CN110785920A - 逆变器装置及电动助力转向装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的逆变器装置包括逆变器(4A)、电源电流检测传感器(81)、检测逆变器(4A)的一相的相电流的相电流检测传感器(82)、使用电源电流以及相电流中的至少一方来运算针对逆变器(4A)的相电压指令的三相电压指令运算器(5A)、以及基于相电压指令生成导通截止信号的逆变器导通截止信号生成部(8A)，三相电压指令运算器(5A)使用在未设置有相电流检测传感器(82)的两相中的一相所对应的上臂开关元件导通、除此以外的两相所对应的下臂开关元件导通的期间的中央时刻由电源电流检测传感器(81)和相电流检测传感器(82)所检测出的电源电流和相电流。

Description

逆变器装置及电动助力转向装置
技术领域
本发明涉及逆变器装置以及具备逆变器装置的电动助力转向装置。
背景技术
以往，公开了如下逆变器装置：在通过PWM调制来切换直流电源的直流电压从而输出正弦波状的三相交流电流的逆变器装置中，设置检测直流电源与逆变器装置间的电流的电源分流电阻，并且在下臂开关元件与直流电源的负侧之间设置两相的用于检测相电流的下臂分流电阻，通过电源分流电阻来检测无法由下臂分流电阻检测的相电流(例如，参照专利文献1)。
此外，在逆变器装置的单分流电流检测方式中，原理上无法检测包含逆变器装置的输出电流的PWM控制所产生的脉动在内的电流的基波(PWM周期的平均值)。
因此，公开了如下技术：在单分流方式的电流测定中，根据半周期B内在第一测定地点检测出的第一电流值、以及半周期A中在第二测定地点检测出的第二电流值，来补偿偏移误差(例如，参照专利文献2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4539237号公报
专利文献2：日本专利第5216136号公报
非专利文献
非专利文献1：森本茂雄，外1名，“节能电动机的原理和设计法”，科学技术出版株式会社，2013年7月5日，p.109-110
发明内容
发明所要解决的技术问题
在如专利文献1所记载那样的、除了电源分流电阻之外还具有两相的下臂分流电阻的结构中，需要一个电源分流电阻和两个下臂分流电阻，合计需要三个分流电阻，存在与逆变器装置的输出电流的检测相关的成本较高的问题。
另外，在专利文献2所记载的设置有第一测定地点和第二测定地点的结构中，将产生如下情况：无法根据逆变器的输出电压，在第一测定地点和第二测定地点这两者处获取电流。例如，在该母线单分流电流方式中，在半周期B中对各相的导通时刻设置差值，并在该区间设置第一测定地点，同样地，在半周期A中对各相的截止时刻设置差值，并在该区间设置第二测定地点。然而，如果为了设置第一测定地点而对逆变器装置的各相的导通时间设置差值，则根据逆变器装置的输出电压，有时半周期A中的各相的截止时间大致一致。在这样的情况下，在半周期A中，通过单分流电流检测方式无法进行电流检测，因此存在下述问题：不能进行偏移校正，对于该PWM周期的平均值，所检测出的电流会产生误差。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于得到一种逆变器装置以及具备该逆变器装置的电动助力转向装置，可实现电流检测精度的提高以及成本的削减。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明所涉及的逆变器装置包括：三相逆变器，该三相逆变器将由直流电源提供的直流电压转换为交流电压，并将该交流电压输出到交流电动机；电源电流检测传感器，该电源电流检测传感器检测在所述直流电源与所述三相逆变器之间流过的电源电流；相电流检测传感器，该相电流检测传感器针对所述三相逆变器的三相中的一相而设置，检测在该一相中流过的相电流；以及控制部，该控制部使用所述电源电流以及所述相电流中的至少一方，运算与针对所述三相逆变器输出的所述交流电压的指令值相当的相电压指令，并基于所述相电压指令，生成向所述三相逆变器输出的导通截止信号，所述三相逆变器按各相设置上臂开关元件和下臂开关元件，在将所述三相逆变器的三相中、与未设置有所述相电流检测传感器的一相对应的所述上臂开关元件导通，并且与其它两相对应的所述下臂开关元件导通的期间的中央时刻设为中央时刻时，所述控制部使用所述电源电流检测传感器和所述相电流检测传感器在所述中央时刻检测出的电源电流和相电流，来作为所述电源电流和所述相电流。
发明效果
根据本发明的逆变器装置，电源电流检测传感器以及相电流检测传感器设为在中央时刻检测电源电流以及相电流，因此，仅通过合计2个传感器就能够检测合计两相的相电流，并且，能够根据该两相的相电流来推定剩余的一相的相电流，因而削减了成本。另外，由于在中央时刻进行检测，因此能够检测各相电流的平均值，电流检测精度得以提高。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。
图2是表示本发明实施方式1所涉及的逆变器装置中的导通占空比指令与上臂开关元件的导通截止信号之间的关系的时序图。
图3是表示本发明实施方式1所涉及的逆变器装置中的上臂开关元件的导通截止状态与从逆变器输出的三相端子电压之间的关系的时序图。
图4是表示本发明实施方式1所涉及的定义了逆变器装置的开关模式与可根据电源电流再生的相电流之间的关系的数据表的一个示例的图。
图5是表示本发明实施方式2所涉及的逆变器装置中的逆变器导通截止信号生成部的动作的动作说明图。
图6是表示本发明实施方式3所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。
图7是表示本发明实施方式4所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。
图8是表示本发明实施方式4所涉及的逆变器装置中的偏移电压运算部中的运算处理的流程的流程图。
图9是表示本发明实施方式4所涉及的逆变器装置中的输入到减法部的基本三相电压指令、以及从减法部输出的电压指令的电角度1周期中的波形的图。
图10是表示本发明实施方式4所涉及的逆变器装置中的V相和W相的下臂开关元件的通电时间为Tc以上的区间A内的X处的三相端子电压的波形的图。
图11是表示本发明实施方式4所涉及的逆变器装置中的V相的下臂开关元件的通电时间小于Tc的区间C内的Y处的三相端子电压的波形的图。
图12是表示本发明实施方式4所涉及的逆变器装置中的各相开关元件在各电角度下的导通或截止的定时的时序图。
图13是表示本发明实施方式5所涉及的逆变器装置中的逆变器导通截止信号生成部的动作的动作说明图。
图14是表示本发明实施方式6所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。
图15是表示本发明实施方式6所涉及的逆变器装置中的上臂开关元件的导通截止状态与从逆变器输出的三相端子电压之间的关系的时序图。
图16是表示本发明实施方式7所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。
图17是表示本发明实施方式8所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。
图18是表示本发明实施方式9所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。
具体实施方式
实施方式1﹒
图1是表示本发明实施方式1所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的整体结构图。逆变器装置由逆变器4A、三相电压指令运算器5A、偏移电压运算部6A、减法部7、逆变器导通截止信号生成部8A构成。
另外，在将逆变器装置应用于电动助力转向装置的情况下，该电动助力转向装置由该逆变器装置和交流电动机1构成。在这种情况下，交流电动机1产生辅助驾驶员的转向的辅助转矩。例如，如后述的图18所示，由交流电动机1产生的辅助转矩经由齿轮904被传递到转向轴905，该转向轴905将车辆的方向盘901和前轮902相连结。
在图1中，交流电动机1是定子具备三相绕组U、V、W、转子具备永磁体的永磁体型同步电动机。交流电动机1通过从逆变器4A施加三相端子电压Vu_PWM、Vv_PWM和Vw_PWM，从而使电流Iu、Iv、Iw通电。
旋转位置检测器2检测交流电动机1的转子磁极位置θ。转子磁极位置θ是电角度。
以下，将转子的磁极方向称为d轴，将相对于d轴具有电角度90度的相位差的轴称为q轴。
直流电源3向逆变器4A输出直流电压Vdc。作为构成直流电源3的装置，例如可举出电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等。另外，并不限于这些装置，能够将输出直流电压的所有设备作为直流电源3来使用。
逆变器4A具有多个开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。以下，将这些开关元件中的开关元件Sup、Svp、Swp称为上臂开关元件，将开关元件Sun、Svn、Swn称为下臂开关元件。
逆变器4A根据从逆变器导通截止信号生成部8A输出的导通截止信号Sups～Swns，对开关元件Sup～Swn进行导通/截止控制，由此进行从直流电压向交流电压的功率转换，对交流电动机1的三相绕组U、V、W输出三相端子电压Vu_PWM、Vv_PWM、Vw_PWM。
开关元件Sup～Swn由具有IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关、以及与半导体开关反向并联的二极管的元件构成。
另外，逆变器4A还具有电源电流检测传感器81和相电流检测传感器82。电源电流检测传感器81由设置在电源线上的电阻Rdc和第一放大器Amp构成。电源电流检测传感器81通过由第一放大器Amp放大电阻Rdc的两端电压，从而获取电源电流Idc_s，并输出到三相电压指令运算器5A。另外，相电流检测传感器82由设置于W相的电阻Rw和第二放大器Amp构成。相电流检测传感器82通过由第二放大器放大电阻Rw的两端电压，从而获取相电流Iw_s，并输出到三相电压指令运算器5A。
三相电压指令运算器5A基于从外部输入的对电动机1的控制指令、从旋转位置检测器2输出的转子磁极位置θ、从逆变器4A输出的电源电流Idc_s以及相电流Iw_s，运算用于将交流电动机1控制为所期望的状态的基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb。
偏移电压运算部6A基于基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb输出偏移电压Voffset。运算偏移电压Voffset的目的在于提高逆变器4A的电压利用率。偏移电压Voffset的运算可以使用公知的技术，例如可以将非专利文献1的“节能电动机的原理和设计方法”中记载的三次谐波信号设为偏移电压Voffset。除此之外，也可以采用两相调制法等来求取偏移电压Voffset。
减法部7通过从由三相电压指令运算器5A输出的基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb中减去由偏移电压运算部6A运算出的偏移电压Voffset，来运算三相电压指令Vu、Vv、Vw。
逆变器导通截止信号生成部8A根据从减法部7输出的三相电压指令Vu、Vv、Vw和从直流电源3输出的直流电压Vdc，输出针对逆变器4A的开关元件Sup～Swn的导通截止信号Sups～Swns。
另外，三相电压指令运算器5A、偏移电压运算部6A、减法部7以及逆变器导通截止信号生成部8A构成控制部，该控制部基于电源电流Idc_s以及相电流Iw_s，运算与逆变器4A输出的交流电压的指令值相当的电压指令Vu、Vv、Vw，基于电压指令Vu、Vv、Vw生成导通截止信号Sups～Swns，并输出到逆变器4A。
下面，详细说明逆变器导通截止信号生成部8A以及逆变器4A的动作。在逆变器导通截止信号生成部8A中，首先，使用下式(1)、式(2)、式(3)，将三相电压指令Vu、Vv、Vw分别转换为导通占空比指令Du、Dv、Dw。
Du＝Vu/Vdc+0.5…(1)
Dv＝Vv/Vdc+0.5…(2)
Dw＝Vw/Vdc+0.5…(3)
图2是表示逆变器4A的开关周期Ts中的导通占空比指令Du、Dv、Dw与针对逆变器4A的上臂开关元件Sup、Svp、Swp的导通截止信号Sups、Svps、Swps之间的关系的图。另外，此处，将开关周期Ts设为例如50μs。
在图2中，将开关周期Ts的开始时刻设为时刻t_start，将开关周期Ts的结束时刻设为时刻t_finish。
首先，对导通截止信号Sups进行说明。如图2的示例所示，在时刻t_start到时刻tu_on的期间，导通截止信号Sups的值为0，即，为截止指令。另外，在时刻tu_on到时刻tu_off的期间，导通截止信号Sups的值为1，即，为导通指令。另外，在时刻tu_off到时刻t_finish的期间，导通截止信号Sups的值为0，即，为截止指令。此时，将时刻tu_on到时刻tu_off的时间设定为“Du×Ts”。由此，使开关元件Sup成为导通的导通指令相对于开关周期Ts的比例与对应于U相的导通占空比指令Du一致。
接着，对导通截止信号Svps进行说明。如图2的示例所示，在时刻t_start到时刻tv_off的期间，导通截止信号Svps的值为1，即，为导通指令。另外，在时刻tv_off到时刻tv_on的期间，导通截止信号Svps的值为0，即，为截止指令。并且，在时刻tw_on到时刻t_finish的期间，导通截止信号Svps的值为1，即，为导通指令。此时，将时刻tv_off到时刻tv_on的时间设定为“(1-Dv)×Ts”。由此，使开关元件Svp成为导通的导通指令相对于开关周期Ts的比例与对应于V相的导通占空比指令Dv一致。
接着，对导通截止信号Swps进行说明。如图2的示例所示，在时刻t_start到时刻tw_ff的期间，导通截止信号Swps的值为1，即，为导通指令。另外，在时刻tw_off到时刻tw_on的期间，导通截止信号Swps的值为0，即，为截止指令。另外，在时刻tw_on到时刻t_finish的期间，导通截止信号Swps的值为1，即，为导通指令。此时，将时刻tw_off到时刻tw_on的时间设定为“(1-Dw)×Ts”。由此，使开关元件Swp成为导通的导通指令相对于开关周期Ts的比例与对应于W相的导通占空比指令Dw一致。
图3是表示逆变器4A的开关周期Ts中的逆变器4A的上臂开关元件Sup、Svp、Swp的导通截止状态与从逆变器4A输出的三相端子电压Vu_PWM、Vv_PWM、Vw_PWM之间的关系的图。此外，逆变器4A的下臂开关元件Sun、Svn、Swn分别成为上臂开关元件Sup、Svp、Swp的反转信号，因此，这里省略了图示。此外，在图3中，与图2同样地，将开关周期Ts设为例如50μs。另外，在图3的Sup～Swn中，1表示导通，0表示截止。
图3中，在U相中，导通截止信号Sups与开关元件Sup的导通截止同步。即，若Sups＝1则成为Sup＝1，若Sups＝0则成为Sup＝0。而且，开关元件Sup的导通截止与三相端子电压Vu_PWM同步。即，若Sup＝1则成为Vu_PWM＝Vdc，若Sup＝0则成为Vu_PWM＝0。
另外，在V相中，导通截止信号Svps与开关元件Svp的导通截止同步。即，若Svps＝1则成为Svp＝1，若Svps＝0则成为Svp＝0。而且，开关元件Svp的导通截止与三相端子电压Vv_PWM同步。即，若Svp＝1则成为Vv_PWM＝Vdc，若Svp＝0则成为VvPWM＝0。
另外，在W相中，导通截止信号Swps与开关元件Swp的导通截止同步。即，若Swps＝1则成为Swp＝1，若Swps＝0则成为Swp＝0。而且，开关元件Swp的导通截止与三相端子电压Vw_PWM同步。即，若Swp＝1则成为Vw_PWM＝Vdc，若Swp＝0则成为VwPWM＝0。
另外，电源电流检测传感器81所进行的电源电流Idc_s的检测时刻、以及相电流检测传感器82所进行的相电流Iw_s的检测时刻均被设定为图2和图3所示的中央时刻t_mid。
中央时刻t_mid是开关周期Ts的开始时刻t_start与结束时刻t_finish之间的中央时刻，并且也是时刻tu_on与时刻tu_off之间的中央时刻。
如图2和图3所示，中央时刻t_mid是针对未设置有相电流检测传感器82的U相的上臂开关元件Sup导通、且其它两相(V相、W相)的上臂开关元件Svp、Swp截止的期间、即从时刻tu_on到时刻tu_off为止的期间的中央时刻。因此，在中央时刻t_mid进行检测，就是在该期间的中央时刻检测电源电流Idc_s以及相电流Iw_s。
图4是表示逆变器4A的开关元件Sup～Swn的开关模式与能够根据电源电流Idc_s再生的相电流之间的关系的表。图4的表预先存储在三相电压指令运算器5A中。从图3可知，时刻t_mid时的开关模式为Sup＝1、Svp＝0、Swp＝0。因此，与该开关模式对应的电源电流Idc_s成为在时刻t_mid检测出的电源电流Idc_s，根据图4可知，其值与流过U相的电流Iu相等。
根据以上内容，在中央时刻t_mid，使用电源电流检测传感器81来检测电源电流Idc_s，由此能够进行U相电流Iu_s的检测。另外，W相电流Iw_s利用相电流检测传感器82来检测。
此时，三相电压指令运算器5A基于在中央时刻t_mid检测到的电源电流Idc_s(＝Iu_s)、以及由相电流检测传感器82检测到的相电流Iw_s，通过下述式(4)来再生V相电流Iv_s。
Iv_s＝-Iu_s-Iw_s…(4)
接着，三相电压指令运算器5A使用相电流Iu_s、Iv_s、Iw_s以及转子磁极位置θ，通过下式(5)来求出旋转二轴(d-q)轴上的电动机电流id、iq。
【数学式1】
Figure BDA0002330826000000101
接着，在将控制指令设定为旋转二轴上的电流指令的情况下，例如设定为id_target、iq_target的情况下，三相电压指令运算器5A根据与d轴相关的电流指令id_target以及由上式(5)求出的电动机电流id，通过下式(6)来运算与d轴相关的电压指令Vd。
【数学式2】
Figure BDA0002330826000000102
这里，kd、Td分别是比例增益和积分时间常数，根据id针对id_target的所希望的响应来决定即可。
接着，三相电压指令运算器5A基于与q轴相关的电流指令iq_target和由上式(5)求出的电动机电流iq，通过下式(7)来运算与q轴相关的电压指令Vq。
【数学式3】
Figure BDA0002330826000000111
这里，kq、Tq分别是比例增益和积分时间常数，根据iq针对iq_target的所希望的响应来决定即可。
接着，三相电压指令运算器5A使用由式(6)求出的与d轴相关的电压指令Vd、由式(7)求出的与q轴相关的电压指令Vq、以及由旋转位置检测器2检测出的转子磁极位置θ，通过下式(8)来运算基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb。
【数学式4】
接着，对实施方式1的效果进行说明。作为电流检测时刻的中央时刻t_mid是开关周期Ts的开始时刻t_start与结束时刻t_finish的中间时刻。由此，在图3中，三相PWM波形(Vu_PWM、Vw_PWM、Vw_PWM)均成为以中央时刻t_mid为中心而左右对称的波形。由此，在中央时刻t_mid检测得到的电流值、即Iu_s以及Iw_s在实施方式1中成为在开关周期Ts中变动的电流值Iu、Iw的平均值。电流值Iu、Iw的平均值是Iu、Iw的基波，因此在中央时刻t_mid检测到的Iu_s、Iw_s分别是Iu、Iw的基波分量。由于利用三相电压指令运算器5A实施基于该基波分量的电流的控制，因此起到如下效果：能够降低在交流电动机1中产生的速度、位置或转矩的振动。
另外，在时刻tu_on与中央时刻t_mid的间隔较为接近的情况下，在中央时刻t_mid，仍残留着因U相导通而导致的对Iw_s以及Idc_s的脉动的影响。因此，Iw_s以及Idc_s的检测精度变低。在这种情况下，可以将电流检测时刻设为从中央时刻t_mid起向后偏移α后得到的时刻。另外，对于时刻tv_off与中央时刻t_mid的间隔较为接近的情况、以及时刻tw_off与中央时刻t_mid的间隔较为接近的情况，也可以认为是相同的。即，在开关元件截止或导通的时刻与中央时刻t_mid较为接近的情况下，在从中央时刻t_mid起偏移后的中央时刻t_mid附近检测电流值，并使用该电流值来实施电流的控制。由此，能得到如下效果：可降低因开关元件的截止或导通而在电流检测值中产生的脉动的影响。
若将上述专利文献1与本发明实施方式1进行比较，则均能够进行基于电流的基波分量的控制这一点没有改变，但在专利文献1中需要三个电流传感器，与此相对，在实施方式1中电流传感器为两个即可，因此实施方式1与专利文献1相比在成本方面更有利。
另外，若将上述专利文献2与本发明实施方式1进行比较，则在专利文献2中，难以根据逆变器输出的电压来校正偏移误差，与此相对，在实施方式1中，由于始终检测电流的基波分量，并能够实施基于该基波分量的电流控制，因此，实施方式1与专利文献2相比，在交流电动机1的控制精度的方面更有利。
如上所述，根据实施方式1，能够通过电源电流检测传感器81检测流过逆变器4A的未设置相电流检测传感器82的V相或U相的相电流，并能够通过相电流检测传感器82检测流过W相的相电流，因此，能够由电源电流检测传感器81和相电流检测传感器82来检测合计两个相的相电流。对此，若利用流过交流电动机1的三相电流的加法值为零的情况，则能够检测另外一相的电流。由此，能够利用一个电源电流检测传感器和一个相电流检测传感器来检测流过三相电动机的三相电流，相对于专利文献1，可得到如下效果：削减了与逆变器的输出电流的检测相关的成本。
并且，通过将电源电流检测传感器81以及相电流检测传感器82的检测时刻设为针对逆变器4A的未设置相电流检测传感器82的V相或U相的上臂开关元件导通且其它两相的下臂开关元件导通的期间的中央时刻t_mid，从而能够检测各相电流中的PWM周期的平均值，相对于专利文献2，能够得到如下效果：电流检测精度得以提高。
实施方式2﹒
在实施方式2中，对于与实施方式1重复的部分省略说明。实施方式2与实施方式1的不同之处在于逆变器导通截止信号生成部8B。即，实施方式2所涉及的逆变器装置及电动助力转向装置的结构是在图1的结构中设置逆变器导通截止信号生成部8B来代替逆变器导通截止信号生成部8A而得到的。因此，这里设为参照图1，并省略图示。
图5是用于说明实施方式2所涉及的逆变器导通截止信号生成部8B的动作的时序图。在实施方式2中，在逆变器导通截止信号生成部8B中，通过将三相电压指令Vu、Vv、Vw与周期Ts的载波三角波进行比较，从而生成导通截止信号Sups～Swns。
图5中，载波三角波C1是在开关周期Ts的开始时刻t_start和结束时刻t_finish成为最大值、在中央时刻t_mid成为最小值的载波三角波。另一方面，载波三角波C2是在开关周期T2的开始时刻T_start和结束时刻T_finish成为最小值、在中央时刻T_mid成为最大值的载波三角波。因此，设开关周期Ts为360度，载波三角波C1的相位相对于载波三角波C2的相位错开180度。
首先，在逆变器导通截止信号生成部8B中，将相电压指令Vv、Vw与载波三角波C2进行比较。如果相电压指令Vv比载波三角波C2大，则使导通截止信号Svps为1(导通)，如果相电压指令Vv比载波三角波C2小，则使导通截止信号Svps为0(截止)。同样地，如果相电压指令Vw比载波三角波C2大，则使导通截止信号Swps为1(导通)，如果相电压指令Vw比载波三角波C2小，则使导通截止信号Swps为0(截止)。
另一方面，将相电压指令Vu与载波三角波C1进行比较。如果相电压指令Vu比载波三角波C1大，则使导通截止信号Sups为1(导通)，如果相电压指令Vu比载波三角波C1小，则使导通截止信号Sups为0(截止)。
由此，本处理中，相对于针对V相及设有相电流检测传感器82的W相的载波三角波C2的相位，使针对未设有相电流检测传感器82的U相的载波三角波C1的相位错开180度。因此，根据本处理，与实施方式1同样地，三相端子电压Vu_PWM、Vw_PWM、Vw_PWM也成为以中央时刻t_mid(载波三角波C2的最大值或载波三角波C1的最小值，换言之，载波三角波C1、C2的峰值)为中心而左右对称的波形。因此，在中央时刻t_mid检测得到的电流值(Iu_s、Iw_s)成为在开关周期Ts中变动的电流值Iu、Iw的平均值。通过上述方式，在实施方式2中，也能获得与实施方式1相同的效果。
实施方式3﹒
图6是表示本发明实施方式3所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。在实施方式3中，对于与实施方式1、2重复的部分省略说明。
实施方式3与实施方式1的不同点在于，在实施方式3中，在逆变器4B中设置相电流检测传感器83，来代替图1的逆变器4A中所设置的相电流检测传感器82。
相电流检测传感器83设置在下臂开关元件Swn和直流电源3的负极端子之间。相电流检测传感器83由设置在下臂开关元件Swn与直流电源3的负极端子之间的电阻Rw、以及第三放大器Amp构成。相电流检测传感器83在下臂开关元件Swn导通时，利用流过电阻Rw的电流与Iw相一致的情况，来检测W相电流。即，相电流检测传感器83在下臂开关元件Swn导通的定时，输出由第三放大器Amp对电阻Rw的两端电压进行放大而得到的相电流Iw_s。
实施方式3中，不存在因从实施方式1、2中的相电流检测传感器82变为相电流检测传感器83而导致检测定时的变更。例如，若参照图3，则在实施方式1中的作为电流检测时刻的中央时刻t_mid，w相的上臂开关元件Swp截止，因而下臂开关元件Swn导通，因此在相电流检测传感器83中，也与相电流检测传感器82同样地，只要在中央时刻t_mid进行检测，并输出到三相电压指令运算器5A即可。
由此，在实施方式3中，使用设置在下臂开关元件Swn与直流电源3的负极端子之间的相电流检测传感器83，来代替设置于W相的相电流检测传感器82。相电流检测传感器83的电阻Rw的两端电压的电位变动比相电流检测传感器82的电阻Rw的两端电压的电位变动要少。因此，在实施方式3中，能够抑制电阻Rw的两端电压的电位变动。因此，作为用于相电流检测传感器83的第三放大器Amp，可以使用低级且廉价的工作放大器，可以得到如下效果：能够进一步抑制逆变器装置的装置成本。
实施方式4﹒
图7是表示本发明实施方式1所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。在实施方式4中，对于与实施方式1～3重复的部分省略说明。实施方式4与实施方式3的不同点在于，在图7中，设置有偏移电压运算部6B以及三相电压指令运算器5B，来代替图6的偏移电压运算部6A以及三相电压指令运算器5A。
图8是表示偏移电压运算部6B中的运算处理的流程的流程图。
图8中，在步骤S101中，首先，将从三相电压指令运算器5B输入的基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb按照从大到小的顺序分别设为最大相Vmax、中间相Vmid、最小相Vmin，并存储其中的最大相Vmax和最小相Vmin。
接着，在步骤S102中，对逆变器4B的输出上限值VH_limit存储0.5Vdc，并且对逆变器4B的输出下限值VL_limt存储-0.5Vdc。另外，输出上限值VH_limit并不限于0.5Vdc，也可以是其它值。同样地，输出下限值VL_limt并不限于-0.5Vdc，也可以是其它值。
在步骤S103中，判断最大相Vmax是否超过逆变器4B的输出上限值VH_limit。在判定结果为超过(是)的情况下，进入步骤S107的处理。另一方面，在判定结果为未超过(否)的情况下，进入步骤S104的处理。
在步骤S104中，判断最小相Vmin是否低于逆变器4B的输出下限值VL_limit。在判定结果为低于(是)的情况下，进入步骤S106的处理。另一方面，在判定结果为未低于(否)的情况下，进入步骤S105的处理。
在步骤S105中，将偏移电压Voffset设定为0。
在步骤S106中，将从最小相Vmin中减去输出下限值VL_limit而得到的减法值设定为偏移电压Voffset。
在步骤S107中，将从最大相Vmax中减去输出上限值VH_limit而得到的减法值设定为偏移电压Voffset。
偏移电压运算部6B将由此求出的偏移电压Voffset输出到减法部7。
接着，使用图9来说明减法部7的动作。减法部7中，从三相电压指令运算器5B输入有基本三相电压指令Vub、Vvb、Vw，并且从偏移电压运算部6B输入有偏移电压Voffset。减法部7通过从基本三相电压指令Vub、Vvb、Vw中减去偏移电压Voffset来求出电压指令Vu、Vv、Vw。图9示出输入到减法部7的基本三相电压指令Vub、Vvb、Vw、以及从减法部7输出的电压指令Vu、Vv、Vw各自的电角度1周期的波形。图9(a)表示基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb，图9(b)表示电压指令Vu、Vv、Vw。
此时，如图9(a)所示，当基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb中的最大相超过逆变器输出上限值VH_limit(＝0.5Vdc)时，如图9(b)所示，减法部7使用偏移电压Voffset使最大相向下侧偏移，以使电压指令Vu、Vv、Vw中的最大相与逆变器输出上限值0.5Vdc一致。由此，电压指令Vu、Vv、Vw的波形始终不超过逆变器输出上限值0.5Vdc。同样地，如图9(a)所示，当基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb中的最小相低于逆变器输出下限值VL_limit(＝-0.5Vdc)时，如图9(b)所示，减法部7使用偏移电压Voffset使最小相向上侧偏移，以使电压指令Vu、Vv、Vw中的最小相与逆变器输出下限值-0.5Vdc一致。由此，电压指令Vu、Vv、Vw的波形始终不低于逆变器输出下限值-0.5Vdc。
接着，使用图9，对实施方式4中的三相电压指令运算器5B的动作进行说明。这里，将相电流检测传感器83准确地检测相电流Iw_s所需要的时间设为电流检测时间Tc。在实施方式4中，设为Tc＝5μs，开关周期Ts＝50μs。此时，为了利用相电流检测传感器83进行电流检测，W相的上臂开关元件Swp的导通占空比需要设为1-Tc/Ts＝0.9以下。因此，在图9中，作为“下臂导通时间＝Tc的电压电平”，将下臂导通时间设定为上臂开关元件的导通占空比成为0.9的电压0.4Vdc。
接着，在图5中，将针对与载波三角波为同相位的V相及W相的上臂开关元件Svp、Swp的导通占空比成为0.4Vdc以下的区间、换言之V相及W相的下臂开关元件Svn、Swn的通电时间成为Tc以上的区间设为图9(b)的区间A。图10示出区间A内的X处的三相端子电压Vu_PWM、Vv_PWM、Vw_PWM的波形。在该情况下，在W相中，从时刻tw_off到时刻tw_on为止的时间大于电流检测时间Tc，因此，在中央时刻t_mid(载波三角波成为最大值的时刻)，相电流检测传感器83检测相电流Iw_s。然后，从相电流检测传感器83输出的相电流Iw_s被输入到三相电压指令运算器5B。另外，如图10所示，在中央时刻t_mid，Vu_PWM＝Vdc、Vv_PWM＝0、Vw_PWM＝0，因此，根据图4可知，Idc_s等于Iu。因此，在中央时刻t_mid，将由电源电流检测传感器81检测到的电源电流Idc_s输入到三相电压指令运算器5B。三相电压指令运算器5B参照图4的表，设为Iu_s＝Idc_s，并用于电流的控制。对于三相电压指令运算器5B中的之后的处理，实施与实施方式1中所阐述的特别是式(4)～式(8)同等的处理即可。
接着，图5中，将针对V相的上臂开关元件Svp的导通占空比大于0.4Vdc的区间、换言之下臂开关元件Svn的通电时间小于Tc的区间设为图9(b)的区间C。图11示出区间C内的Y处的三相端子电压Vu_PWM、Vv_PWM、Vw_PWM的波形。在该情况下，时刻tu_on与中央时刻t_mid的间隔较窄，在中央时刻t_mid，仍残留因U相导通而导致的对相电流Iw_s以及电源电流Idc_s的脉动的影响。因此，相电流Iw_s以及电源电流Idc_s的检测精度较低。因此，在这种情况下，在作为中间相的w相的开关时刻tw_off或tw_on的前后，电源电流检测传感器81合计检测2次电源电流Idc_s。在实施方式4中，如图11所示，在中间相的开关时刻tw_off之前的时刻tdc_1以及之后的时刻tdc_2，对电源电流Idc_s进行检测。以下，将在时刻tdc_1检测出的电源电流Idc_s设为Idc_s1，将在时刻tdc_2检测出的电源电流Idc_s设为Idc_s2。此时，在时刻tdc_1检测出的电源电流Idc_s1根据图4等于-Iu，在时刻tdc_2检测出的电源电流Idc_s2根据图4等于Iv。由此，在三相电压指令运算器5B中，检测电源电流Idc_s1、Idc_s2，并分别作为-Iu_s、Iv_s来使用，之后，实施在实施方式1中所阐述的处理即可。另外，在图9中的B、C、D中，在时刻t_mid附近，三相端子电压Vu_PWM、Vv_PWM、Vw_PWM产生变动(开关)，因此，在中央时刻t_mid难以检测电源电流Idc_s以及相电流Iw_s。因此，在这些区间B、C、D中，在中间相进行开关的时刻的前后，合计检测2次电源电流Idc_s，并将它们输入到三相电压指令运算器5B，在三相电压指令运算器5B中，使用图4来再生两相的相电流，由此，能够始终进行基于三相的相电流的电流控制。
图9中，示出了电压指令Vu、Vv、Vw，然而，若将横轴设为开关1周期、将纵轴设为电角度1周期来表示在各个电角度下的导通或截止的定时，则成为图12那样。图中的[V1]～[V7]表示图4所示的电压矢量，在其旁边一并记载了通过电源电流Idc_s的检测而得到的相电流。另外，在画了下划线的区域中，通过相电流检测传感器83得到Iw_s。对电角度240deg的情况下的电流检测方法进行说明。由于时刻tu_on与时刻t_mid的间隔、时刻tv_off与时刻t_mid的间隔较为接近，因此，如果在t_mid进行检测，则脉动的影响会残留。因此，在tu_on以及tv_off之前的例如tw_off+Tc的定时，对电源电流Idc_s以及相电流Iw_s进行检测。由于电压矢量为V3，因此，作为电源电流Idc_s，可以检测Iv。对于三相电压指令运算器5B中的之后的处理，实施与实施方式1中所阐述的特别是式(4)～式(8)同等的处理即可。另外，即使在电角度300deg的情况下，tu_on与t_mid的间隔、tw_off与t_mid的间隔也较为接近，因此，若在中央时刻t_mid进行检测，则脉动的影响会残留。因此，在tu_on以及tv_off之前的例如tu_off-α(α为正值)的定时，由电源电流检测传感器81以及相电流检测传感器83检测电源电流Idc_s以及相电流Iw_s。由于电压矢量为V4，因此，作为电源电流Idc_s，可检测-Iu。对于三相电压指令运算器5B中的之后的处理，实施与实施方式1中所阐述的特别是式(4)～式(8)同等的处理即可。即，在输出能够对相电流无法检测的任一相的电流进行检测的电压矢量的定时，检测电源电流以及相电流，并将其输入到三相电压指令运算器5B，由三相电压指令运算器5B再生两相的相电流，由此，能够始终进行基于三相的相电流的电流控制。
此外，在电角度为240deg的情况下，也可以在tw_off-α的定时检测电源电流Idc_s1，在tw_off+Tc的定时检测电源电流Idc_s2以及相电流Iw_s。此时，由于电源电流Idc_s1为-Iu、电源电流Idc_s2为Iv，因此，也可以进行基于这些三相的相电流的电流控制。
此外，图12中，在区间B中稍稍超过180deg的区域、区间C中270deg附近、区间E的比360deg稍靠前的区域、即在电压指令中的一相与输出上限值或输出下限值一致、其它两相的导通占空比为Tc以上且为(Ts-Tc)/Ts以下的情况下，能够在时刻t_mid通过电源电流检测传感器来检测电源电流，因此，也能够设定为基于该电源电流，通过三相电压指令运算器5B来运算基本三相电压指令。
如上所述，在实施方式4中，在与W相以及V相对应的下臂开关元件的各通电时间为电流检测时间Tc以上的情况下，三相电压指令运算部5B获取由电源电流检测传感器81以及相电流检测传感器83在载波三角波C2成为最大值的时刻即最大值时刻所检测到的电源电流以及相电流，并使用所获取到的这些电流来运算相电压指令Vu、Vv、Vw。在该情况下，由于开关元件的通电时间为电流检测时刻Tc以上，因此，不存在因开关元件导通或者截止所引起的脉动的影响，因此，只要在载波三角波C2成为最大值的最大值时刻检测电源电流以及相电流即可。
此外，在与V相对应的下臂开关元件的通电时间小于电流检测时间Tc的情况下，或者在与U相对应的上臂开关元件的通电时间小于电流检测时间Tc的情况下，电源电流检测传感器81在载波三角波C1或载波三角波C2的周期中至少检测2次电源电流，由此，三相电压指令运算部5B检测流过三相逆变器的三相中的至少两相的电流，并使用所检测到的这些电流来运算所述相电压指令。在这样的情况下，残留了因开关元件导通或截止而产生的脉动的影响，因此，通过至少检测2次电源电流，来检测流过三相逆变器的三相中的至少两相的电流，由此能够防止检测精度的劣化。
此外，在将W相、V相以及U相按照相电压指令从大到小的顺序分别设为最大相、中间相、最小相的情况下，电源电流检测传感器81在与中间相对应的上臂开关元件的开关定时的前后对电源电流进行2次检测，由此，三相电压指令运算部5B对流过最大相以及最小相的电流进行检测，并使用所检测出的这些电流来运算相电压指令。由此，能够减少脉动的影响，能够防止检测精度的劣化。
此外，在与W相以及V相中的任一相对应的下臂开关元件的通电时间小于电流检测时间Tc的情况下，或者与U相对应的上臂开关元件的通电时间小于电流检测时间Tc的情况下，相电流检测传感器83在能够确保电流检测时间Tc以上的定时检测流过W相的电流，并且，电源电流检测传感器81在载波三角波C1或载波三角波C2的周期中至少检测一次电源电流，由此，三相电压指令运算部5B检测流过V相以及U相中的至少一相的电流，并基于所检测出的这些电流来运算相电压指令。由此，能够减少脉动的影响，能够防止检测精度的劣化。
另外，在W相中能够确保电流检测时间Tc以上的定时由电源电流检测传感器81以及相电流检测传感器83检测电源电流以及相电流，由此，三相电压指令运算部5B检测流过三相逆变器的三相中的至少两相的电流，并使用所检测出的这些电流来运算所述相电压指令。由此，能够减少脉动的影响，能够防止检测精度的劣化。
另外，在三相逆变器的三相中的V相以及U相中，在相电压指令与三相逆变器的输出上限值或输出下限值一致、且与W相对应的下臂开关元件的通电时间为Tc以上的情况下，三相电压指令运算部5B使用在载波三角波C2成为最大值的最大值时刻由电源电流检测传感器81以及相电流检测传感器83所检测到的电源电流以及相电流来运算相电压指令。由此，能够减少脉动的影响，能够防止检测精度的劣化。
实施方式5﹒
在实施方式5中，对于与实施方式1～4重复的部分省略说明。实施方式5与实施方式4的不同之处在于逆变器导通截止信号生成部8C。即，实施方式5所涉及的逆变器装置及电动助力转向装置的结构是在图7的结构中设置逆变器导通截止信号生成部8C来代替逆变器导通截止信号生成部8A而得到的。因此，这里设为参照图7，并省略图示。
在逆变器导通截止信号生成部8C中，在使用下述式(9)运算得到的电压指令的振幅Vamp超过预先设定的上限值的情况下，或者在设置有相电流检测传感器83的W相的电压指令超过基于电流检测时间Tc来决定的预先设定的上限值的情况下，如图13所示，将针对三相的载波三角波设定为同相。图13与实施方式2中所阐述的图5的不同之处在于，载波三角波C1与载波三角波C2同相。
【数学式5】
Figure BDA0002330826000000221
图13中的三相电压指令Vu、Vv、Vw为图9所示的Y处的值。在实施方式4的图11中，载波三角波C1相对于载波三角波C2具有180度的相位差，因此，在作为电流检测时刻的中央时刻t_mid附近，产生与载波三角波C1进行比较的U相的开关tu_on，因而电源电流和相电流的检测精度恶化。因此，在电压指令的振幅Vamp超过预先设定的上限值的情况下，或者在设有相电流检测传感器83的W相的电压指令超过预先设定的上限值的情况下，将载波三角波C1设定为与载波三角波C2同相。通过该操作，U相的开关时刻tu_off、tu_on在远离作为电流检测时刻的中央时刻t_mid的位置产生，因此，即使在图9的区间A以外，也能够在中央时刻t_mid检测电源电流以及相电流，因此可获得如下效果：逆变器的输出电流的、能够检测载波周期中的平均值的相位增大。
实施方式6﹒
图14是表示本发明实施方式6所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。在实施方式6中，对于与实施方式1～5重复的部分省略说明。实施方式5与实施方式4的不同之处在于三相电压指令运算器5C以及逆变器导通截止信号生成部8D，在相电流检测传感器83发生故障这点上也不同。此外，三相电压指令运算器5C在未输入有来自相电流检测传感器83的相电流Iw_s、或者相电流Iw_s的值在预先设定的正常范围外的情况下，判定为相电流检测传感器83发生故障。
下面，对逆变器导通截止信号生成部8D的动作进行说明。首先，通过上述式(1)、式(2)、式(3)，将三相电压指令Vu、Vv、Vw转换为导通占空比指令Du、Dv、Dw。
图15是表示逆变器4B的开关周期Ts(Ts：例如50μs)中的、逆变器4B的上臂开关元件Sup、Svp、Swp与从逆变器4B输出的三相端子电压Vu_PWM、Vv_PWM、Vw_PWM之间的关系的图。首先，在U相中，在时刻t_start，将上臂开关元件Sup设为导通、即置位为1，在期间Du×Ts的期间使该状态持续，并在时刻tu_off设为截止、即设为0。
接下来，在V相中，在从时刻t_start开始的期间Tc间，将上臂开关元件Svp设为截止、即设为0，在经过Tc后的时刻Tv_on，将上臂开关元件Svp设为导通、即置位为1，在Dv×Ts期间使该状态持续，并在时刻Tv_off设为截止、即设为0。
接下来，在W相中，到从时刻t_start开始的期间2×Tc为止，将上臂开关元件Swp设为截止、即设为0，在经过2×Tc后的时刻Tw_on，将上臂开关元件Swp设为导通、即置位为1，在Dw×Ts期间使该状态持续，并在时刻Tw_off设为截止、即设为0。
三相端子电压Vu_PWM、Vv_PWM、Vw_PWM分别成为与上臂开关元件Sup、Svp、Swp的导通截止同步的波形。
图15的特征在于导通时间被固定。U相始终在t_start导通，V相始终在从t_start经过Tc之后导通，W相始终在从t_start经过2×Tc之后导通。由此，导通时间始终是固定的。另一方面，各相的截止时刻根据各相的占空比(Du、Dv、Dw)而变动。通过这样的开关方法，图15所示的状态P(Sup＝1、Svp＝0、Swp＝0)持续电流检测期间Tc，并且状态Q(Sup＝1、Svp＝1、Swp＝0)持续电流检测期间Tc。根据图4，状态P等于电压矢量V1，状态Q等于电压矢量V2。在图4中，若将去除了作为零矢量的V0以及V7的V1～V6定义为有效矢量，则通过图15的开关，在电流检测期间Tc间分别输出V1、V2这两种有效矢量。
接着，对三相电压指令运算器5C的动作进行说明。三相电压指令运算器5C中，利用电源电流检测传感器81在状态P的时刻检测一次电源电流，然后在状态Q的时刻再检测一次电源电流。根据图4，状态P下的电源电流等于Iu，因此，能够根据在状态P的时刻检测出的电源电流来检测Iu。接着，根据图4，状态Q下的电源电流等于-Iw，因此，能够根据在状态Q的时刻检测出的电源电流来检测Iw。然后，使用在状态P、Q下分别检测出的流过两相的电流Iu、Iw，实施与三相电压指令运算器5A同样的运算，来计算基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb。
如上所述，在实施方式6中，控制部构成为在相电流检测传感器83检测到故障的情况下，生成导通截止信号以使逆变器4B输出两种有效矢量，利用电源电流检测传感器81检测各有效矢量时的电流，并利用三相电压指令运算器5C基于该电流来运算基本三相电压指令，由此起到如下效果：即使在相电流检测传感器83发生故障的情况下，也能够继续交流电动机的电流控制。
实施方式6中，阐述了将导通顺序设为U相→V相→W相的示例，但导通顺序并不限于此。例如，也可以将导通顺序设为W相→U相→V相，在所生成的有效矢量V5、V6期间中，分别根据电源电流生成Iw、Iv，进行同样的控制。另外，也可以根据电压指令的大小关系来切换导通顺序。
实施方式7﹒
图16是表示本发明实施方式1所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。在实施方式7中，对于与实施方式1～3重复的部分省略说明。实施方式7与图6的实施方式3的不同之处在于三相电压指令运算器5D，在电源电流检测传感器81发生故障这点上也不同。另外，三相电压指令运算器5D在未输入有来自电源电流检测传感器81的电源电流Idc_s、或者电源电流Idc_s的值在预先设定的正常范围外的情况下，判定为电源电流检测传感器81发生故障。
实施方式7中，为了在检测到电源电流检测传感器81的故障时进行动作，三相电压指令运算器5D不使用电源电流Idc_s，而使用由相电流检测传感器83检测出的Iw_s来运算基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb。以下，对该方法进行阐述。
与实施方式1同样地，对控制指令设定旋转二轴上的电流指令id_targert、iq_targert。这里，将它们设定为下述式(10)、(11)。
id_target＝0…式(10)
iq_target＝(√3/√2)×Iamp…式(11)
此时，由相电流检测传感器83检测出的相电流Iw_s成为下述式(12)(如实施方式1中所阐述的那样，θ为转子磁极位置)。
Iw_s＝Iamp’×cos(θ+π/2+2π/3)…式(12)
这里，由于Iw_s以及cos(θ+π/2+2π/3)是已知的，因此通过下述式(13)对Iamp'进行运算。
Iamp’＝Iw_s/cos(θ+π/2+2π/3)…式(13)
无法进行检测的Iu_s、Iv_s的推定值分别成为式(14)和式(15)那样。
Iu_s＝Iamp’×cos(θ+π/2)…式(14)
Iv_s＝Iamp’×cos(θ+π/2-2π/3)…式(15)
如上所述，通过使用由相电流检测传感器83检测出的Iw_s、以及使用Iw_s推定出的Iu_s、Iv_s来进行实施方式1中所阐述的式(5)～式(8)的运算，从而能够运算基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb。
如上所述，在实施方式7中，构成为当电源电流检测传感器81发生故障时，基于由相电流检测传感器83检测出的相电流检测值，来推定至少两相的电流，并基于这些电流，通过三相电压指令运算器5D来运算基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb，由此起到如下效果：即使在电源电流检测传感器81发生故障时，也能够继续交流电动机1的电流控制。
实施方式8﹒
图17是表示本发明实施方式1所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。在实施方式8中，对于与实施方式1～3重复的部分省略说明。实施方式8与图3的实施方式3的不同之处在于三相电压指令运算器5E以及传感器故障检测器800。
传感器故障检测器800基于电源电流检测值Idc_s、相电流检测值Iw_s以及导通截止信号Sups～Swns，检测电源电流检测传感器81的故障以及相电流检测传感器83的故障，并向三相电压指令运算器5E输出故障信号。
以下，对传感器故障检测器800的动作进行详细阐述。传感器故障检测器800根据所输入的导通截止信号Sups～Swns，判定电压矢量处于图4的V0～V7中的哪个状态。然后，在电压矢量例如是V2矢量的情况下，检测Idc_s以及Iw_s。此处，根据图4，Idc_s与-Iw一致，因此，若电源电流检测传感器81与相电流检测传感器83没有故障，则Idc_s的绝对值与Iw_s的绝对值大致一致。因此，将Ith设为事先确定的阈值，在满足式(16)的情况下判定为无故障，在不满足的情况下判定为有故障。
|Idc_s|-|Iw_s|<|Ith|…(16)
接着，对三相电压指令运算器5E的动作进行说明。在传感器故障检测器800判定为无故障的情况下，三相电压指令运算器5E进行与实施方式1中所阐述的三相电压指令运算器5A相同的动作。另一方面，在传感器故障检测器800判定为有故障的情况下，进行以下动作。
将控制指令设定为旋转二轴上的电流指令id_target、iq_target，使用这些电流指令和交流电动机1的电动机常数，通过下述式(17)、(18)来计算旋转二轴上的电压指令Vd、Vq。
Vd＝R×id_target-ω×Lq×iq_target…(17)
Vq＝R×iq_target+ω×(Ld×id_target+φ)…(18)
这里，R、Ld、Lq和φ分别是交流电动机1的绕组电阻、与d轴相关的自感、与q轴相关的自感、以及交链磁通数。
接着，使用与d轴相关的电压指令Vd、与q轴相关的电压指令Vq以及转子磁极位置θ，根据下述式(19)来运算基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb。
【数学式6】
通过以上运算，能够运算基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb，而不使用交流电动机1的实际的电流值。
如上所述，在实施方式8中，使用传感器故障检测器800来检测电源电流检测传感器81以及相电流检测传感器82的故障，当检测到至少任意一个发生故障时，利用三相电压指令运算器5E，使用电流指令以及交流电动机1的电气常数(R、Ld、Lq、φ)，对基本三相电压指令Vub、Vvb、Vwb进行运算，由此起到如下效果：即使在电源电流检测传感器81、相电流检测传感器83、或这两者发生故障时，也能够继续交流电动机1的电流控制。
实施方式9﹒
图18是表示本发明实施方式9所涉及的逆变器装置以及电动助力转向装置的结构的结构图。在实施方式9中，对于与实施方式1～8重复的部分省略说明。实施方式9与实施方式8的不同点在于，设置有方向盘901、前轮902、转矩检测器903以及齿轮904，并且设置有三相电压指令运算器5F以代替三相电压指令运算器5E。
图18中，驾驶员使方向盘901左右旋转来进行前轮902的转向。转矩检测器903检测助力转向系统的转向转矩Tst，将检测转矩Tst作为控制指令输出到三相电压指令运算器5F。交流电动机1的转子经由齿轮904与转向轴905相连结。交流电动机1产生辅助驾驶员的转向的辅助转矩。
接着，对三相电压指令运算器5F的动作进行阐述。将交流电动机1的与d轴相关的电流指令id_target设定为0，并使用转向转矩Tst，将与q轴相关的电流指令iq_target设定为下述式(20)那样。
iq_target＝ka·Tst…(20)
这里，ka为常数，但也可以设定为根据转向转矩Tst或汽车的行驶速度使ka的值变动。这里，通过式(20)来决定iq_target，但也可以基于与转向状况对应的公知的补偿控制来设定。对于此后的处理，实施与实施方式1中所阐述的特别是式(4)～式(8)同等的处理即可。
以下，对实施方式9的效果进行阐述。在电动助力转向装置的控制中，电流控制器的稳定性最为重要。为了确保电流控制的稳定性，需要将电动机电流的检测间隔设为恒定。在专利文献2的方法中，电流检测周期为载波的波峰以外，检测定时依赖于电压值而不为恒定，与此相对，在实施方式9中，将PWM载波的周期设为单一周期的三角波，在其最大值附近检测电动机电流。通过将PWM载波的周期设为单一周期，PWM载波的最大值附近和下一个周期的PWM载波的最大值附近的周期始终恒定，能够进行恒定周期下的电动机电流的检测，能够确保电流控制器的稳定性。
接下来，在电动助力转向装置的控制中，要求高精度地检测电动机电流。对其理由进行说明。如果在检测出的电动机电流中产生相对于其真值的误差，则电流控制器进行控制，以使包含误差的电动机电流与电流指令一致。其结果是，由交流电动机1产生转矩脉动，该转矩脉动经由齿轮904传递到方向盘901，使驾驶员的转向感恶化。从该观点出发，在专利文献2中，未必能够始终检测电流的基波，在转向感方面存在问题。另一方面，在实施方式9中，通过将电流检测的定时设为PWM载波的最大值附近，从而能够根据包含脉动分量的电动机电流来检测其基波。由此，能够高精度地检测电动机电流，不由交流电动机1产生转矩脉动，驾驶员可获得良好的方向盘转向感。
另外，在电动助力转向装置中，要求小型化。通过小型化，向车辆的搭载性增加，配置的自由度增加，也能够有助于车辆本身的小型化。在这一点上，专利文献1中，使用了3个电流检测器，但本实施方式9所涉及的结构由2个电流检测器来实现，因此，能够得到在小型化方面较为优异的效果。
此外，在实施方式1～9中，采用了将电源电流检测传感器81设置于直流电源的负极侧的结构，然而，由于在直流电源的正极侧与负极侧流过的电流相同，因此，当然也可以采用将电源电流检测传感器81设置于直流电源的正极侧的结构。
另外，在实施方式1～9中，对三相的交流电动机1以及三相的逆变器4A、4B进行了说明，但并不限于该情况，交流电动机1以及逆变器4A、4B的相数可以是任意的个数。
标号说明
1交流电动机，2旋转位置检测器，3直流电源，4A、4B逆变器，5A、5B、5C、5D、5E、5F三相电压指令运算器，6A、6B偏移电压运算部，7减法部，8A、8B、8C、8D逆变器导通截止信号生成部，81电源电流检测传感器，82相电流检测传感器。

Claims (17)

1.一种逆变器装置，其特征在于，包括：
三相逆变器，该三相逆变器将由直流电源提供的直流电压转换为交流电压，并将该交流电压输出到交流电动机；
电源电流检测传感器，该电源电流检测传感器检测在所述直流电源与所述三相逆变器之间流过的电源电流；
相电流检测传感器，该相电流检测传感器针对所述三相逆变器的三相中的一相而设置，检测在该一相中流过的相电流；以及
控制部，该控制部使用所述电源电流以及所述相电流中的至少一方，运算与针对所述三相逆变器输出的所述交流电压的指令值相当的相电压指令，并基于所述相电压指令，生成向所述三相逆变器输出的导通截止信号，
所述三相逆变器按各相设置上臂开关元件和下臂开关元件，
在将所述三相逆变器的三相中、未设置有所述相电流检测传感器的一相所对应的所述上臂开关元件导通、且其它两相所对应的所述下臂开关元件导通的期间的中央的时刻设为中央时刻时，
所述控制部使用所述电源电流检测传感器和所述相电流检测传感器在所述中央时刻检测出的电源电流和相电流，来作为所述电源电流和所述相电流。
2.如权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，
所述控制部通过将所述相电压指令与载波三角波进行比较，来生成向所述三相逆变器输出的所述导通截止信号，
作为所述电源电流和所述相电流，使用在所述载波三角波成为峰值的时刻由所述电源电流检测传感器和所述相电流检测传感器检测出的电源电流和相电流，来运算所述相电压指令，
在将所述三相逆变器的三相中设置有所述相电流检测传感器的所述一相设为第一相、将未设置有所述相电流检测传感器的两相中的一方设为第二相、将另一方设为第三相时，
并且，在将对所述第一相和所述第二相使用的所述载波三角波设为第一载波三角波、将对所述第三相使用的所述载波三角波设为第二载波三角波时，
所述第二载波三角波的相位相对于所述第一载波三角波的相位错开180度。
3.如权利要求2所述的逆变器装置，其特征在于，
在与所述第一相以及所述第二相对应的所述下臂开关元件的各通电时间为电流检测时间Tc以上的情况下，
所述控制部获取所述电源电流检测传感器和所述相电流检测传感器在所述第一载波三角波成为最大值的时刻即最大值时刻所检测出的电源电流和相电流，并将所获取到的这些电流用作为所述电源电流和所述相电流来运算所述相电压指令。
4.如权利要求2或3所述的逆变器装置，其特征在于，
在与所述第二相对应的所述下臂开关元件的通电时间小于电流检测时间Tc的情况下、或者在与所述第三相对应的所述上臂开关元件的通电时间小于电流检测时间Tc的情况下，
所述控制部通过由所述电源电流检测传感器在所述第一载波三角波或所述第二载波三角波的周期中至少检测两次所述电源电流，来检测流过所述三相逆变器的三相中的至少两相的电流，并使用所检测出的这些电流来运算所述相电压指令。
5.如权利要求4所述的逆变器装置，其特征在于，
在将所述第一相、所述第二相以及所述第三相按照所述相电压指令从大到小的顺序分别设为最大相、中间相、最小相的情况下，
所述控制部通过由所述电源电流检测传感器在与所述中间相对应的所述上臂开关元件的开关定时的前后检测两次所述电源电流，来检测流过所述最大相以及所述最小相的电流，并使用所检测出的这些电流来运算所述相电压指令。
6.如权利要求2至5的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
在与所述第一相和所述第二相中的任一相对应的所述下臂开关元件的通电时间小于电流检测时间Tc的情况下、或者在与所述第三相对应的所述上臂开关元件的通电时间小于电流检测时间Tc的情况下，
所述相电流检测传感器在能够确保电流检测时间Tc以上的定时检测流过所述第一相的电流，
所述电源电流检测传感器在所述第一载波三角波或所述第二载波三角波的周期中至少检测一次所述电源电流，由此来检测流过所述第二相和所述第三相中的至少一相的电流，
所述控制部基于由所述相电流检测传感器和所述电源电流检测传感器所检测出的这些电流来运算所述相电压指令。
7.如权利要求6所述的逆变器装置，其特征在于，
所述控制部在所述第一相中能够确保电流检测时间Tc以上的定时，通过由所述电源电流检测传感器和所述相电流检测传感器检测所述电源电流和所述相电流，来检测流过所述三相逆变器的三相中的至少两相的电流，并使用所检测出的这些电流来运算所述相电压指令。
8.如权利要求2至7的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
在所述三相逆变器的三相中的所述第二相以及所述第三相中、所述相电压指令与所述三相逆变器的输出上限值或输出下限值一致且与所述第一相对应的所述下臂开关元件的通电时间为Tc以上的情况下，
所述控制部使用在所述第一载波三角波成为最大值的时刻即最大值时刻由所述电源电流检测传感器和所述相电流检测传感器检测出的所述电源电流和所述相电流，来运算所述相电压指令。
9.如权利要求2所述的逆变器装置，其特征在于，
所述控制部在所述相电压指令的振幅超过预先设定的上限值的情况下，将所述第一载波三角波的相位和所述第二载波三角波的相位设定为同相。
10.如权利要求1至9的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
在将所述三相逆变器的三相按照所述相电压指令从大到小的顺序分别设为最大相、中间相、最小相的情况下，
所述控制部在所述最大相的所述相电压指令超过所述三相逆变器的输出上限值的情况下，运算从所述最大相的所述相电压指令中减去所述输出上限值而得到的减法值，将从所述最大相、所述中间相、所述最小相的所述相电压指令中减去所述减法值而得到的值分别设定为所述最大相、所述中间相、所述最小相的相电压指令，
在所述最小相低于所述三相逆变器的输出下限值的情况下，运算从所述最小相的所述相电压指令中减去所述输出下限值后得到的减法值，将从所述最大相、所述中间相、所述最小相中减去所述减法值而得到的值分别设定为所述最大相、所述中间相、所述最小相的相电压指令。
11.如权利要求1至10的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
所述控制部在检测到所述相电流检测传感器的故障的情况下，
生成所述导通截止信号，以使得从所述三相逆变器输出至少两种有效矢量，并且，基于在所述三相逆变器输出所述有效矢量的时刻由所述电源电流检测传感器检测到的所述电源电流，来检测流过所述三相逆变器的输出端子的电流中、在至少两相中流过的电流，并基于在该至少两相中流过的电流来运算所述相电压指令。
12.如权利要求1至11的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
在所述交流电动机设置有检测所述交流电动机的转子磁极位置的旋转位置检测器，
所述控制部在检测到所述电源电流检测传感器的故障的情况下，基于由所述相电流检测传感器所检测出的所述相电流及由所述旋转位置检测器所检测出的所述转子磁极位置，来推测流过所述三相逆变器的三相中的至少两相的电流，并基于推测得到的电流及由所述相电流检测传感器所检测出的所述相电流，来运算所述相电压指令。
13.如权利要求2至12的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
所述控制部生成所述导通截止信号，以使得从所述三相逆变器输出所述电源电流与所述相电流成为相同值的有效矢量，
在所述三相逆变器输出该有效矢量的时刻所检测出的所述电源电流与所述相电流之差超过预先设定的上限值的情况下，判定为所述电源电流检测传感器和所述相电流检测传感器中的至少任一方发生故障。
14.如权利要求1至13的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
所述控制部在检测到所述电源电流检测传感器或所述相电流检测传感器的故障的情况下，基于与流过所述交流电动机的电流对应的电流指令以及所述交流电动机的电气常数来运算所述相电压指令。
15.如权利要求1至14的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
所述相电流检测传感器设置在所述三相逆变器的三相中、针对设置有所述相电流检测传感器的所述一相的所述下臂开关元件与所述直流电源的负极端子之间。
16.如权利要求1至15的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
在所述逆变器装置中，所述电源电流检测传感器配置在所述直流电源的正极侧。
17.一种电动助力转向装置，其特征在于，包括：
权利要求1至16的任一项所述的逆变器装置；以及
产生用于辅助驾驶员的转向的辅助转矩的所述交流电动机。
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