JP6681266B2 - 電動機の制御装置及びそれを備えた電動車両 - Google Patents

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    • Y02T10/72Electric energy management in electromobility

Description

本発明は電動機の制御装置に関し、特に車載用の電動機の制御装置に関する。
ハイブリッド自動車や電気自動車は、車両走行中の故障発生防止の観点から信頼性の向上と、車両軽量化の観点から出力トルクの向上が要求される。これらの要求に対して三相6線式の駆動装置が考えられているが、中性点が接続されていない電動機を用いるため、電動機を駆動する駆動電流に零相電流が重畳し、銅損などの損失が増加するという課題があった。
本技術分野の背景技術として、特開昭63−224693号公報(特許文献1)がある。この公報には、「複数通電モードの中から零相電流の現在値を減少させるような第1および第2の電圧形インバータの通電モードを選択する」と記載されている。これにより零相電流を減少させるようにインバータが動作するため、零相電流による損失を低減することができる。
特開昭63−224693号公報
特許文献1に記載の方法では、零相電流を減少させるためにスイッチング回数が増加する恐れがある。
本発明の目的は、零相電流を減少させる際のスイッチング回数を低減することである。
上記の課題を解決するため、本発明に係る電動機の制御装置は、各相の巻線が独立して結線された電動機を制御するとともに、入力されたトルク指令に基づき電動機へ印加する電圧を制御するためのPWM制御信号を出力する電動機の制御装置において、前記電動機の交流電流から求められる零相電流を低減するための零相電圧指令に基づき、 出力電圧の総和からなる零相電圧のパルス幅及び振幅を制御する。
本発明に係るインバータ制御装置によれば、零相電流を減少させる際のスイッチング回数を低減することができる。
本実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。 本実施形態に係るモータ駆動装置の出力電圧波形例を示す図である。 本実施形態に係るモータ駆動装置の出力電圧ベクトル図である。 第1の実施例を説明する制御ブロック図である。 スイッチング信号生成部30のフローチャートを示す図である。 図5のフローチャートにおけるステップ2の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。 図5のフローチャートにおけるステップ4の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。 図5のフローチャートにおけるステップ6およびステップ8の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。 図5のフローチャートにおけるステップ9の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。 図5のフローチャートにおけるステップ11の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。 図5のフローチャートにおけるステップ13およびステップ15の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。ただし、本発明は下記の実施形態に限定解釈されるものではなく、公知の他の構成要素を組み合わせて本発明の技術思想を実現してもよい。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。
図1は、本発明の実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。
モータ駆動装置は、モータ200と、位置センサ210と、電流センサ220と、インバータ100と、インバータ制御装置1と、を有する。モータ駆動装置は、モータを駆動するモータ駆動システムとして機能する・
モータ200は、中性点が接続されていない埋込磁石同期電動機などにより構成される。
モータ200の固定子に巻かれたU相巻線201は、U相フルブリッジインバータ110の出力端子に接続される。
モータ200の固定子に巻かれたV相巻線202は、V相フルブリッジインバータ111の出力端子に接続される。
モータ200の固定子に巻かれたW相巻線203は、W相フルブリッジインバータ112の出力端子に接続される。
モータ200は中性点が接続されていないことにより、U相巻線201と、V相巻線202と、W相巻線203に流れる電流をそれぞれ独立に制御することができる。ただし、モータ200は中性点が接続されていないため、特許文献1に記載されている通り、U相巻線201と、V相巻線202と、W相巻線203に流れる駆動電流には、零相電流が含まれる。
位置センサ210は、モータ200の回転子の位置を検出し、検出した回転子位置θを出力する。
電流センサ220は、モータ200の固定子に巻かれた、U相巻線201と、V相巻線202と、W相巻線203に流れる電流を検出し、検出した三相電流iu、iv、iwを出力する。
インバータ100は、U相フルブリッジインバータ110と、V相フルブリッジインバータ111と、W相フルブリッジインバータ112と、により構成される。U相フルブリッジインバータ110と、V相フルブリッジインバータ111と、W相フルブリッジインバータ112と、は、図略の直流電源に並列接続される。
U相フルブリッジインバータ110は、スイッチング素子110a〜110dにより構成される。スイッチング素子110aはU相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子110bはU相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子110cはU相右レグ上アームに配置される。
スイッチング素子110dはU相右レグ下アームに配置される。
V相フルブリッジインバータ111は、スイッチング素子111a〜111dにより構成される。スイッチング素子111aはV相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子111bはV相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子111cはV相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子111dはV相右レグ下アームに配置される。
W相フルブリッジインバータ112は、スイッチング素子112a〜112dにより構成される。スイッチング素子112aはW相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子112bはW相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子112cはW相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子112dはW相右レグ下アームに配置される。
スイッチング素子110a〜110dと、スイッチング素子111a〜111dと、スイッチング素子112a〜112dをインバータ制御装置1で生成されたスイッチング信号に基づいてオンもしくはオフすることで、インバータ100は、図略の直流電源から印加された直流電圧を交流電圧に変換する。変換された交流電圧は、モータ200の固定子に巻かれたU相巻線201とV相巻線202とW相巻線203に印加され、3相交流電流を発生させる。この3相交流電流がモータ200に回転磁界を発生させ、回転子が回転する。
スイッチング素子110a〜110dと、スイッチング素子111a〜111dと、スイッチング素子112a〜112dは、金属酸化膜型電界効果トランジスタ(MOSFET)や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)などと、ダイオードを組み合わせて構成される。本実施形態では、MOSFETとダイオードを用いる構成で説明する。
インバータ制御装置1は、外部からのトルク指令値T*、電流センサ220で検出された三相電流iu、iv、iw、位置センサ210で検出された回転子位置θに基づいてインバータ100をPWM制御する。
図2は、本実施形態に係るモータ駆動装置の出力電圧波形例を示す図である。
U相出力電圧Vuは、U相フルブリッジインバータ110の出力電圧である。V相出力電圧Vvは、V相フルブリッジインバータ111の出力電圧である。W相出力電圧Vwは、W相フルブリッジインバータ112の出力電圧である。零相出力電圧V0は、U相出力電圧Vuと、V相出力電圧Vvと、W相出力電圧Vwから(1)式で求められる。
Figure 0006681266
U相フルブリッジインバータ110と、V相フルブリッジインバータ111と、W相フルブリッジインバータ112は、正極性の電源電圧Vdcか、負極性の電源電圧−Vdcか、0のいずれかの電圧を出力する。
そのため、零相出力電圧V0の振幅は、その組み合わせによって、以下のいずれかとなる。
Figure 0006681266
図3は、本実施形態に係るモータ駆動装置の出力電圧ベクトル図である。
本ベクトル図において、出力電圧ベクトルの成分は、U相、V相、W相の順に示され、その大きさは、出力電圧が正極性の電源電圧Vdcのときは+、負極性の電源電圧−Vdcのときは−、0のときは0と表現されている。零相電圧Vzはz軸成分として扱い、点の形状によりその大きさを表現した。以降、太線で示した六角形の内接円を出力電圧の最大値とした場合を扱う。
図4は、第1の実施例を説明する制御ブロック図である。
電流指令演算部10は、入力されたトルク指令値T*と、角速度ωに基づき、d軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*を計算する。d軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*の計算方法としては、最大トルク電流制御や弱め界磁制御などがあるが、周知のため説明を省略する。なお、d軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*の計算には、予め設定したテーブルを使用してもよい。
dq軸電流制御部20には、d軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*と、d軸電流検出値id、q軸電流検出値iqが入力され、比例制御や積分制御などを用いてd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を出力する。
スイッチング信号生成部30には、d軸電圧指令値Vd*、q軸電圧指令値Vq*と、零相電圧指令値V0*が入力され、スイッチング素子110a〜110dと、スイッチング素子111a〜111dと、スイッチング素子112a〜112dと、をオンもしくはオフするスイッチング信号を生成する。
インバータ100には、スイッチング信号が入力され、前記動作によりモータを運転する。
dq変換部40には、電流センサ220で検出された三相電流iu、iv、iwと、位置センサ210で検出された回転子位置θが入力され、d軸電流検出値id、q軸電流検出値iqを出力する。
零相電流算出部50には、電流センサ220で検出された三相電流iu、iv、iwと、位置センサ210で検出された回転子位置θが入力され、零相電流i0が出力される。前記零相電流i0の計算式を(3)式に示す。
Figure 0006681266
なお、零相電流i0はモータ200の回転速度により変化するため、角速度ωから推定した零相電流値を考慮して算出してもよい。
零相電流制御部60には、零相電流i0が入力され、比例制御や積分制御などを用いて零相電圧指令値V0*が出力する。
速度変換部70には、位置センサ210で検出された回転子位置θが入力され、角速度ωが出力する。
図5はスイッチング信号生成部30のフローチャートを示す図である。
ステップ1において、スイッチング信号生成部30は、零相電圧制御部60から出力される零相電圧指令値V0*の極性を判別し、零相電圧指令値V0*が正の場合はステップ2、零相電圧指令値V0*が負の場合はステップ9の処理を行う。
ステップ2において、零相電圧指令値V0*が正の場合、スイッチング信号生成部30は、P1モードのパルス幅を算出する。
その後、ステップ3において、ステップ2で算出されたP1モードのパルス幅がキャリア周期内かを判別し、P1モードのパルス幅がキャリア周期内の場合は処理を完了し、P1モードのパルス幅がキャリア周期を超える場合はステップ4の処理を行う。
ステップ4において、P1モードのパルス幅がキャリア周期を超えた場合、スイッチング信号生成部30は、P2モードのパルス幅を算出する。
その後、ステップ5において、ステップ4で算出されたP2モードのパルス幅がキャリア周期内かを判別し、P2モードのパルス幅がキャリア周期内の場合は処理を完了し、P2モードのパルス幅がキャリア周期を超える場合はステップ6の処理を行う。
ステップ6において、P2モードのパルス幅がキャリア周期を超えた場合、スイッチング信号生成部30は、P3モードのパルス幅を算出する。
その後、ステップ7において、ステップ6で算出されたP3モードのパルス幅がキャリア周期内かを判別し、P3モードのパルス幅がキャリア周期内の場合は処理を完了し、P3モードのパルス幅がキャリア周期を超える場合はステップ8の処理を行う。
ステップ8において、P3モードのパルス幅がキャリア周期を超えた場合、スイッチング信号生成部30は、P4モードのパルス幅を算出する。
ステップ9において、零相電圧指令値V0*が負の場合、スイッチング信号生成部30は、N1モードのパルス幅を算出する。その後、ステップ10において、ステップ9で算出されたN1モードのパルス幅がキャリア周期内かを判別し、N1モードのパルス幅がキャリア周期内の場合は処理を完了し、N1モードのパルス幅がキャリア周期を超える場合はステップ11の処理を行う。
ステップ11において、N1モードのパルス幅がキャリア周期を超えた場合、スイッチング信号生成部30は、N2モードのパルス幅を算出する。
その後、ステップ12において、ステップ11で算出されたN2モードのパルス幅がキャリア周期内かを判別し、N2モードのパルス幅がキャリア周期内の場合は処理を完了し、N2モードのパルス幅がキャリア周期を超える場合はステップ13の処理を行う。
ステップ13において、N2モードのパルス幅がキャリア周期を超えた場合、スイッチング信号生成部30は、N3モードのパルス幅を算出する。
その後、ステップ14において、ステップ13で算出されたN3モードのパルス幅がキャリア周期内かを判別し、N3モードのパルス幅がキャリア周期内の場合は処理を完了し、N3モードのパルス幅がキャリア周期を超える場合はステップ15の処理を行う。
ステップ15において、N3モードのパルス幅がキャリア周期を超えた場合、スイッチング信号生成部30は、N4モードのパルス幅を算出する。
図6は、図5のフローチャートにおけるステップ2の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。
以下、本領域においてP1モードのパルス幅を算出する方法を述べる。なお、他の領域においては図6のベクトル図を60°回転させ、極性を反転させることによって算出することができる。
図6において、V1を出力する期間をt1、V2を出力する期間をt2、V3を出力する期間をt3、とすると、t1とt2とt3は、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*と、零相電圧指令値V0*から(4)式で求められる。
Figure 0006681266
なお、VaとVbは、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*を図6の固定座標に変換した電圧指令値である。
図7は、図5のフローチャートにおけるステップ4の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。
以下、本領域においてP2モードのパルス幅を算出する方法を述べる。なお、他の領域においては図7のベクトル図を60°回転させ、極性を反転させることによって算出することができる。
図7において、V1を出力する期間をt1、V2を出力する期間をt2、V4を出力する期間をt4、とすると、t1とt2とt4は、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*と、零相電圧指令値V0*から(5)式で求められる。
Figure 0006681266
なお、VaとVbは、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*を図7の固定座標に変換した電圧指令値である。
図8は、図5のフローチャートにおけるステップ6およびステップ8の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。
以下、本領域においてP3モードとP4モードのパルス幅を算出する方法を述べる。なお、他の領域においては図8のベクトル図を60°回転させ、極性を反転させることによって算出することができる。
図8において、V1を出力する期間をt1、V2を出力する期間をt2、V5を出力する期間をt5、とすると、ステップ6においてt1とt2とt5は、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*と、零相電圧指令値V0*から(6)式で求められる。
Figure 0006681266
なお、VaとVbは、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*を図8の固定座標に変換した電圧指令値である。
また、ステップ8においてt1とt2とt5は、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*と、零相電圧指令値V0*から(7)式で求められる。
Figure 0006681266
なお、VaとVbは、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*を図8の固定座標に変換した電圧指令値である。
図9は、図5のフローチャートにおけるステップ9の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。
以下、本領域においてN1モードのパルス幅を算出する方法を述べる。なお、他の領域においては図9のベクトル図を60°回転させ、極性を反転させることによって算出することができる。
図9において、V1を出力する期間をt1、V2を出力する期間をt2、V6を出力する期間をt6、とすると、t1とt2とt6は、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*と、零相電圧指令値V0*から(8)式で求められる。
Figure 0006681266
なお、VaとVbは、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*を図9の固定座標に変換した電圧指令値である。
図10は、図5のフローチャートにおけるステップ11の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。
以下、本領域においてN2モードのパルス幅を算出する方法を述べる。なお、他の領域においては図10のベクトル図を60°回転させ、極性を反転させることによって算出することができる。
図10において、V1を出力する期間をt1、V2を出力する期間をt2、V7を出力する期間をt7、とすると、t1とt2とt7は、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*と、零相電圧指令値V0*から(9)式で求められる。
Figure 0006681266
なお、VaとVbは、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*を図10の固定座標に変換した電圧指令値である。
図11は、図5のフローチャートにおけるステップ13およびステップ15の処理を示す図であり、図3のベクトル図において太点線で示した六角形部分を示している。
以下、本領域においてN3モードとN4モードのパルス幅を算出する方法を述べる。なお、他の領域においては図11のベクトル図を60°回転させ、極性を反転させることによって算出することができる。
図11において、V1を出力する期間をt1、V2を出力する期間をt2、V8を出力する期間をt8、とすると、ステップ13においてt1とt2とt8は、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*と、零相電圧指令値V0*から(10)式で求められる。
Figure 0006681266
なお、VaとVbは、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*を図11の固定座標に変換した電圧指令値である。
また、ステップ15においてt1とt2とt8は、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*と、零相電圧指令値V0*から(11)式で求められる。
Figure 0006681266
なお、VaとVbは、dq軸電圧指令値Vd*、Vq*を図11の固定座標に変換した電圧指令値である。
以上の通り、本実施形態においては、零相電圧の振幅とパルス幅を制御することで、各相のインバータが出力する電圧のパルス幅がキャリア周期を超えない範囲で振幅の小さい零相電圧を出力し、スッチング回数の低減によりスイッチング損失が低減される、という効果が得られる。
1…インバータ制御装置、10…電流指令演算部、20…dq軸電流制御部、30…三相変換部、40…スイッチング信号生成部、50…dq変換部、60…零相電流算出部、70…零相電流制御部、80…速度変換部、100…インバータ、110…U相フルブリッジインバータ、110a…スイッチング素子、110b…スイッチング素子、110c…スイッチング素子、110d…スイッチング素子、111…V相フルブリッジインバータ、111a…スイッチング素子、111b…スイッチング素子、111c…スイッチング素子、111d…スイッチング素子、112…W相フルブリッジインバータ、112a…スイッチング素子、112b…スイッチング素子、112c…スイッチング素子、112d…スイッチング素子、200…モータ、201…U相巻線、202…V相巻線、203…W相巻線、210…位置センサ、220…電流センサ、iu…U相電流、iv…V相電流、iw…W相電流、id*…d軸電流指令値、iq*…q軸電流指令値、i…d軸電流検出値、i…q軸電流検出値、i0…零相電流、T*…トルク指令値、Vdc…直流電源電圧、Vu…U相出力電圧、Vv…V相出力電圧、Vw…W相出力電圧、V0…零相出力電圧、Vd*…d軸電圧指令値、Vq*…q軸電圧指令値、V0*…零相電圧指令値、ω…角速度、θ…回転子位置

Claims (4)

  1. 各相の巻線が独立して結線された電動機を制御するとともに、入力されたトルク指令に基づき電動機へ印加する電圧を制御するためのPWM制御信号を出力する電動機の制御装置において、
    出力電圧の総和からなる零相電圧の振幅およびパルス幅がそれぞれ異なる複数の通電モードのうち、いずれかの通電モードを選択して前記PWM制御信号を出力するスイッチング信号生成部を有し、
    前記スイッチング信号生成部は、前記電動機の交流電流から求められる零相電流を低減するための零相電圧指令に基づき、 前記PWM制御信号の出力パルス幅がキャリア周期内でありかつ前記零相電圧の振幅が最も小さい通電モードを選択し、前記PWM制御信号を出力する電動機の制御装置。
  2. 請求項1に記載の電動機の制御装置であって、
    零相電圧の振幅が小さくなるように零相電圧のパルス幅及び振幅を制御する制御装置。
  3. 請求項1に記載の電動機の制御装置であって、
    零相電圧出力時のスイッチング回数を低減する所定のパルス幅と振幅の零相電圧を出力する制御装置。
  4. 請求項1乃至3のいずれかに記載の電動機の制御装置を備えた電動車両。
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