軸高周波電圧Ｖδｈとの加算値を、δ軸指令電圧Ｖδ＊として出力する。各高周波電圧Ｖγｈ，Ｖδｈは、各指令電圧Ｖγ＊，Ｖδ＊の基本波成分の電気角速度よりも十分高い角速度で変動するパルス信号であり、その振幅をＶａとする。本実施形態では、δ軸高周波電圧Ｖδｈが０に設定されている。このため、δ軸電圧Ｖδｒがそのままδ軸指令電圧Ｖδ＊となる。なお、本実施形態において、γ軸重畳部４７ａ、δ軸重畳部４７ｂ及び高周波生成部４８が高周波印加部に相当する。

高周波生成部４８は、γ軸高周波電圧Ｖγｈの周波数を、人の可聴域よりも高い方に外している。これは、磁極位置を推定するためにγ軸高周波電圧Ｖγｈを印加する場合において、ユーザに不快感を与えることを防止するためである。

電圧変換部４９は、γ軸指令電圧Ｖγ＊、δ軸指令電圧Ｖδ＊及び推定角θｅｓｔに基づいて、電気角で位相が互いに１２０°ずれたＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを算出する。本実施形態において、各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、正弦波信号である。

信号生成部５０は、電圧変換部４９から出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを蓄電池３０の端子間電圧で除算することにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗ（指令信号に相当）を算出する。本実施形態では、各指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗの最大値が１となり、最小値が０になることとする。

信号生成部５０は、算出したＵ，Ｖ，Ｗ相指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗに基づいて、各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎに対する各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。操作信号は、オン指令又はオフ指令のいずれかである。同じ相の上アーム操作信号と下アーム操作信号とは、同時にオン指令にならない。信号生成部５０は、生成した各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎに対して出力する。各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎにより、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのスイッチングモードが定まる。

信号生成部５０は、３相それぞれにおいて、指令時比率とキャリア信号ＳｉｇＣとの大小比較に基づくＰＷＭ（Pulse Width Modulation）により操作信号を生成する。本実施形態において、キャリア信号ＳｉｇＣは、漸増速度と漸減速度とが等しい三角波信号である。本実施形態では、キャリア信号ＳｉｇＣの振幅を１／２とする。このため、キャリア信号ＳｉｇＣは、１／２を中心として、０から１までの範囲の値を取る。

速度推定部５１は、γ軸高周波電圧Ｖγｈの印加に伴って流れるδ軸高周波電流Ｉδｈに基づいて、推定角速度ωｅｓｔを算出する。具体的には、速度推定部５１は、γ軸高周波電圧Ｖγｈが正の電圧（Ｖａ）から負の電圧（−Ｖａ）へと切り替えられることに伴って流れるδ軸高周波電流Ｉδｈに基づいて推定角速度ωｅｓｔを算出し、γ軸高周波電圧Ｖγｈが負の電圧から正の電圧へと切り替えられることに伴って流れるδ軸高周波電流Ｉδｈに基づいて推定角速度ωｅｓｔを算出する。速度推定部５１は、例えば、δ軸電流Ｉδｒにハイパスフィルタを施すことによりδ軸高周波電流Ｉδｈを算出すればよい。なお、推定角速度ωｅｓｔの算出方法は、本実施形態の要部ではないため、その詳細な説明を省略する。

角度推定部５２は、推定角速度ωｅｓｔを時間積分することにより、推定角θｅｓｔを算出する。なお、本実施形態において、速度推定部５１及び角度推定部５２が高周波検出部及び推定部に相当する。

続いて、電流検出部５３について説明する。

電流検出部５３は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを検出する。本実施形態において、電流検出部５３は、キャリア信号ＳｉｇＣがその最大値（１）となるタイミングを電流検出タイミングｔｄとしている。

図３に示すように、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６に応じて、下アームスイッチのオン期間中にシャント抵抗に相電流が流れる。本実施形態では、シャント抵抗の第１端側の電位が第２端側の電位よりも高い場合のシャント抵抗の端子間電圧の符号を正と定義する。また、実際の相電流について、インバータ２０側から回転電機１０側へと流れる電流方向を正と定義する。このため、図３のアーム電流の欄では、シャント抵抗の端子間電圧の符号と、実際の相電流の符号とが異なる場合に負の符号を付している。図３において、Ｖ１〜Ｖ６は、有効電圧ベクトルとしての第１〜第６ベクトルであり、Ｖ０，Ｖ７は、無効電圧ベクトルとしての第０，第７ベクトルである。

本実施形態において、信号生成部５０は、いわゆる下ベタの２相変調により、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成する。詳しくは、図４に示すように、電気角１２０°毎に相ごとに、上アームスイッチのオフ操作固定及び下アームスイッチのオン操作固定を順次行いつつ、操作状態が固定された相以外の２相を構成する上，下アームスイッチをオンオフ操作するように指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗを変更する。ここでは、線間電圧が正弦波となるように各相の指令時比率を変更する。オフ操作固定されるスイッチの指令時比率が０に固定され、オン操作固定されるスイッチの指令時比率が１に固定される。なお、図４に示す各指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗは、γ軸電圧Ｖγｒにγ軸高周波電圧Ｖγｈが重畳されていない場合のものである。

続いて、本実施形態の構成を比較例と対比しつつ説明する。比較例は、図５に示すように、３相変調により各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成してスイッチングモードを設定する構成である。図５（ａ）は、磁極位置推定用の上述したγ軸高周波電圧Ｖγｈの推移を示し、図５（ｂ）は、各相指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗの推移を示し、図５（ｃ）は、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのスイッチングモードの推移を示す。ここで、図５（ａ）において、Ｔｃは、比較例におけるキャリア信号ＳｉｇＣの１周期を示す。また、図５（ｃ）において、例えばＵ相について説明すると、ＯＮは、Ｕ相上アーム操作信号ｇＵｐがオン指令であってかつＵ相下アーム操作信号ｇＵｎがオフ指令であることを示す。また、ＯＦＦは、Ｕ相上アーム操作信号ｇＵｐがオフ指令であってかつＵ相下アーム操作信号ｇＵｎがオン指令であることを示す。

比較例においても、キャリア信号ＳｉｇＣが最大値となるタイミングが電流検出タイミングｔｄに設定されている。この設定によれば、電流検出タイミングｔｄを第０ベクトルＶ０の期間にできるため、３相分の相電流を検出できる。

電流検出タイミングｔｄで検出された各相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷに基づいて、回転電機１０の制御量の制御が実施され、また、推定角θｅｓｔが算出される。このため、γ軸高周波電圧Ｖγｈの電圧値の切り替え周期がキャリア信号ＳｉｇＣの１周期、すなわちγ軸高周波電圧Ｖγｈの１周期がキャリア信号ＳｉｇＣの２周期に設定されている。その結果、γ軸高周波電圧Ｖγｈの周波数（例えば１０ｋＨｚ）が人の可聴域（例えば２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）に含まれてしまい、システムのユーザに不快なノイズ音を与えるおそれがある。

ユーザに不快感を与えることを防止するために、γ軸高周波電圧Ｖγｈの周波数を、人の可聴域よりも高い方に外れた周波数（例えば４０ｋＨｚ）に設定する。しかし、この場合、γ軸高周波電圧Ｖγｈの周波数が過度に高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）となり、それに伴ってキャリア信号ＳｉｇＣの１周期が短くなる。その結果、キャリア信号ＳｉｇＣの１周期におけるスイッチング回数が増加してスイッチング損失が増加し、ひいてはスイッチの発熱量が増加してしまう。

そこで、本実施形態では、図６に示すように、γ軸高周波電圧Ｖγｈの周波数を人の可聴域よりも高い方に外れた周波数（例えば４０ｋＨｚ）に設定しつつ、２相変調により各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成する。図６（ａ）〜図６（ｃ）は、先の図５（ａ）〜図５（ｃ）に対応している。図６（ａ）において、Ｔｎは、人の可聴域よりも高い方に外れた周波数を有するキャリア信号ＳｉｇＣの１周期を示す。

２相変調によれば、スイッチング回数を３相変調と比較して２／３にすることができる。その結果、γ軸高周波電圧Ｖγｈの周波数を人の可聴域よりも高い方に外しつつ、スイッチング損失の増加を抑制することができる。その結果、スイッチの発熱量の増加を抑制することができる。

スイッチングモードの切り替えに伴って、シャント抵抗に流れる電流のリンギングが発生する。ここで、２相変調とすることにより、第０ベクトルＶ０の開始タイミングから電流検出タイミングｔｄまでの期間を長くすることができる。これにより、スイッチングモードの切り替えに伴って発生するリンギングが収束した後に電流検出タイミングｔｄを設定することができる。その結果、相電流の検出精度を高めることができる。

なお、本実施形態の制御装置４０は、内燃機関が搭載されていない電気自動車に適用される車載補機用モータ、又は内燃機関が搭載されている車両において内燃機関が稼働していない場合に駆動される車載補機用モータに適用されるときに特に有効である。ハイブリッド車や電気自動車では内燃機関の稼働音が無いため、補機用モータの作動音が相対的に大きくなる傾向にある。この場合、例えば、車両の商品価値が低下したり、ドライバが車両故障と誤認識したりする懸念がある。この点、本実施形態では、γ軸高周波電圧Ｖγｈの周波数を人の可聴域よりも高い方に外すことができるため、このような懸念は発生しない。

＜第１実施形態の変形例１＞
Ｕ相シャント抵抗２３Ｕの設置場所としては、図１に示したものに限らず、例えば、Ｕ相下アームスイッチＳＵｎのドレインとＵ相導電部材２１Ｕの第１端との間であってもよい。なお、Ｖ相シャント抵抗２３Ｕ及びＷ相シャント抵抗２３Ｗについても同様である。

＜第１実施形態の変形例２＞
図７に示すように、シャント抵抗を上アーム側に設けてもよい。図７において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのドレインには、Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗの第２端と、蓄電池３０の正極端子とは、正極側母線Ｌｐにより接続されている。

本実施形態では、図８に示すように、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ７に応じて、上アームスイッチのオン期間中にシャント抵抗に相電流が流れる。このため、電流検出タイミングｔｄが、例えばキャリア信号ＳｉｇＣが最小値（０）となるタイミングに設定されればよい。これにより、電流検出タイミングｔｄを、３相分の相電流を検出可能な第７ベクトルＶ７の期間に設定できる。

なお、図７に示す構成において、Ｕ相シャント抵抗２３Ｕの設置場所としては、図９に示したものに限らず、例えば、Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのソースとＵ相導電部材２１Ｕの第１端との間であってもよい。なお、Ｖ相シャント抵抗２３Ｕ及びＷ相シャント抵抗２３Ｗについても同様である。

＜第１実施形態の変形例３＞
信号生成部５０は、ＰＷＭに代えて、空間ベクトル変調（ＳＶＭ：Space Vector Modulation）により各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｐを生成してもよい。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、信号生成部５０は、いわゆる上ベタの２相変調により、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成してスイッチングモードを設定する。詳しくは、図９に示すように、電気角１２０°毎に相ごとに、上アームスイッチのオン操作固定及び下アームスイッチのオフ操作固定を順次行いつつ、操作状態が固定された相以外の２相を構成する上，下アームスイッチをオンオフ操作するように指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗを変更する。なお、図９に示す各指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗは、γ軸電圧Ｖγｒにγ軸高周波電圧Ｖγｈが重畳されていない場合のものである。

図１０に、本実施形態の電流検出タイミングｔｄを示す。図１０（ａ）〜図１０（ｃ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｃ）に対応している。

本実施形態においても、キャリア信号ＳｉｇＣが最大値となるタイミングが電流検出タイミングｔｄに設定されている。この設定によれば、電流検出タイミングｔｄを第１ベクトルＶ１の期間にできるため、２相分の相電流を検出できる。電流検出部５３は、２相分の相電流を検出した場合、２相分の相電流に基づいて、「ＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０」の関係を用いて、残りの相電流を算出する。

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

＜第３実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、信号生成部５０は、第１実施形成で説明した下ベタの２相変調と、第２実施形態で説明した上ベタの２相変調とを規定時間毎に交互に切り替える処理を行う。

図１１に、信号生成部５０により実行される２相変調の切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期毎に実行される。

ステップＳ１０では、下ベタ及び上ベタのうち一方から他方へと２相変調が前回切り替えられてからの経過時間をカウントする。

ステップＳ１１では、カウントした経過時間が規定時間Ｔα経過したか否かを判定する。ステップＳ１１において否定判定した場合には、次回の制御周期におけるステップＳ１０の処理に移行する。一方、ステップＳ１１において肯定判定した場合には、ステップＳ１２に進み、２相変調を切り替える。そして、カウントした経過時間を０にリセットする。

以上説明した本実施形態によれば、２相変調によりオン操作固定された特定の相のスイッチの発熱量が大きくなることを回避できる。特に、回転電機１０の電気角速度がゼロ又はゼロよりも高い低速度の場合においては、オン操作固定される期間が長くなり、オン操作固定される特定の相のスイッチの発熱量が大きくなりやすい。このため、回転電機１０の電気角速度がゼロ又はゼロよりも高い低速度の場合においては、本実施形態の２相変調の切り替え処理が特に有効である。

＜第３実施形態の変形例＞
図１２に示すように、信号生成部５０は、電気角６０°毎に相ごとに上アームスイッチ及び下アームスイッチの操作状態を順次固定してかつ、電気角６０°毎に相ごとに上記操作状態を固定する上アームスイッチ及び下アームスイッチそれぞれのオン操作固定及びオフ操作固定を交互に切り替えるように指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗを変更してもよい。なお、図１２に示す各指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗは、γ軸電圧Ｖγｒにγ軸高周波電圧Ｖγｈが重畳されていない場合のものである。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、制御装置４０は、図１３に示すように、キャリア信号ＳｉｇＣの１周期Ｔｎと同じ周期毎に電流検出タイミングｔｄを設定する。制御装置４０は、推定角θｅｓｔの算出と、算出した推定角θｅｓｔに基づく各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎの生成とを含む制御を、キャリア信号ＳｉｇＣの２周期と同じ周期毎に実施する。つまり、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成するための制御装置４０の制御周期が、キャリア信号ＳｉｇＣの２周期と同じ周期に設定されている。なお、図１３（ａ）〜図１３（ｃ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｃ）に対応している。

本実施形態によれば、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎの生成処理の演算期間を十分確保することができ、制御周期内にその演算処理が完了しなくなるといった事態の発生を回避できる。これにより、回転電機１０の回転速度制御が不安定になることを回避できる。

なお、制御装置４０は、例えば、電流検出タイミングｔｄ毎に、検出した相電流に基づいて、ステータ巻線に過電流が流れているか否かを判定する処理を行ってもよい。この構成によれば、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎの生成処理の演算期間を十分確保しつつ、ステータ巻線に過電流が流れていることを迅速に判定できる。

・信号生成部５０は、キャリア信号ＳｉｇＣの２周期よりも長い周期に、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成するための制御装置４０の制御周期を設定してもよい。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・キャリア信号としては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。

・キャリア信号と比較される指令信号としては、指令時比率に限らず、指令電圧であってもよい。この場合、指令電圧の振幅の大きさに応じて、キャリア信号の振幅を可変設定すればよい。

・インバータを構成するスイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。この場合、スイッチの高電位側端子はコレクタであり、低電位側端子はエミッタである。また、スイッチには、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。

また、インバータ２０を構成するスイッチとしては、電圧制御形のものに限らず、バイポーラトランジスタ等の電流制御形のものであってもよい。

・回転電機の制御量としては、回転速度に限らず、例えばトルクであってもよい。

・回転電機としては、星形結線されているものに限らず、Δ結線されているものであってもよい。また、回転電機としては、車載補機を駆動するために用いられるものに限らず、車両の走行動力源となる車載主機として用いられるものであってもよい。加えて、回転電機としては、永久磁石同期機に限らず、例えば、巻線界磁型同期機やシンクロナスリラクタンスモータであってもよい。

１０…回転電機、２０…インバータ、２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗ…Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗、４０…制御装置。

Claims (4)

1. ３相分の上下アームのスイッチ（ＳＵｐ〜ＳＷｎ）を有するインバータ（２０）と、
   前記インバータに電気的に接続されたステータ巻線（１１Ｕ〜１１Ｗ）を有する同期式の回転電機（１０）と、
   各相において、上下アームのうちいずれか一方の前記スイッチのみに電気的に接続されたシャント抵抗（２３Ｕ〜２３Ｗ，２４Ｕ〜２４Ｗ）と、を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置（４０）において、
   前記各シャント抵抗のうち少なくとも２相分のシャント抵抗に電流が流れている期間において、電流が流れている前記各シャント抵抗の電圧を検出する電流検出部と、
   前記ステータ巻線に高周波電圧を印加する高周波印加部と、
   前記電流検出部により検出された電圧に基づいて、前記高周波電圧の印加に伴い前記ステータ巻線に流れる高周波電流を検出する高周波検出部と、
   前記高周波検出部により検出された高周波電流に基づいて、前記回転電機の磁極位置を推定する推定部と、
   前記電流検出部により検出された電圧と、前記推定部により推定された磁極位置である推定磁極位置とに基づいて、前記インバータを構成する前記各スイッチのスイッチングモードを設定する設定部と、を備え、
   前記高周波印加部は、周波数が人の可聴域よりも高い方に外れた高周波電圧を前記ステータ巻線に印加する回転電機の制御装置。
2. 前記推定部は、前記高周波検出部により高周波電流が検出されるたびに前記磁極位置を推定し、
   前記設定部は、前記推定部により磁極位置が推定されるたびに、前記回転電機の制御量をその指令値にするための指令信号を前記推定磁極位置に基づいて生成し、上下アームの前記スイッチの操作状態を所定期間毎に相ごとに順次固定しつつ、３相のうち操作状態が固定された相以外の２相を構成する上下アームの前記スイッチを、生成した前記指令信号及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作する２相変調の前記スイッチングモードを設定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記設定部は、３相のうち操作状態をオフに固定する相を順次切り替える請求項２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記設定部は、前記推定部により磁極位置が推定されるたびに、前記回転電機の制御量をその指令値にするための指令信号を前記推定磁極位置に基づいて生成し、生成した前記指令信号及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調により前記スイッチングモードを設定し、
   前記推定部は、前記キャリア信号の２周期以上の周期毎に前記磁極位置を推定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。

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