JP2012005262A

JP2012005262A - 負荷制御装置

Info

Publication number: JP2012005262A
Application number: JP2010138611A
Authority: JP
Inventors: Akiyoshi Komatsuzaki; 晃義小松▲崎▼
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2010-06-17
Filing date: 2010-06-17
Publication date: 2012-01-05
Anticipated expiration: 2030-06-17
Also published as: JP5246446B2

Abstract

【課題】２つの回転型誘導性負荷の磁極位置を短時間で導出すること。
【解決手段】負荷制御装置は、直流電圧を交流電圧に変換して、同じ諸元の２つの回転型誘導性負荷に印加する２つの電力変換部と、電力変換部に供給される直流電流を検出する電流検出部と、電力変換部を制御する制御部とを備える。制御部は、２つの負荷に同一の電圧ベクトルを所定の角度毎に電気角度で一周期分、同時に入力するよう制御し、電流検出部が検出した直流電流及びそのときの電圧ベクトルの角度に基づいて、２つの負荷における総δ軸電流を算出し、一点の角度の電圧ベクトルを一方の負荷に入力するよう制御し、このとき電流検出部が検出した直流電流及び一点の角度の電圧ベクトルに応じた負荷におけるδ軸電流を算出し、総δ軸電流に関するパラメータ、一点の角度、及び一点の角度に応じたδ軸電流に基づいて、２つの負荷の各電流応答を算出し、当該電流応答の位相成分から各負荷の磁極位置を導出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電流検出センサも磁極位置検出センサも用いずに回転型誘導性負荷の磁極位置を演算によって推定する負荷制御装置に関する。

図８は、特許文献１に記載された同期電動機駆動装置のシステム構成を示すブロック図である。特許文献１には、同期電動機の交流電流を検出する交流電流検出センサも同期電動機の磁極位置を検出する磁極位置検出センサも不用なセンサレス制御技術が開示されている。当該センサレス制御技術は、同期電動機に流れる交流電流の検出に代えてインバータの入力側の直流電流を検出し、当該検出した直流電流に基づいて交流電流を推定する電流センサレス制御方式と、磁極位置センサを設けず交流電流に基づいて同期電動機の磁極位置を推定する位置センサレス制御方式とを組み合わせることによって実現される。したがって、当該技術によって同期電動機の磁極位置を導出するためには、インバータの入力側の直流電流に基づいて交流電流の推定値を演算によって求め、当該交流電流の推定値に基づいて同期電動機の磁極位置を演算によって推定するといった処理を行う。

特許第３８４３３９１号公報

図９は、２つの回転型誘導性負荷（以下「電動機」という）が設けられた場合のシステム構成を示す図である。上記説明したセンサレス制御技術を図９に示すシステムに適用した場合、電動機Ｍ１，Ｍ２の各磁極位置を導出するためには、上記説明した処理を個別に行う必要がある。このため、１つの電動機が設けられたシステムの場合と比較して、２つの電動機が設けられたシステムにおける全ての電動機の磁極位置を導出するために要する時間は長くなる。

本発明の目的は、２つの回転型誘導性負荷が設けられたシステムにおいて、交流電流検出センサも磁極位置検出センサも用いずに、全ての回転型誘導性負荷の磁極位置を短時間で導出可能な負荷制御装置を提供することである。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の発明の負荷制御装置は、直流電圧を出力する電力供給部（例えば、実施の形態での直流電源Ｂ及び昇圧コンバータ１０１）と、前記直流電圧を交流電圧に変換して、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及び電機子巻線抵抗が等しい永久磁石同期型の２つの回転型誘導性負荷（例えば、実施の形態での電動機Ｍ１，Ｍ２）に前記交流電圧をそれぞれ印加する２つの電力変換部（例えば、実施の形態でのインバータ１３１，１３２）と、前記電力供給部から前記電力変換部に供給される直流電流を検出する電流検出部（例えば、実施の形態での電流センサ１０５）と、前記電力変換部を制御する制御部（例えば、実施の形態での制御部１０７）と、を備えた負荷制御装置であって、前記制御部は、前記２つの回転型誘導性負荷の両方に同一の電圧ベクトルを所定の角度毎に電気角度で一周期分、同時に入力するよう前記２つの電力変換部を制御する電圧ベクトル入力制御部（例えば、実施の形態での電圧ベクトル入力制御部１５１）と、前記電圧ベクトルの入力時に前記電流検出部が検出した直流電流及びそのときの前記電圧ベクトルの角度に基づいて、前記２つの回転型誘導性負荷における前記電圧ベクトル方向を軸とした総δ軸電流を算出する総δ軸電流算出部（例えば、実施の形態での総δ軸電流算出部１５３）と、任意の一点の角度の電圧ベクトルを前記２つの回転型誘導性負荷の少なくともいずれか一方に入力するよう前記電力変換部を制御し、このとき前記電流検出部が検出した直流電流及び前記一点の角度の電圧ベクトルに応じた前記回転型誘導性負荷におけるδ軸電流を算出する一点δ軸電流算出部（例えば、実施の形態での一点δ軸電流算出部１５５）と、前記総δ軸電流に関するパラメータ、前記一点の角度、及び前記一点δ軸電流算出部が算出したδ軸電流に基づいて、前記２つの回転型誘導性負荷の各電流応答特性を算出し、当該電流応答特性の位相成分から各回転型誘導性負荷の磁極位置を導出する磁極位置導出部（例えば、実施の形態での磁極位置導出部１５７）と、を有することを特徴としている。

さらに、請求項２に記載の発明の負荷制御装置では、前記磁極位置導出部は、前記２つの回転型誘導性負荷の各電流応答特性を示す２つの式の各々に前記一点の角度を代入して得られた結果の内、どちらが前記一点δ軸電流算出部によって算出されたδ軸電流の値に近いかに基づいて、前記一点δ軸電流算出部が前記一点の角度の電圧ベクトルをどちらの回転型誘導性負荷に入力したかを判断することを特徴としている。

さらに、請求項３に記載の発明の負荷制御装置では、前記総δ軸電流に関するパラメータは、前記総δ軸電流の最大値及び最小値、並びに、前記総δ軸電流が最大値となるときの前記電圧ベクトルの角度を含むことを特徴としている。

請求項１〜３に記載の発明の負荷制御装置によれば、交流電流検出センサも磁極位置検出センサも設けられておらず、２つの回転型誘導性負荷が設けられたシステムでは、全ての回転型誘導性負荷の磁極位置を導出する際に、２つの回転型誘導性負荷の両方に対して同一レベルの電圧ベクトルを一周期分、同時に入力して、任意の一点の角度の電圧ベクトルをいずれか一方の回転型誘導性負荷に入力する。したがって、従来のように２つの回転型誘導性負荷に対して個別に磁極位置を導出する必要がないため、全ての回転型誘導性負荷の磁極位置を導出するために要する時間を短縮できる。

一実施形態の負荷制御装置を含むシステムを示す図３相交流座標上の電圧ベクトルを示す図（ａ）〜（ｈ）は、図２に示したＶ０〜Ｖ７の各角度における、インバータ１３１，１３２の各トランジスタのオン／オフ状態及び相電流を示す図インバータ１３１，１３２が３０度の電圧ベクトルを生成する際の、各相指令電圧とインバータキャリア信号の関係、インバータ１３１，１３２の上段を構成するトランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨに対するＰＷＭ信号、及びインバータ１３１，１３２の一次側電流Ｉ２を示すグラフ電動機のδ軸電流応答を示すグラフである。電動機とｄ軸及びｑ軸との関係を示す図電動機Ｍ１，Ｍ２に電圧ベクトルを一周期分入力することによって得られたδ軸電流Ｉδの一例を示すグラフ特許文献１に記載された同期電動機駆動装置のシステム構成を示すブロック図２つの回転型誘導性負荷が設けられた場合のシステム構成を示す図

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。

図１は、一実施形態の負荷制御装置を含むシステムを示す図である。以下説明する実施形態の負荷制御装置は、力行駆動時には電動機として動作し、回生動作時には発電機として動作する永久磁石同期モータ等の回転型誘導性負荷（以下「電動機」という）Ｍ１，Ｍ２の各運転を制御する装置である。なお、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑ、並びに、電機子巻線抵抗Ｒａといった電動機Ｍ１，Ｍ２の諸元（specifications）は略同じである。但し、電動機Ｍ１，Ｍ２の極対数は異なっていても良い。

図１に示すシステムに含まれる負荷制御装置は、昇圧コンバータ（以下、単に「コンバータ」という）１０１と、平滑コンデンサ（以下、単に「コンデンサ」という）Ｃと、電動機の数と同数のインバータ１３１，１３２と、電流センサ１０５と、制御部１０７とを備える。コンバータ１０１、コンデンサＣ及びインバータ１３１，１３２は、蓄電器等の直流電源Ｂと電動機Ｍ１，Ｍ２の間に設けられている。なお、インバータ１３１，１３２は、電動機Ｍ１，Ｍ２にそれぞれ対応し、コンバータ１０１と並列に設けられている。また、コンバータ１０１の出力電圧を平滑化するためのコンデンサＣも、コンバータ１０１とインバータ１３１，１３２の間に、コンバータ１０１と並列に設けられている。

コンバータ１０１は、上下２段に直列接続された２つのトランジスタのスイッチング動作によって、直流電源Ｂの出力電圧を昇圧する。インバータ１３１，１３２は、上下２段に直列接続された各相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）に対応するトランジスタと、各トランジスタと並列に接続された還流ダイオードとを有する。インバータ１３１，１３２は、トランジスタのスイッチング動作によって、コンバータ１０１の出力電圧を３相交流に変換する。電流センサ１０５は、インバータ１３１，１３２の一次側電流Ｉ２を検出する。電流センサ１０５よって検出された一次側電流Ｉ２の値（以下「Ｉ２電流値」という）を示す信号が制御部１０５に送られる。

制御部１０７は、コンバータ１０１及びインバータ１３１，１３２を構成する各トランジスタのスイッチング動作をＰＷＭ制御する。また、制御部１０７は、電動機Ｍ１，Ｍ２の各磁極位置を演算によって導出する。図１に示すように、制御部１０７は、電圧ベクトル入力制御部１５１と、総δ軸電流算出部１５３と、一点δ軸電流算出部１５５と、磁極位置導出部１５７とを有する。

以下、制御部１０７による電動機Ｍ１，Ｍ２の各磁極位置の導出方法について、ステップＳ１〜Ｓ５の５つに分けて詳細に説明する。なお、ステップＳ１は制御部１０７の電圧ベクトル入力制御部１５１によって行われ、ステップＳ２，Ｓ３は制御部１０７の総δ軸電流算出部１５３によって行われ、ステップＳ４は制御部１０７の一点δ軸電流算出部１５５によって行われ、ステップＳ５，Ｓ６は制御部１０７の磁極位置導出部１５７によって行われる。

（ステップＳ１）電動機Ｍ１，Ｍ２に同一の電圧ベクトルを電気角度で一周期分入力
制御部１０７の電圧ベクトル入力制御部１５１は、電動機Ｍ１，Ｍ２に同一の大きさの電圧ベクトルを入力するよう、インバータ１３１，１３２のトランジスタをスイッチング制御する。このとき、電圧ベクトル入力制御部１５１は、３相交流座標において所定の角度間隔（例えば１度毎）で一周期（３６０度）分の電圧ベクトルを入力するようインバータ１３１，１３２を制御する。図２は、３相交流座標上の電圧ベクトルを示す図である。なお、図２に示した３相交流座標上の電圧ベクトルの一周期は、電動機Ｍ１，Ｍ２の電気角度の一周期に相当する。

図２において、ｕ相方向の電圧ベクトルの角度θδを０度としたとき、ｖ相方向の角度θδは１２０度、ｗ相方向の角度θδは２４０度である。また、ｕ相成分のみを有する０度の電圧ベクトルはＶ１（１，０，０）と表され、ｖ相成分のみを有する１２０度の電圧ベクトルはＶ３（０，１，０）と表され、ｗ相成分のみを有する２４０度の電圧ベクトルはＶ５（０，０，１）と表される。また、ｕ相成分とｖ相成分のみを同等に有する６０度の電圧ベクトルはＶ２（１，１，０）と表される。このように、各相の電圧を１２０度毎に設定し、各相成分を合成したベクトルが電圧ベクトルである。

図３（ａ）〜（ｈ）は、図２に示したＶ０〜Ｖ７の各角度における、インバータ１３１，１３２の各トランジスタのオン／オフ状態及び相電流を示す図である。Ｖ０及びＶ７のときを除き、図３（ａ）〜（ｆ）に示すように、Ｖ１〜Ｖ６のときには電流センサ１０５は、各相電流によって示される一次側電流Ｉ２を検出する。

図２に示した３相交流座標において、θδ＝０〜６０度の電圧ベクトルはＶ１とＶ２の合成で表される。例えば、θδ＝３０度の電圧ベクトルは、Ｖ１（１，０，０）、Ｖ２（１，１，０）、Ｖ０（０，０，０）及びＶ７（１，１，１）がそれぞれ同等に合成されることによって生成される。図４は、インバータ１３１，１３２が３０度の電圧ベクトルを生成する際の、各相指令電圧とインバータキャリア信号の関係、インバータ１３１，１３２の上段を構成するトランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨに対するＰＷＭ信号、及びインバータ１３１，１３２の一次側電流Ｉ２を示すグラフである。図４に示されるように、インバータキャリア信号の一周期間にＶ０〜Ｖ７の電圧ベクトルの少なくとも１つをインバータ１３１，１３２が出力することによって、所望の角度θδの電圧ベクトルが生成される。

（ステップＳ２）Ｉ２電流値から相電流を復元し、電圧ベクトルの角度θδで座標変換
制御部１０７の総δ軸電流算出部１５３は、電圧ベクトルの角度θδと各角度θδ時に検出されたＩ２電流値とから相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元する。なお、電圧ベクトルの角度θδに応じた各相電流は、図３（ａ）〜（ｆ）に示された関係から復元可能である。本実施形態で復元される相電流は、電動機Ｍ１に流れる電流と電動機Ｍ２に流れる電流の和である。

次に、総δ軸電流算出部１５３は、ｄｑ変換の座標変換式と同様の下記式（１）より、電圧ベクトルの角度θδで相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標変換する。なお、当該式の左辺に示されるＩδ（以下「δ軸電流」という）は、電圧ベクトル方向を軸とした電流であって、例えば、電圧ベクトルに対して位相差が０の電流である。

電圧ベクトルを一周期入力すると、１つの電動機からは例えば図５に示したδ軸電流の応答が得られる。図６に示すように、電動機の磁極付近では透磁率が小さいためインダクタンスＬも小さい。したがって、磁極付近のδ軸電流の電流応答は大きい。したがって、図５に示すように、δ軸電流が極大値となる電圧ベクトルの角度θδが、電動機の磁極位置を示す。

なお、δ軸電流Ｉδは、電動機のｄｑ軸変換後ｄ軸電流と同様に扱うことができる。また、δ軸電流Ｉδは、電圧ベクトルと同じ軸で回転する直流電流として扱うことができる。

（ステップＳ３）電動機Ｍ１，Ｍ２に電圧ベクトルを一周期分入力することによって得られたδ軸電流Ｉδに基づきパラメータを設定
図７は、電動機Ｍ１，Ｍ２に電圧ベクトルを一周期分入力することによって得られたδ軸電流Ｉδの一例を示すグラフである。制御部１０７の総δ軸電流算出部１５３は、電動機Ｍ１のδ軸電流と電動機Ｍ２のδ軸電流の和である総δ軸電流Ｉ２δの最大値をＩ２δｍａｘに設定し、δ軸電流Ｉ２δの最小値をＩ２δｍｉｎに設定する。また、総δ軸電流算出部１５３は、δ軸電流Ｉ２δが最大値Ｉ２δｍａｘとなるときの電圧ベクトルの角度θδをθδｍａｘに設定する。

（ステップＳ４）予め特定された電動機Ｍ１，Ｍ２のいずれか一方に任意の角度θδｐｕｌｓｅの電圧ベクトルを入力
制御部１０７の一点δ軸電流算出部１５５は、対応するインバータが予め特定された電動機Ｍ１，Ｍ２のいずれか一方に任意の一点の角度θδｐｕｌｓｅの電圧ベクトルを入力するよう、当該対応するインバータのトランジスタをスイッチング制御する。図７では、電動機Ｍ１に角度θδｐｕｌｓｅが約１３０度の電圧ベクトルを入力した例を示す。一点δ軸電流算出部１５５は、角度θδｐｕｌｓｅの電圧ベクトルを入力して得られるＩ２電流値から相電流を復元し、先に挙げた式（１）に基づいて角度θδｐｕｌｓｅで相電流を座標変換することで、δ軸電流Ｉδｐｕｌｓｅを取得する。

（ステップＳ５）ステップＳ３，Ｓ４で得られたパラメータより電動機Ｍ１，Ｍ２の電流応答を示す式を導出
ステップＳ３では、δ軸電流Ｉ２δの最大値Ｉ２δｍａｘ、δ軸電流Ｉ２δの最小値Ｉ２δｍｉｎ、及びδ軸電流Ｉ２δが最大値Ｉ２δｍａｘとなるときの電圧ベクトルの角度θδｍａｘが得られた。また、ステップＳ４では、電圧ベクトルの任意の角度θδｐｕｌｓｅ及びδ軸電流Ｉδｐｕｌｓｅが得られた。これらのパラメータは、以下に示す式（２）〜（５）の関係を有する。

上記式（２）〜（５）は、電動機Ｍ１，Ｍ２の各電流応答が以下の式（６）及び（７）によって表されることを前提とする。
ｉｍｏｔ１＝Ａ＋Ｂｓｉｎ（２θδ＋α） …（６）
ｉｍｏｔ２＝Ａ＋Ｂｓｉｎ（２θδ＋β） …（７）

式（２）〜（５）から以下の関係式（８）〜（１１）が得られる。

制御部１０７の磁極位置導出部１５７は、ステップＳ３，Ｓ４で得られたパラメータを上式（８）〜（１１）に代入して、電動機Ｍ１，Ｍ２の各電流応答を示す式を構成する変数Ａ，Ｂ，α，βを導出する。

（ステップＳ６）ステップＳ４で得られたパラメータを式（６），（７）に代入して、式（６）及び（７）のどちらがステップＳ４で電圧ベクトルが入力された電動機の電流応答を示す式かを判断
制御部１０７の磁極位置導出部１５７は、ステップＳ４で得られたδ軸電流Ｉδｐｕｌｓｅが、ステップＳ４で電動機Ｍ１，Ｍ１のどちらかに入力された電圧ベクトルの角度θδｐｕｌｓｅを式（６），（７）中のθδに代入して得られた値のどちらに近いかに基づいて、ステップＳ４で電圧ベクトルが入力された電動機がどちらかを判断する。例えば、磁極位置導出部１５７は、ステップＳ４で電圧ベクトルが電動機Ｍ１に入力された場合、δ軸電流Ｉδｐｕｌｓｅが式（６）から得られた値に近い場合は、式（６）が電動機Ｍ１の電流応答を示す式と判断し、δ軸電流Ｉδｐｕｌｓｅが式（７）から得られた値に近い場合は、式（７）が電動機Ｍ１の電流応答を示す式と判断する。このようにして、電動機Ｍ１，Ｍ２の各電流応答を示す式が求められる。

次に、磁極位置導出部１５７は、式（６），（７）の位相成分（２θδ＋α，２θδ＋β）がそれぞれπ／２としたときのθδを算出する。図５に示したように、電流応答を示す式の位相成分がπ／２のときにδ軸電流が極大となる。したがって、２θδ＋α＝π／２，２θδ＋β＝π／２のときの各θδが各電動機の磁極位置を示す。例えば、式（６）が電動機Ｍ１の電流応答を示す式と判断された場合、電動機Ｍ１の磁極位置θｍｏｔ１＿ｐ及び電動機Ｍ２の磁極位置θｍｏｔ２＿ｐは、以下に示す式（１２），（１３）によって表される。

以上説明したように、２つの電動機Ｍ１，Ｍ２が設けられた本実施形態のシステムにおいて、交流電流検出センサも磁極位置検出センサも用いずに全ての電動機の磁極位置を導出する際には、電動機Ｍ１，Ｍ２の両方に対して同時に一周期分の電圧ベクトルを入力して、任意の一点の角度の電圧ベクトルを電動機Ｍ１，Ｍ２のいずれか一方に入力する。したがって、従来のように２つの電動機に対して個別に磁極位置を導出する必要がないため、本実施形態によれば、全ての電動機の磁極位置を導出するために要する時間を短縮できる。

なお、本実施形態では昇圧コンバータ１０１を例に説明したが、昇降圧コンバータ又は降圧コンバータであっても良い。

Ｍ１，Ｍ２回転型誘導性負荷（電動機）
Ｂ直流電源
１０１昇圧コンバータ
Ｃ平滑コンデンサ
１３１，１３２インバータ
１０５電流センサ
１０７制御部
１５１電圧ベクトル入力制御部
１５３総δ軸電流算出部
１５５一点δ軸電流算出部
１５７磁極位置導出部

Claims

直流電圧を出力する電力供給部と、
前記直流電圧を交流電圧に変換して、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及び電機子巻線抵抗が等しい永久磁石同期型の２つの回転型誘導性負荷に前記交流電圧をそれぞれ印加する２つの電力変換部と、
前記電力供給部から前記２つの電力変換部に供給される直流電流を検出する電流検出部と、
前記電力変換部を制御する制御部と、を備えた負荷制御装置であって、
前記制御部は、
前記２つの回転型誘導性負荷の両方に同一の電圧ベクトルを所定の角度毎に電気角度で一周期分、同時に入力するよう前記２つの電力変換部を制御する電圧ベクトル入力制御部と、
前記電圧ベクトルの入力時に前記電流検出部が検出した直流電流及びそのときの前記電圧ベクトルの角度に基づいて、前記２つの回転型誘導性負荷における前記電圧ベクトル方向を軸とした総δ軸電流を算出する総δ軸電流算出部と、
任意の一点の角度の電圧ベクトルを前記２つの回転型誘導性負荷の少なくともいずれか一方に入力するよう前記電力変換部を制御し、このとき前記電流検出部が検出した直流電流及び前記一点の角度の電圧ベクトルに応じた前記回転型誘導性負荷におけるδ軸電流を算出する一点δ軸電流算出部と、
前記総δ軸電流に関するパラメータ、前記一点の角度、及び前記一点δ軸電流算出部が算出したδ軸電流に基づいて、前記２つの回転型誘導性負荷の各電流応答特性を算出し、当該電流応答特性の位相成分から各回転型誘導性負荷の磁極位置を導出する磁極位置導出部と、
を有することを特徴とする負荷制御装置。
請求項１に記載の負荷制御装置であって、
前記磁極位置導出部は、前記２つの回転型誘導性負荷の各電流応答特性を示す２つの式の各々に前記一点の角度を代入して得られた結果の内、どちらが前記一点δ軸電流算出部によって算出されたδ軸電流の値に近いかに基づいて、前記一点δ軸電流算出部が前記一点の角度の電圧ベクトルをどちらの回転型誘導性負荷に入力したかを判断することを特徴とする負荷制御装置。
請求項１又は２に記載の負荷制御装置であって、
前記総δ軸電流に関するパラメータは、前記総δ軸電流の最大値及び最小値、並びに、前記総δ軸電流が最大値となるときの前記電圧ベクトルの角度を含むことを特徴とする負荷制御装置。