JP7251336B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

従来、電圧形インバータが供給した電力によりモータを駆動するモータ制御装置において、デッドタイムに起因する指令電圧と出力電圧との誤差電圧を補償するデッドタイム補償の技術が知られている。

例えば特許文献１に開示された電圧形ＰＷＭインバータのデッドタイム補償方法では、電圧形ＰＷＭインバータが出力する三相電流について、各相電流がゼロクロス点を通過するのに伴って補償電圧の極性を切替える。そして、相電流の振幅がゼロから所定値までの範囲では補償電圧を相電流の振幅に比例させた値とし、相電流の振幅が所定値を超えた範囲では補償電圧を一定の値とする。相毎に生成された補償電圧は、各相のＰＷＭ電圧指令に加算される。これにより、相電流のゼロクロス点近傍のリプルを減少させることができると記載されている。

特開２００２－９５２６２号公報

特許文献１の技術では、相毎に補償電圧を生成して各相のＰＷＭ電圧指令に加算するため、三相分の補償電圧発生器、振幅係数乗算器及び補償電圧の加算演算器が必要であり、回路が複雑になる。また、インバータの出力電圧を生成する変調器の方式として、キャリア比較による正弦波ＰＷＭしか考慮されておらず、変調波の振幅がキャリアに対して大きくなる過変調領域には適用することができない。

本発明は、上記の点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、変調方式によらず適用可能であり、簡易な回路構成でデッドタイム補償を実施するモータ制御装置を提供することにある。

本発明によるモータ制御装置は、インバータ（６０）と、電流指令値演算部（３１）と、フィードバック制御器（３４）と、フィードフォワード項演算部（３５）と、デッドタイム項演算部（３７）と、加算器（３８、３９）と、変調器（４０）と、を備える。インバータは、多相の上下アームのスイッチング素子（６１－６６）がブリッジ接続されて構成され、直流電力を変換して多相交流電力をモータ（８０）に出力する。

電流指令値演算部は、モータに要求されるトルク指令に基づき、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ^*、Ｉｑ^*）を演算する。フィードバック制御器は、インバータからモータに通電される相電流の検出値が座標変換されたｄｑ軸電流検出値（Ｉｄ、Ｉｑ）をｄｑ軸電流指令値に追従させるようにフィードバック項（Ｖｄ＿ｆｂ、Ｖｑ＿ｆｂ）を演算する。フィードフォワード項演算部は、ｄｑ軸電流指令値に基づく電圧方程式によりフィードフォワード項（Ｖｄ＿ｆｆ、Ｖｑ＿ｆｆ）を演算する。

デッドタイム項演算部は、インバータのデッドタイムに起因する指令電圧に対する不足電圧を補償するデッドタイム項（Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DT）を、ｄｑ軸電流指令値もしくはｄｑ軸電流検出値、インバータに入力される直流電圧であるシステム電圧（Ｖｓｙｓ）、及び、スイッチング素子が単位時間当たりにスイッチングする回数であるスイッチング回数（Ｎｓｗ）に基づいて演算する。

加算器は、フィードバック項、フィードフォワード項及びデッドタイム項を加算したｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ^*、Ｖｑ^*）を出力する。変調器は、ｄｑ軸電圧指令値、システム電圧、スイッチング回数、及びモータの電気角（θｅ）に基づき、インバータの駆動信号を生成する。

デッドタイム項の振幅をＶａｍｐ_DT、システム電圧をＶｓｙｓ、デッドタイムをＴｄｅａｄ、スイッチング回数をＮｓｗ、振幅係数をαと表す。振幅係数は、ｄｑ軸電流指令値又はｄｑ軸電流検出値の電流振幅が０のとき０であり、電流振幅が０から所定値（ｘ）までの範囲で漸増し、電流振幅が所定値以上の範囲で正の一定値となるように設定されている。デッドタイム項演算部は、下記の式
Ｖａｍｐ_DT＝Ｖｓｙｓ×Ｔｄｅａｄ×Ｎｓｗ×α
によりｄｑ座標上でデッドタイム項の振幅を算出する。

本発明では、デッドタイムに起因する指令電圧に対する不足電圧を補償するためのデッドタイム項をｄｑ座標上で演算するため、特許文献１の従来技術のような三相分の補償回路が不要となる。三相モータ制御において一般に備わっているベクトル制御の座標変換機能を使用可能であるため、デッドタイム補償の回路構成が簡易になる。

また、本発明態では最終的なｄｑ軸電圧指令値から変調率を演算し、変調率に応じた出力電圧波形を容易に生成可能である。したがって、正弦波ＰＷＭに限らず、キャリア比較での出力波形生成ができない過変調領域における波形選択式等の変調方式にも広く適用可能である。さらに、デッドタイム項の振幅は、電流振幅が０のとき０となる振幅係数が乗算されて算出されるため、デッドタイムによる電圧の極性変化に伴う急変が回避される。

各実施形態のモータ制御装置が適用される全体システム構成図。 第１実施形態によるモータ制御装置の制御ブロック図。 （ａ）キャリア比較変調器、（ｂ）波形選択変調器のブロック図。 相電流とデッドタイムによる電圧との関係を示す図。 図４における（ａ）Ｖａ部（電流正方向時）の拡大図、（ｂ）Ｖｂ部（電流負方向時）の拡大図。 デッドタイムによる電圧がｄｑ座標上で表現可能であることを説明する図。 ｄｑ座標上での（ａ）力行時、（ｂ）回生時の電流、電圧ベクトル図。 デッドタイム項の振幅係数を説明する図。 第２実施形態によるモータ制御装置の制御ブロック図。

以下、本発明のモータ制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。各実施形態のモータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車に搭載され、電圧形インバータが供給した電力により主機モータの駆動を制御する装置である。複数の実施形態で実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。また、第１、第２実施形態を包括して「本実施形態」という。

図１を参照し、各実施形態のモータ制御装置が適用される全体システム構成について説明する。このシステムにおいてモータ制御装置２０は、インバータ６０によりバッテリ１０の直流電力を三相交流電力に変換し、モータ８０に出力する。モータ８０は、永久磁石式同期型三相交流電動機である。本実施形態のモータ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

電流センサ７０は、三相の電力経路８１、８２、８３のうち二相又は三相の電力経路を経由してインバータ６０からモータ８０に通電される相電流を検出し、演算部３０に出力する。図１の例ではＶ相及びＷ相の二相の電流が検出され、残る一相のＵ相電流はキルヒホッフの法則により算出される。回転角センサ８５は、レゾルバ等の回転角センサであり、モータ８０の機械角θｍを検出する。

インバータ６０は、上下アームの６つのスイッチング素子６１－６６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子６１－６６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

平滑コンデンサ１５は、インバータ６０の入力部に設けられ、バッテリ１０からインバータ６０に入力される直流電圧である「システム電圧Ｖｓｙｓ」を平滑化する。電圧センサ１６はシステム電圧Ｖｓｙｓを検出し、演算部３０に出力する。インバータ６０は、演算部３０から指令される駆動信号に従ってスイッチング素子６１－６６が動作することで、バッテリ１０の直流電力を三相交流電力に変換し、三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをモータ８０に印加する。

モータ制御装置２０の演算部３０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、ＲＯＭ等の実体的なメモリ装置（すなわち読み出し可能非一時的有形記録媒体）に予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。演算部３０は、モータ８０に要求されるトルク指令ｔｒｑ^*、システム電圧Ｖｓｙｓ、相電流Ｉｖ、Ｉｗ、機械角θｍの情報が入力される。演算部３０は、これらの情報に基づいて、インバータ６０を駆動する駆動信号を生成する。

ところで、一般に電圧形インバータでは、同相の上下アームのスイッチング素子が同時にＯＮして短絡することを防止するため、同相の上下アームのスイッチング素子が同時にＯＦＦするデッドタイムが設定される。従来、モータ制御においてデッドタイムに起因する指令電圧と出力電圧との誤差電圧を補償するデッドタイム補償の技術が知られている。このような背景から、本実施形態のモータ制御装置２０は、ｄｑ座標上でデッドタイム補償を行う。続いて、デッドタイム補償を実施するための演算部３０の構成について実施形態毎に詳しく説明する。以下の第１、第２実施形態では、「モータ制御装置」及び「演算部」の符号として、それぞれ「２０」、「３０」に続く３桁目に実施形態の番号を付す。

（第１実施形態）
第１実施形態のモータ制御装置について、図２～図８を参照して説明する。図２に示すモータ制御装置２０１において、インバータ（図中「ＩＮＶ」）６０を除く部分が演算部３０１を構成する。演算部３０１は、電流指令値演算部３１、三相－ｄｑ変換部３２、電流偏差算出部３３、フィードバック制御器３４、フィードフォワード項演算部３５、スイッチング回数演算部３６、デッドタイム項演算部３７、一次加算器３８、二次加算器３９、変調器４０、電気角演算部８６及び電気角速度演算部８７等を含む。

電気角演算部８６は、回転角センサ８５が検出したモータ８０の機械角θｍを電気角θｅに換算する。電気角速度演算部８７は電気角θｅを時間微分し電気角速度ω［ｒａｄ／ｓｅｃ］を演算する。また、電気角速度ωは電気角周波数ｆ［Ｈｚ］（＝ω／２π）にも換算される。

電流指令値演算部３１は、上位の車両制御回路から入力されたモータ８０に要求されるトルク指令ｔｒｑ^*に基づきｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。三相－ｄｑ変換部３２は、電気角θｅを用いて三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを座標変換し、ｄｑ軸電流検出値（適宜「実電流」ともいう）Ｉｄ、Ｉｑを算出する。電流偏差算出部３３は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*とｄｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑとの偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。

フィードバック制御器３４は、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑをｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従させるように、例えばＰＩ演算により、ｄｑ軸電圧指令値のフィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ、Ｖｑ＿ｆｂを演算する。フィードフォワード項演算部３５は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づく電圧方程式によりｄｑ軸電圧指令値のフィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ、Ｖｑ＿ｆｆを演算する。

この場合、電圧方程式は、相抵抗Ｒ［Ω］、ｄ軸インダクタンスＬｄ［Ｈ］、ｑ軸インダクタンスＬｄ［Ｈ］、電気角速度ω［ｒａｄ／ｓｅｃ］、誘起電圧定数φ［Ｖ・ｓｅｃ／ｒａｄ］を用いて以下の式（１．１）、（１．２）で表される。
Ｖｄ＿ｆｆ＝Ｒ×Ｉｄ^*－ω×Ｌｑ×Ｉｑ^* ・・・（１．１）
Ｖｑ＿ｆｆ＝Ｒ×Ｉｑ^*＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ^*＋ωφ ・・・（１．２）

スイッチング回数演算部３６は、電気角周波数ｆ等に基づき、インバータ６０のスイッチング素子６１－６６が単位時間当たりにスイッチングする回数であるスイッチング回数Ｎｓｗを演算する。デッドタイム項演算部３７は、電流情報、スイッチング回数Ｎｓｗ及びシステム電圧Ｖｓｙｓの情報を取得する。特に第１実施形態のデッドタイム項演算部３７は、電流情報としてｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を取得する。デッドタイム項演算部３７は、これらの情報に基づき、デッドタイム項Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DTを演算する。デッドタイム項Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DTは、インバータ６０のデッドタイムに起因する指令電圧に対する不足電圧を補償する量であり、詳細については後述する。

一次加算器３８は、フィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ、Ｖｑ＿ｆｆとデッドタイム項Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DTとを加算する。二次加算器３９は、フィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ、Ｖｑ＿ｆｆとデッドタイム項Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DTとの加算値をフィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ、Ｖｑ＿ｆｂに加算し、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を出力する。変調器４０は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*、システム電圧Ｖｓｙｓ、スイッチング回数Ｎｓｗ、及びモータ８０の電気角θｅに基づき、インバータ６０の駆動信号を生成する。

図３（ａ）、（ｂ）に変調器４０の２通りの具体的構成を示す。図３（ａ）に示す変調器４０ａは、キャリア比較による正弦波ＰＷＭ方式の変調器であり、ｄｑ－三相変換部４１及びキャリア比較部４２を有する。ｄｑ－三相変換部４１は、電気角θｅを用いてｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を三相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に座標変換する。キャリア比較部４２は、スイッチング回数Ｎｓｗ及びシステム電圧Ｖｓｙｓに基づき、三相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*から変換されたデューティ比をキャリアと比較して駆動信号を生成する。

図３（ｂ）に示す変調器４０ｂは、波形選択方式の変調器であり、変調率算出部４３、波形選択部４４及び駆動信号生成部４５を有する。変調率演算部４３は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の振幅とシステム電圧Ｖｓｙｓとの比から変調率ｍを算出する。波形選択部４４は、変調率ｍ及びスイッチング回数Ｎｓｗに基づき、予め記憶された複数の電圧波形（いわゆる「パルスパターン」）の中からいずれかの電圧波形を選択して出力する。駆動信号生成部４５は、選択された電圧波形を用いて、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の位相と電気角θｅとの関係に基づき駆動信号を生成する。波形選択方式の変調器４０ｂは、変調率ｍが所定値以上となる過変調領域でも駆動信号を生成可能である。

次に図１、図４、図５を参照し、デッドタイムにより発生する電圧について説明する。図１においてインバータ６０のＵ相に流れる相電流に注目する。ここで、インバータ６０からモータ８０に向かう電流方向を正方向と定義する。デッドタイムにはスイッチング素子６１、６４の還流ダイオードに低電位側から高電位側に向かう電流が流れる。

つまり、電流正方向時のデッドタイムには、太実線矢印で示すように上アームスイッチング素子６１の還流ダイオードに電流が流れる。電流負方向時のデッドタイムには太破線矢印で示すように、下アームスイッチング素子６４の還流ダイオードに電流が流れる。したがって、相電流とは逆相の電圧がデッドタイムにより発生する。

図４に、相電流と、デッドタイムによる電圧との時間変化を示す。図５（ａ）、（ｂ）に、それぞれ電流正方向時及び負方向時におけるＰＷＭパルスと相電圧との関係を示す。デッドタイムＴｄｅａｄは、キャリア周期Ｔｃ毎に、ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジに伴って設けられ、相電圧からＰＷＭパルスを減じた差分が「デッドタイムによる電圧」として発生する。

デッドタイムによる電圧はキャリア周期毎に発生し、相電流の位相に対し１８０［ｄｅｇ］ずれた位相を有する。また、相電流が同符号の領域、すなわちゼロクロス点を跨がない領域において、単位時間当たりの電圧は一定であり、電気周期（又は周波数）によらず振幅は一定となる。

相電流が０以外のとき、デッドタイムによる電圧の振幅Ｖｄｅａｄ［Ｖｒｍｓ］は、システム電圧Ｖｓｙｓ、デッドタイムＴｄｅａｄ［ｓｅｃ］、キャリア周期Ｔｃ［ｓｅｃ］に基づき、式（２）で算出される。式（２）中の（１／√２）は、正弦波を前提としたときの直流電圧波高値［Ｖｄｃ］から振幅実効値［Ｖｒｍｓ］への変換係数である。
Ｖｄｅａｄ＝Ｖｓｙｓ×（Ｔｄｅａｄ／Ｔｃ）×（１／√２） ・・・（２）

なお、相電流が０のとき、スイッチング素子６１－６６の還流ダイオードに電流が流れないため出力電圧が変化しない。したがって、デッドタイムによる電圧は発生しない。

続いて図６、図７を参照し、ｄｑ座標上でのデッドタイム項の算出について説明する。図６に示すように、「デッドタイムによる電圧」は、相電流の位相に対し電圧位相が１８０［ｄｅｇ］ずれた、ある電圧振幅の正弦波とみなすことができる。したがって、「デッドタイムによる電圧」をｄｑ座標上で表現可能である。

図７（ａ）、（ｂ）に、それぞれ力行時及び回生時における電流及び電圧ベクトルを示す。第１実施形態では、電流ベクトルとして電流指令ベクトルを用いる。正方向のｄ軸基準での電流指令ベクトルの位相をθｉとすると、「デッドタイムによる電圧」の位相は「θｉ＋１８０［ｄｅｇ］」と表される。以下、電流位相及び電圧位相は、正方向のｄ軸基準の位相を意味するものとする。

この「デッドタイムによる電圧」は、最終的な電圧指令とフィードフォワード電圧指令（理論値）との差分である不足電圧に相当する。言い換えれば、「デッドタイムによる電圧」を相殺する電圧をデッドタイム項としてフィードフォワード電圧指令（理論値）に加算することで最終的な電圧指令が得られる。つまり、デッドタイム項の電圧位相は電流指令の位相θｉと同じであるため、この理論に基づいてデッドタイム項Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DTを演算し、デッドタイム補償を行うことができる。

第１実施形態のデッドタイム項演算部３７は、式（３）により、ｄｑ軸電流指令値のｄ軸成分Ｉｄ^*及びｑ軸成分Ｉｑ^*と電流振幅Ｉ^*ａｍｐとの比からデッドタイム項Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DTを算出する。
Ｖｄ_DT＝Ｖａｍｐ_DT×ｃｏｓ（θｉ）＝Ｖａｍｐ_DT×Ｉｄ^*／Ｉ^*ａｍｐ
Ｖｑ_DT＝Ｖａｍｐ_DT×ｓｉｎ（θｉ）＝Ｖａｍｐ_DT×Ｉｑ^*／Ｉ^*ａｍｐ
・・・（３）

ここで、デッドタイム項の振幅Ｖａｍｐ_DTは、システム電圧Ｖｓｙｓ、デッドタイムＴｄｅａｄ［ｓｅｃ］、スイッチング回数Ｎｓｗ［回／ｓｅｃ］、及び振幅係数αに基づき、式（４）により算出される。デッドタイムＴｄｅａｄはソフトウェアの設定値が用いられる。
Ｖａｍｐ_DT＝Ｖｓｙｓ×Ｔｄｅａｄ×Ｎｓｗ×α ・・・（４）

なお、上述の「デッドタイムによる電圧の振幅Ｖｄｅａｄ」の式（２）は理論式であるのに対し、式（４）は、制御演算の視点からデッドタイム項の振幅Ｖａｍｐ_DTを算出する演算式であり、振幅係数αが乗算される点に特徴がある。振幅係数αの意義について図８を参照して説明する。

図４に示すように、相電流のゼロクロス点近傍で「電流≒０」となる時、デッドタイムによる電圧は発生しない。そこで、ｄｑ軸電流指令値の振幅Ｉ^*ａｍｐが０となるとき振幅係数αを０とすることで、デッドタイムによる電圧の極性変化に伴うデッドタイム項の振幅Ｖａｍｐ_DTの急変を回避することができる。

詳しくは、電流振幅Ｉ^*ａｍｐが所定値ｘ以上の範囲で振幅係数αは正の一定値αｍａｘとなる。また、電流振幅Ｉ^*ａｍｐが０から所定値ｘまでの範囲で、振幅係数αは電流振幅Ｉ^*ａｍｐに比例して漸増する。ここで所定値ｘは、例えばスイッチング素子の静電容量に応じて設定される。

一定値αｍａｘは、直流電圧波高値［Ｖｄｃ］からｄｑ軸電圧［Ｖｄｑ］への変換係数に相当する（√３／√２）である。この値は、直流電圧波高値［Ｖｄｃ］から交流電圧振幅［Ｖｒｍｓ］への変換と、相電圧実効値［Ｖｒｍｓ］からｄｑ軸電圧［Ｖｄｑ］への変換とを組み合わせたものである。

（効果）
第１実施形態のモータ制御装置２０１の効果について説明する。まず、フィードフォワード電圧指令にデッドタイム項を全く加算しない場合、又は、フィードフォワード電圧指令に加算されるデッドタイム項が正しく演算されない場合と対比する。

図７（ａ）、（ｂ）に示すように、デッドタイムによる電圧の位相は、力行時と回生時とで大きく変化する。デッドタイムによる電圧を全く考慮しない場合や、デッドタイム項が正しく演算されない場合、力行及び回生を跨ぐトルク指令に対し電圧指令が追従できず、ドライバビリティの悪化を招く。それに対し第１実施形態では、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づきデッドタイム項の位相が正しく演算されるため、力行及び回生を跨ぐトルク指令に対しても電圧指令が追従でき、ドライバビリティが向上する。

次に、特許文献１（特開２００２－９５２６２号公報）の従来技術と対比する。従来技術では相毎に補償電圧を生成して各相のＰＷＭ電圧指令に加算するため、三相分の補償回路が必要であるのに対し、本実施形態ではｄｑ座標上でデッドタイム補償を行うため、三相分の補償回路が不要となる。三相モータ制御において一般に備わっているベクトル制御の座標変換機能を使用可能であるため、デッドタイム補償の回路構成が簡易になる。

また、特許文献１の従来技術ではデッドタイム補償電圧の振幅をフィードバックしているが、電圧位相や変調率を考慮していないため、キャリア比較による正弦波ＰＷＭ以外の変調方式、例えば過変調領域での変調方式には適用が困難である。本実施形態では最終的なｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*から変調率を演算し、変調率に応じた出力電圧波形を容易に生成可能である。したがって、正弦波ＰＷＭに限らず、キャリア比較での出力波形生成ができない過変調領域における波形選択式等の変調方式にも広く適用可能である。

さらに、デッドタイム項の振幅Ｖａｍｐ_DTは、電流振幅が０のとき０となる振幅係数αが乗算されて算出されるため、デッドタイムによる電圧の極性変化に伴う急変が回避される。

特に第１実施形態のデッドタイム項演算部３７は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を用いてデッドタイム項Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DTを算出する。指令演算周期で演算するため、キャリアタスク等の高速演算周期で演算する場合に比べ、演算負荷を低減することができる。また、トルク指令ｔｒｑ^*に基づくｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*をすぐに使用するため、ｄｑ軸電流検出値（実電流）Ｉｄ、Ｉｑを用いる場合に比べトルク応答が早い。

（第２実施形態）
図９を参照し、第２実施形態のモータ制御装置２０２について説明する。第２実施形態のモータ制御装置２０２は、演算部３０２の構成要素は第１実施形態の演算部３０１と同じであり、デッドタイム項演算部３７に入力される電流情報のみが異なる。第２実施形態ではｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に代えて、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑ、すなわちインバータ６０からモータ８０に通電される実電流がデッドタイム項演算部３７に入力される。ｄｑ軸電流検出値の電流振幅は、「^*」の無いＩａｍｐと表される。

図７のｄｑ座標における「電流指令ベクトル」は「実電流ベクトル」に置き換えられ、同様に解釈される。つまり、実電流ベクトルの位相θｉと同じ位相のデッドタイム項がフィードフォワード電圧指令に加算されて電圧指令が算出される。また、図８の横軸の電流振幅「Ｉ^*ａｍｐ」は「Ｉａｍｐ」に置き換えられる。

第２実施形態のデッドタイム項演算部３７は、第１実施形態と同様に、式（４）によりデッドタイム項の振幅Ｖａｍｐ_DTを算出する。また、デッドタイム項演算部３７は、式（５）により、ｄｑ軸電流検出値のｄ軸成分Ｉｄ及びｑ軸成分Ｉｑと電流振幅Ｉａｍｐとの比からデッドタイム項Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DTを算出する。

Ｖｄ_DT＝Ｖａｍｐ_DT×ｃｏｓ（θｉ）＝Ｖａｍｐ_DT×Ｉｄ／Ｉａｍｐ
Ｖｑ_DT＝Ｖａｍｐ_DT×ｓｉｎ（θｉ）＝Ｖａｍｐ_DT×Ｉｑ／Ｉａｍｐ
・・・（５）

第２実施形態は、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を用いる第１実施形態に対しトルク応答の早さでは劣るが、実電流Ｉｄ、Ｉｑを用いるため瞬時のデッドタイム項Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DTを正しく演算することができる。したがって、デッドタイムによる電圧急変に対してもドライバビリティの悪化を防ぐことができる。

（その他の実施形態）
（ａ）振幅係数αは、図８に示すように、電流振幅Ｉ^*ａｍｐ（又はＩａｍｐ）が０から所定値ｘまでの間で電流振幅Ｉ^*ａｍｐ（又はＩａｍｐ）に比例するとは限らず、０から所定値ｘまでの間で曲線状や折れ線状に漸増してもよい。

（ｂ）本発明のモータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータに限らず、電圧形インバータにより電力供給されるあらゆるモータに適用可能である。また、多相交流モータの相の数は、三相に限らず何相でもよい。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２０１、２０２・・・モータ制御装置、
３１・・・電流指令値演算部、
３４・・・フィードバック制御器、
３５・・・フィードフォワード項演算部、
３７・・・デッドタイム項演算部、
３８、３９・・・加算器、
４０・・・変調器、
６０・・・インバータ、 ６１－６６・・・スイッチング素子、
８０・・・モータ。

Claims (4)

1. 多相の上下アームのスイッチング素子（６１－６６）がブリッジ接続されて構成され、直流電力を変換して多相交流電力をモータ（８０）に出力するインバータ（６０）と、
   前記モータに要求されるトルク指令に基づき、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ^*、Ｉｑ^*）を演算する電流指令値演算部（３１）と、
   前記インバータから前記モータに通電される相電流の検出値が座標変換されたｄｑ軸電流検出値（Ｉｄ、Ｉｑ）を前記ｄｑ軸電流指令値に追従させるように、フィードバック項（Ｖｄ＿ｆｂ、Ｖｑ＿ｆｂ）を演算するフィードバック制御器（３４）と、
   前記ｄｑ軸電流指令値に基づく電圧方程式によりフィードフォワード項（Ｖｄ＿ｆｆ、Ｖｑ＿ｆｆ）を演算するフィードフォワード項演算部（３５）と、
   前記インバータのデッドタイムに起因する指令電圧に対する不足電圧を補償するデッドタイム項（Ｖｄ_DT、Ｖｑ_DT）を、前記ｄｑ軸電流指令値もしくは前記ｄｑ軸電流検出値、前記インバータに入力される直流電圧であるシステム電圧（Ｖｓｙｓ）、及び、前記スイッチング素子が単位時間当たりにスイッチングする回数であるスイッチング回数（Ｎｓｗ）に基づいて演算するデッドタイム項演算部（３７）と、
   前記フィードバック項、前記フィードフォワード項及び前記デッドタイム項を加算したｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ^*、Ｖｑ^*）を出力する加算器（３８、３９）と、
   前記ｄｑ軸電圧指令値、前記システム電圧、前記スイッチング回数、及び前記モータの電気角（θｅ）に基づき、前記インバータの駆動信号を生成する変調器（４０）と、
   を備え、
   前記デッドタイム項の振幅をＶａｍｐ_DT、前記システム電圧をＶｓｙｓ、前記デッドタイムをＴｄｅａｄ、前記スイッチング回数をＮｓｗ、振幅係数をαと表すと、
   前記振幅係数は、前記ｄｑ軸電流指令値又は前記ｄｑ軸電流検出値の電流振幅が０のとき０であり、前記電流振幅が０から所定値（ｘ）までの範囲で漸増し、前記電流振幅が前記所定値以上の範囲で正の一定値となるように設定されており、
   前記デッドタイム項演算部は、下記の式
   Ｖａｍｐ_DT＝Ｖｓｙｓ×Ｔｄｅａｄ×Ｎｓｗ×α
   により前記デッドタイム項の振幅をｄｑ座標上で算出するモータ制御装置。
2. 前記デッドタイム項のｄ軸成分をＶｄ_DT、ｑ軸成分をＶｑ_DTと表し、
   前記ｄｑ軸電流指令値のｄ軸成分をＩｄ^*、ｑ軸成分をＩｑ^*、電流振幅をＩ^*ａｍｐ、正方向のｄ軸基準での電流位相をθｉと表すと、
   前記デッドタイム項演算部は、前記ｄｑ軸電流指令値に基づき、下記の式
   Ｖｄ_DT＝Ｖａｍｐ_DT×ｃｏｓ（θｉ）＝Ｖａｍｐ_DT×Ｉｄ^*／Ｉ^*ａｍｐ
   Ｖｑ_DT＝Ｖａｍｐ_DT×ｓｉｎ（θｉ）＝Ｖａｍｐ_DT×Ｉｑ^*／Ｉ^*ａｍｐ
   により前記デッドタイム項を算出する請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記デッドタイム項のｄ軸成分をＶｄ_DT、ｑ軸成分をＶｑ_DTと表し、
   前記ｄｑ軸電流検出値のｄ軸成分をＩｄ、ｑ軸成分をＩｑ、電流振幅をＩａｍｐ、正方向のｄ軸基準での電流位相をθｉと表すと、
   前記デッドタイム項演算部は、前記ｄｑ軸電流検出値に基づき、下記の式
   Ｖｄ_DT＝Ｖａｍｐ_DT×ｃｏｓ（θｉ）＝Ｖａｍｐ_DT×Ｉｄ／Ｉａｍｐ
   Ｖｑ_DT＝Ｖａｍｐ_DT×ｓｉｎ（θｉ）＝Ｖａｍｐ_DT×Ｉｑ／Ｉａｍｐ
   により前記デッドタイム項を算出する請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記変調器（４０ｂ）は、前記ｄｑ軸電圧指令値の振幅と前記システム電圧との比から算出される変調率（ｍ）、及び前記スイッチング回数に基づき、予め記憶された複数の電圧波形の中からいずれかの電圧波形を選択して出力する請求項２または３に記載のモータ制御装置。

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