JP2009118633A - 多相回転電機の制御装置及び多相回転電機装置 - Google Patents

Abstract

【課題】多相回転電機の制御装置において、簡素な構成で精度良く広い運転範囲でモータ電流を検出すること。
【解決手段】接触型の電流センサにて電流を検出するとともに、モータ印加されるトルクに寄与する電圧の実効値を変えることなく所定時間以上モータ電流が電流検出素子を流れるよう相電圧指令を調整することで、簡素な構成で精度良く広い運転範囲で電流を検出する。
【選択図】図４

Description

本発明は、多相回転電機の制御装置の電流検出技術に関し、特に、星形結線された多相ステータコイルの中性点に電源を接続する中性点を利用した多相回転電機の制御装置の構成および電流検出方式に関する。本発明の多相回転電機の制御装置構成及び電流検出方式は、特に自動車用の電動パワーステアリングシステム用の駆動モータ、ハイブリッドシステムにて使用されるモータ、電動コンプレッサ用の駆動モータなどの車載モータに適用され得る。

従来の多相回転電機の制御装置の電流検出方式として、インバータの各下アームスイッチ（各上アームスイッチでもよい）の電流を検出する方式が、ホール素子などを必要としない簡素な方式として知られている。たとえば、各下アームスイッチの電流を検出するには、各下アームスイッチの低電位側の主電極端子をシャント抵抗を通じて低電位電源端に接続することにより、このシャント抵抗の電圧降下によりこの下アームスイッチ（フライホイルダイオードを含む）を流れる電流を検出することができる。その他、各下アームスイッチをなす半導体スイッチング素子に電流検出機能を設け、下アームスイッチの電流検出端子から電流又はそれに相関を有する信号を検出してもよい。インバータの各相のアーム電流を検出する上記した電流検出方式を、以下、簡単にアーム電流検出方式と称するものとする。

また、従来のインバータ制御においてＰＷＭ制御方式が知られている。このPWM制御方式では、ある位相の電圧ベクトルVは、３相インバータの互いに異なる内部状態を示す有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のうちこの電圧ベクトルＶの両側の２つの電圧ベクトルの時間と、零電圧ベクトルである電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の時間とにより設定される。

上記アーム電流検出方式では、各相のアームの電流を同時に検出することが重要である。電圧ベクトルＶ０はインバータの全ての下アームスイッチがオンする期間であるため、上記アーム電流検出方式では、電圧ベクトルＶ０の期間であるＶ０期間に、アーム電流検出方式により各下アームの電流を検出することが知られている（特許文献１）。さらに特許文献１では、V0期間が短くなって電流検出が困難になったときは、V1、V3、V5において２相の電流を検出し、３相の電流の和が０であることを利用して残りの１相の電流を検出する方式に関しても言及している。

また、従来の多相回転電機の制御装置への電源電力の供給方式として、星形結線されたステータコイルの中性点に電源の端子を接続する方式が提案されている（特許文献２）。類似の方式としては、中性点とインバータの低電位端（高電位端でもよい）との間に電源を接続する方式の他に、２つのステータコイルの中性点間に電源を接続する方式も提案されている（特許文献３）。

これらの中性点を利用した方式では、V0期間とV7期間を利用して第１の電源と第２の電源の間で電力の授受を行う。特に、特許文献２記載の構成では、インバータの下アームスイッチの全オン時はステータコイルへの磁気エネルギーの蓄積が可能で、インバータの上アームスイッチの全オン時は第１の電源へ前記磁気エネルギーが給電される。例えば第１の電源を電解コンデンサとし、第２の電源を直流電源とした場合、インバータの下アームスイッチの全オン時はステータコイルへ磁気エネルギーが蓄積され、インバータの上アームスイッチの全オンの時に電解コンデンサに前記コイルの磁気エネルギーが給電されるため、電解コンデンサの電圧を直流電源の電圧に対して大きくできる。上記したPWM制御において、零電圧ベクトルＶ０の期間と零電圧ベクトルＶ７の期間であるＶ７期間との比を変更することにより、直流電源電圧に対する蓄電手段の蓄電電圧との比（すなわち昇圧比）を調整できる。また、第１の電源を電池とした場合、V0期間とV７期間の比を調整することで、第２の電源により充電することができる。

ただし、昇圧比をアップして蓄電手段の蓄電電圧を増大しても、インバータの各相電圧指令（相電圧指令振幅Ｖｓ）が小さければこの高い蓄電電圧が有効に利用されないことになる。 そこで、下記の特許文献４は、中性点に印加する直流電源電圧（バッテリ電圧とも言う）Vbが蓄電手段の蓄電電圧（コンデンサ電圧とも言う）Vcの半分よりも小さい場合にはインバータが出力する交流の相電圧の振幅すなわち相電圧指令振幅Vsをバッテリ電圧Ｖｂの２倍未満に制限し、バッテリ電圧Vbがコンデンサ電圧Vcの半分より大きい場合には２（VcーＶｂ）の範囲内に相電圧指令振幅Ｖｓを制限し、昇圧比を２に近づけることにより昇圧電圧の有効利用を図ることを提案している。すなわち、特許文献２は、必要な分だけ昇圧する構成とすることで効率向上を図ることを提案している。
また、第１の電源を電池とした場合も、過充電とならないようV0期間とV7期間を調整する必要がある。
特許２７１２４７０ 特許３２２３８４２ 特許３７２１１１６ 特開２００２−２９１２５６

しかしながら、上記したＰＷＭ制御を中性点を利用した方式の多相回転電機の制御装置に適用し、Ｖ０期間にインバータの各アームの電流を検出する場合、モータ回転数が高回転となり、かつ、相電圧指令振幅Ｖｓが増大して有効電圧ベクトル出力期間が増大すると、Ｖ０期間が縮小し、その結果としてインバータの各アームの電流検出精度が低下し、さらには高回転域で電流を検出することができないという問題があることがわかった。以下、この問題を図７〜図８を参照して説明する。

図７は、中性点給電方式の３相インバータ制御モータ装置を示す回路図である。１はステータコイル、２はインバータ、３１〜３３はシャント抵抗、４はバッテリ、５はコンデンサである。シャント抵抗３１〜３３は、インバータ２の下アームスイッチ２４〜２６と個別に直列接続されている。２１〜２３はインバータの上アームスイッチである。太線は、Ｖ０期間における電流の流れを示す。このＶ０期間の所定のサンプリング時点にてにシャント抵抗３１〜３３の電圧降下はサンプリングされてホールドされ、デジタル信号に変換されて制御に用いられる。サンプリングタイミングを図８に示す。

１００はＶ０期間における下アームスイッチ２４のゲート電圧波形を示し、１０１はＶ０期間におけるU相下アーム電流の模式波形を示している。Ｖ０期間の開始とともに配線インダクタンスや寄生容量による共振などによる振動波形（リンギング）が生じるので、シャント抵抗３１〜３３の電圧降下のサンプルホールドは、Ｖ０期間の開始から所定のリンギング減衰期間Δｔが経過した後で行われる必要がある。Δｔは、リンギングが十分に減衰するのに必要な時間であり、たとえば４．５μ秒程度に設定されている。

ところが、上記したように効率向上などのために、Ｖ０期間を短縮していくと、このリンギング減衰期間ｔ３を確保することができず、その結果として正確にインバータの下アームスイッチ２４〜２６の電流を検出できないという問題が発生し、不正確な電流検出値に基づいて電流フィードバック制御を行うことにより、トルク指令値と実際に発生するトルクとがずれてしまい、制御が大幅に乱れてしまう。

更に、車載用モータにおいては特に大きさやスペースの制約からアームスイッチON時のリンギングや電流のリップルが大きいため、高速回転以外の領域でも、アームスイッチのON時間を広げることは電流検出の精度の向上に効果がある。

（発明の目的）
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、モータ電流を簡素な構成で精度良く広い運転範囲で検出可能なモータ装置を提供することをその目的としている。

（発明の要約）
上記目的の達成のためになされた本発明は、スイッチング制御される上アームスイッチ及び下アームスイッチを各相ごとに有して多相回転電機を駆動する多相のインバータの高電位端と低電位端に接続する第１の電源と、前記インバータの上アームスイッチ及び下アームスイッチを流れる相電流の少なくとも一方を検出する電流検出手段と、一端が前記多相回転電機の中性点に、他端が前記インバータの前記高電位端もしくは低電位端に接続される第2の電源とを備える回転電機装置に装備されて、前記検出した相電流に基づいて前記インバータを制御する多相回転電機の制御装置において、前記インバータの各相の上アームスイッチがすべてオンしている期間、及び、各相の下アームスイッチがすべてオンしている期間の少なくとも一方を少なくとも所定値以上の高速回転時に所定時間ΔTだけ延長するとともに、前記期間延長がなされたアーム側の電流を検出することを特徴としている。
すなわち、この発明では、 全ての上アームスイッチをオンする電圧ベクトルＶ７と、全ての下アームスイッチをオンする電圧ベクトルＶ０（又はＶ７）とを調節することにより蓄電手段の蓄電電圧を所定目標値に調節する昇圧制御を行うとともに、零電圧ベクトルＶ０（又はＶ７）を出力するＶ０（又はＶ７）期間のうち、インバータの上アーム側と下アーム側とのうち電流検出側のアームの期間を延長することをそのとくちょうとしている。

たとえば、この発明は、V0期間とV7期間を利用して第１の電源と第２の電源の間で電力の授受を行う中性点を利用した多相回転電機の制御において、たとえ高速回転時でも電流検出素子を流れる電流が所定最小値より長くなるようV0期間とV7 期間を調整し、電流の検出精度や範囲を向上させるものである。

つまり、星形結線型のステータコイルの中性点に第２の電源を接続し、インバータの高電位端と低電位端とに接続された第２の電源と電力の授受を行う多相回転電機の制御装置をＰＷＭ制御するに際して、零電圧ベクトルＶ０の期間であるＶ０期間を必要な電力の移動量に基づいて調整するにもかかわらず、電流検出の精度が低下したり検出そのものができない時、電流検出素子をモータ電流が流れる期間が長くなるようV0期間とV7 期間を調整する。例えば下アームに電流検出素子があるときはモータに印加されるトルクに寄与する実効値電圧を変えることなくV0期間を広げるよう設定する。

このようにすれば、必要以上の電力の授受が第1および第２の電源の間で行われるが、モータに印加されるトルクに寄与する実効値電圧を変えずにＶ０期間例えば下アームに電流検出素子を接続した場合電流検出可能なＶ０期間を広げることができる。なお、上記したＶ０期間を広げることにより、たとえば第１の電源がコンデンサである場合必要以上に昇圧することとなり効率が低下してしまうが、そのデメリットよりも電流検出精度向上のメリットの方が格段に大きいため、全体として良好なインバータ制御モータ装置を実現することができる。なお、効率の良い昇圧比に関しては、上記特許文献４の記載を参照されたい。

好適態様において、Ｖ０期間の開始時点からサンプリング時点までのサンプリング遅延時間である所定時間Δｔは、下アームスイッチの通電開始直後の下アームスイッチの電流のリンギングの振幅がその最大値の１０％未満に減衰可能な期間に設定される。これにより、下アームスイッチのオンによる下アームスイッチの電流のリンギングによる電流検出精度の低下を良好に抑止することができる。当然、この場合、Ｖ０期間の所定の最短しきい値時間は、このサンプリング遅延時間（リンギング減衰期間）ｔ３と、サンプリングに要する必要時間との和となる。

好適態様において、電流検出手段は、インバータの全ての相の下アームスイッチと個別に直列接続される相数分の抵抗素子（いわゆるシャント抵抗）を有する。このようにすれば、インバータの各相の下アームの電流を精度良く検出することができる。

好適態様において、電流検出手段は、３相の前記インバータの２つの相の下アームスイッチと個別に直列接続される２相分の抵抗素子と、インバータの低電位側電源母線の電流を検出するライン接続抵抗素子とを有する。このようにすれば、検出した３つの電流値により３相のインバータの各相の下アームの電流を精度良く検出することができる。また、検出した電流に基づいて過電流や故障の判定を行うこともできる。さらに、第２の電源と多相回転電機もしくはインバータの間にリレーをもつことで、過電流や故障判定時、電源と多相回転電機の制御装置とを切り離して他の機器への影響を回避できる。リレーとしては機械リレーは半導体リレーなどが考えられる。

好適態様において、電流検出手段は、インバータの全ての相の下アームスイッチと個別に直列接続される相数分の抵抗素子と、インバータの低電位側電源母線の電流を検出するライン接続抵抗素子とを有する。

このようにすれば、これら４つの電流を検出することにより、３相のインバータの各相の下アームの電流を精度良く検出することができる。また、たとえひとつの電流検出系が不良となっても、残る３つの電流検出系を用いて、３相のインバータの各相の下アームの電流を精度良く検出することができる。そのうえ、ライン接続抵抗素子の電流に基づいて、過電流の判定や故障の判定を行うことができる。

また、リレーをもつことで、過電流や故障判定時、電源と多相回転電機の制御装置とを切り離して他の機器への影響を回避できる。リレーとしては機械リレーは半導体リレーなどが考えられる。

好適態様において、本発明は、直流電源電圧が中性点に印加される多相のステータコイルをもつモータと、前記ステータコイルの各相端子に個別に接続される多相の出力端子を有するインバータと、前記インバータの高電位端と低電位端とを接続する蓄電手段と、前記インバータの各相の上アームスイッチ及び下アームスイッチを断続制御する制御装置と、前記インバータの前記下アーム側及び上アーム側の少なくとも一方の電流を検出する電流検出手段とを有し、前記制御装置は、前記インバータの前記多相の出力端子の出力状態に対応する電圧ベクトルの組み合わせに基づいて前記上アームスイッチ及び下アームスイッチの断続制御モードを変更する多相回転電機装置において、前記制御装置は、全ての上アームスイッチをオンする電圧ベクトルＶ７と、全ての下アームスイッチをオンする電圧ベクトルＶ０とを調節することにより前記蓄電手段の蓄電電圧を所定目標値に調節する昇圧制御を行うとともに、零電圧ベクトルＶ０（又はＶ７）を出力するＶ０（又はＶ７）期間が少なくとも所定の最短しきい値時間を下回らないように設定し、かつ、この設定したＶ０（又はＶ７）期間の開始時点から所定時間Δｔだけ遅延したサンプリング時点にて前記電流検出手段の検出電流値を検出することを特徴としている。

すなわち、この発明は、Ｖ０期間とＶ７期間を利用して第１の電源と第２の電源の間で電力の授受を行う中性点を利用した多相回転電機の制御において。電流検出素子をモータ電流が流れる期間が長くなるようV0期間とV7 期間とを調整し、電流の検出精度や範囲を向上させるものである。星形結線型のステータコイルの中性点に第２の電源を接続し、インバータの高電位端と低電位端とに接続された第２の電源と電力の授受を行う多相回転電機の制御装置をＰＷＭ制御するに際して、零電圧ベクトルＶ０Ｖ０（又はＶ７）の期間であるＶ０Ｖ０（又はＶ７）期間を必要な電力の移動量に基づいて調整するにもかかわらず、電流検出の精度が低下したり検出そのものができない時、電流検出素子をモータ電流が流れる期間が長くなるようV0期間とV7 期間を調整する。例えば下アームに電流検出素子があるときはモータに印加されるトルクに寄与する実効値電圧を変えることなくＶ０（又はＶ７）期間を広げるよう設定する。

このようにすれば、必要以上の電力の授受が第1および第２の電源の間で行われるが、モータに印加されるトルクに寄与する実効値電圧を変えずにＶ０期間例えば下アームに電流検出素子を接続した場合電流検出可能なＶ０（又はＶ７）期間を広げることができる。なお、上記したＶ０（又はＶ７）期間を広げることにより、たとえば第１の電源がコンデンサである場合必要以上に昇圧することとなり効率が低下してしまうが、そのデメリットよりも電流検出精度向上のメリットの方が格段に大きいため、全体として良好なインバータ制御モータ装置を実現することができる。なお、効率の良い昇圧比に関しては、上記特許文献４の記載を参照されたい。

本発明のモータ装置の好適な実施形態を図面を参照して以下に説明する。

（回路構成）
実施形態１のインバータ制御モータ装置を図１を参照して説明する。図１は、中性点給電方式の３相インバータ制御モータ装置を示す回路図である。１は３相モータのステータコイル、２は上アームスイッチ２１〜２３と下アームスイッチ２４〜２６とからなる３相のインバータ、３はシャント抵抗３１〜３３により構成される電流検出手段、４はバッテリ（直流電源）、５はコンデンサ（蓄電手段）、６はマイコンを内蔵するコントローラ（制御装置）であり、インバータ２の上アームスイッチ２１〜２３及び下アームスイッチ２４〜２６を断続制御してステータコイル１の各相コイルに交流電圧成分を出力するとともに、コンデンサ５の蓄電電圧をこの交流電圧成分の振幅に応じて調整する。

インバータ２を構成する上アームスイッチ２１〜２３及び下アームスイッチ２４〜２６は、この実施例では寄生ダイオードがフライホイルダイオードをなすMOSTFETにより構成されているがそれに限定されないことはもちろんである。シャント抵抗３１〜３３は、インバータ２の下アームスイッチ２４〜２６と個別に直列接続されている。２１〜２３はインバータの上アームスイッチである。コンデンサ５は、インバータの高電位端（高電位側電源母線）と低電位端（低電位側電源母線）との間に接続されている。なお、好適には、コンデンサ５は電解コンデンサとされ、極性反転なしに用いられる。太線は、Ｖ０期間における電流の流れを示す。

電流検出手段３をなすシャント抵抗３１〜３３は、それぞれの相の下アーム電流を検出する。制御装置６は、検出した各検出電流から求めた電流検出値Id’、Iq’と、トルク指令値から算出した電流指令値Id’、Iq’と比較して周知のベクトル制御を実行する。

（ＰＷＭ変調動作）
インバータ２の動作を以下に説明する。

このインバータ２のＰＷＭ変調による正弦波形成は、当業者にとって周知の方式により行われる。簡単にこの方式を説明する。インバータ２のスイッチ状態は６つ有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と２つの零電圧ベクトルV1、V7により示される。図２において、１は上アームスイッチのオン状態、０は下アームスイッチのオン状態を示す。電気角２π期間は、これら有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の間の各位相期間A〜Fに区分される。これら位相期間内の任意の位相角における電圧ベクトルは、有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のうち、この位相期間の両側の有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の通電時間の割合を調整することにより形成することができる。

ＰＷＭ信号の形成方法例を図３を参照して説明する。

所定のＰＷＭキャリヤ周期の三角波電圧１００と、位相が２π／３だけ異なる正弦波電圧である３相電圧指令値Uth、Vth、Wthとの比較結果の組み合わせ（論理信号）により、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が決定される。図３において、有効電圧ベクトルＶ６の時間ｔ６と有効電圧ベクトルＶ１の時間ｔ１とにより決定される電圧ベクトルにより、この電圧ベクトルに相当する３相の相電圧の振幅（実際には各相の通電時間）が決定される。

したがって、このPWM制御方式では、三角波電圧１００であるＰＷＭキャリヤ信号の１周期からこの１周期における有効電圧ベクトルの時間合計を差し引いた時間は、零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の時間の和となる。電圧ベクトルＶ０の時間の長さは、３相電圧指令値Uth、Vth、Wthを同じ量だけオフセットすることにより容易に実現される（図３を参照されたい）。PWM制御方式の正弦波変調自体は公知であるため、これ以上の説明は省略する。

（中性点給電方式による昇圧制御）
次に、公知の中性点給電方式による昇圧制御について図１を参照して簡単に説明する。上記オフセットによる電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０を変更することによりコンデンサ５の蓄電電圧が変更される。すなわち、電圧ベクトルＶ０は昇圧チョッパによるリアクトル蓄電期間に相当するので、電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０を延長すればコンデンサ５の蓄電電圧の増大により昇圧比を増加させ、その短縮により昇圧比を低下させることができる。振幅中心値を操作することでも調整できる。上記特許文献２に記載されるように、この昇圧比制御においては、昇圧比（コンデンサ５の蓄電電圧Vc／バッテリ電圧Ｖｂ）を２に維持することが、効率向上の点で有効である。

（電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０の制御）
次に、この実施形態の特徴をなす電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０の制御について図４に示すフローチャートを参照して説明する。ただし、このフローチャートに示される電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０の制御は一例であって、上記昇圧比制御のための電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０の調節に優先して電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０の時間を少なくともその最小必要値ｔｈmin以上とすることが可能であれば、他の制御方法を採用しても良い。

図４では、まず電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０を算出し、電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０がその最小必要値ｔｈminより大きいかどうかを調べ、以下であれば３相電圧指令値Uth、Vth、Wthを同じ量だけオフセットすることにより電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０を最小必要値ｔｈｍｉｎとする。これにより相電圧指令値の大きさやモータ回転数にかかわらず、電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０の時間をある一定時間確保することができる。

その他の例として、電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０が短くなるのは、モータ回転数が高く（電気角２πに相当する実時間が短く）、しかも、３相電圧指令値Uth、Vth、Wthのいずれかの振幅値が大きい位相期間に限定されるため、現時点においてこれらの条件が発生しているかどうかを判定して、発生している場合に、電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０がその最小必要値ｔｈｍｉｎとなるように３相電圧指令値Uth、Vth、Wthを同じ量だけオフセットしてもよい。なお、ここでいう３相電圧指令値Uth、Vth、Wthは、制御装置６により行われるPWM制御方式のフィードバックＰＷＭ正弦波変調制御において得られる値である。

なお、この最小必要値ｔｈｍｉｎは、この実施形態では、１０μ秒に設定されている。これは、図８に示すように、電圧ベクトルＶ０の時間ｔ０の開始から所定時間後（ここでは７μ秒）に行われるシャント抵抗３１〜３３の電圧降下のサンプリングタイミングを十分に確保するためである。これにより、シャント抵抗３１〜３３によるインバータ２の各相の下アーム電流を運転状態にかかわらず高精度に検出することができる。つまり、下アームスイッチ２４〜２６へのゲート電圧がハイレベルとなってから実際にシャント抵抗３１〜３３の電圧降下をサンプリングするまでの時間を十分に遅らせるため、リンギングが抑制された各相の下アーム電流を検出することができる。

（変形態様）
好適態様において、Ｖ０期間の開始時点からサンプリング時点までのサンプリング遅延時間である所定時間Δｔは、下アームスイッチの通電開始直後の下アームスイッチの電流のリンギングの振幅がその最大値の１０％未満に減衰可能な期間に設定される。これにより、下アームスイッチのオンによる下アームスイッチの電流のリンギングによる電流検出精度の低下を良好に抑止することができる。当然、この場合、Ｖ０期間の所定の最短しきい値時間は、このサンプリング遅延時間（リンギング減衰期間）ｔ３と、サンプリングに要する必要時間との和となる。

（変形態様）
変形態様を図５を参照して説明する。

この態様では、電流検出手段３は、３相のインバータ２のU、V相の下アームスイッチ２４、２５と個別に直列接続されるシャント抵抗３１〜３２と、インバータ２の低電位端（低電位側電源母線）に介設されるライン接続抵抗素子３０とにより構成される。W相電流は、ライン接続抵抗素子３０により検出した総電流から、シャント抵抗３１〜３２が検出するU、V相の下アーム電流を減算して求めることができる。

（変形態様）
変形態様を図６を参照して説明する。

この態様では、電流検出手段３は、３相のインバータ２の３相の下アームスイッチ２４〜２６と個別に直列接続されるシャント抵抗３１〜３３と、インバータ２の低電位端（低電位側電源母線）に介設されるライン接続抵抗素子３０とにより構成される。このようにすれば、ライン接続抵抗素子３０により検出した総電流から簡単に過電流を検出できるとともに、これら４つの検出電流系のひとつが故障しても、残りの３つの電流検出系により３相の電流を検出できるため、電流検出手段の信頼性を格段に向上することができる。

（変形態様）
上記実施形態では、星形結線ステータコイルの中性点とインバータの低電位端との間にバッテリ電圧（直流電源電圧）を印加する中性点給電方式について説明したが、星形結線の多相コイルの中性点とインバータの高電位端との間にバッテリ電圧（直流電源電圧）を印加する中性点給電方式や、２つの星形結線ステータコイルの中性点間にバッテリ電圧（直流電源電圧）を印加する中性点間給電方式にも、既述した本発明を適用できることは当業者であれば容易に理解されるであろう。

（変形態様）
図１では、インバータ２の下アーム側で３つの相電流検出を行ったが、これら各相電流を合計してインバータ２が３相モータのステータコイル１に出力する電流（インバータ総電流とも言う）を検出できることはもちろんである。

（変形態様）
図１では、インバータ２の下アーム側で３つの相電流検出を行ったが、図９に示すように、インバータ２の上アーム側で３つの相電流を検出しても良いことはもちろんである。この場合には、Ｖ７期間が電流検出精度確保のため所定の最小値以上設定される。

（変形態様）
図１では、第１電源をなすバッテリ４が中性点に正極を接続したが、図１０のように中性点にバッテリ４の負極を接続しても良いことは明白である。

（変形態様）
図１１は、図１０においてインバータ２の上アーム側で電流検出を行い態様を示す。

（変形態様）
図１２は、図１において上記インバータ総電流を検出するための電流検出用抵抗素子３４を追加したものである。

（変形態様）
図１３は、図１においてバッテリ４から中性点へ流す電流を断続制御するリレー７を追加したものである。なお、このリレーは後述するように図１に示す制御装置６により制御される。

（変形態様）
図１４は、図１３において上記インバータ総電流を検出するための電流検出用抵抗素子３４を追加したものである。

（変形態様）
図１５は、図１４の電流検出用抵抗素子３４の位置を変更したものである。

（故障対応制御）
次に、上記説明した電流に基づいて行う故障対応制御例を図１６に示すフローチャートを参照して説明する。

まず、回転数Nが所定しきい値Nthを超えるかどうかを判定し（S200）、超えていたら下アームと上アームとのうち既述した電流検出アーム側の零電圧ベクトル、すなわち電圧ベクトルＶ０とＶ７とのどちらかの期間を延長する（Ｓ２０２）。

次に、零電圧ベクトルＶ０とＶ７とのうち電流検出側の零電圧ベクトルの開始時点から所定時間Δｔ後に、電流検出を行う（Ｓ２０４）。

次に、検出した電流に基づいてインバータ２の過電流判定及びインバータ２の各アームスイッチの故障判定を行う（Ｓ２０６）。なお、インバータ２の過電流判定とインバータ２の各アームスイッチの故障判定とのどちらかだけを行っても良い。なお、インバータの相電流や各相電流に基づくインバータ２の過電流判定及びインバータ２の各アームスイッチの故障判定自体は既に周知事項であるため、その詳細説明は省略する。

次に、上記過電流判定の結果が不良であるか（過電流と判定されたか）、もしくは、インバータ２の各アームスイッチの故障判定の結果が不良であるかどうかを調べ（Ｓ２０８）、そうであればリレー７（図１５参照）を開く（Ｓ２１０）。
（補足事項）
なお、本発明で言う用語「接続」は、いわゆる電気的な接続を意味し、直接接続の他、他の回路素子（たとえばリレー）を通じての接続」も含むものとする。また、「インバータの上アーム側又は下アーム側の各相電流を検出する」ことは、「インバータの上アーム側又は下アーム側の各相電流をすべて独立に検出する他、相数―１の数の相電流を検出するとともに、各相電流の合計を検出し、検出した相電流の合計をこの合計相電流から差し引いて残る１つの相電流を検出する周知の相電流検出方式も含む。

実施形態のインバータ制御モータ装置を示す回路図である。 図１のインバータのＰＷＭ制御を示す電圧ベクトル図である。 図２のPWM制御方式による電圧ベクトル形成例を示すタイミングチャートである。 この実施例の電圧ベクトルＶ０の持続時間の制御を示すフローチャートである。 変形態様の電流検出手段構成を示す回路図である。 変形態様の電流検出手段構成を示す回路図である。 従来のインバータ制御モータ装置（図１と同等）を示す回路図である。 図１又は図７の電流検出のためのサンプリングタイミングを示すタイミングチャートである。 変形態様の電流検出手段構成を示す回路図である。 変形態様の電流検出手段構成を示す回路図である。 変形態様の電流検出手段構成を示す回路図である。 変形態様の電流検出手段構成を示す回路図である。 変形態様の電流検出手段構成を示す回路図である。 変形態様の電流検出手段構成を示す回路図である。 変形態様の電流検出手段構成を示す回路図である。 検出電流に基づく異常対応動作を示すフローチャートである。

符号の説明

１ ステータコイル
２ インバータ
３ 電流検出手段
４ バッテリ
５ コンデンサ
６ 制御装置
２１〜２３ 上アームスイッチ
２４〜２６ 下アームスイッチ
３０ ライン接続抵抗素子
３１〜３２ シャント抵抗
３１〜３３ シャント抵抗

Claims (18)

1. スイッチング制御される上アームスイッチ及び下アームスイッチを各相ごとに有して多相回転電機を駆動する多相のインバータの高電位端と低電位端に接続する第１の電源と、前記インバータの上アームスイッチ及び下アームスイッチを流れる相電流の少なくとも一方を検出する電流検出手段と、一端が前記多相回転電機の中性点に、他端が前記インバータの前記高電位端もしくは低電位端に接続される第2の電源とを備える回転電機装置に装備されて、前記検出した相電流に基づいて前記インバータを制御する多相回転電機の制御装置において、
   前記インバータの各相の上アームスイッチがすべてオンしている期間、及び、各相の下アームスイッチがすべてオンしている期間の少なくとも一方を少なくとも所定値以上の高速回転時に所定時間ΔTだけ延長するとともに、前記期間延長がなされたアーム側の電流を検出することを特徴とする多相回転電機の制御装置。
2. 請求項１記載の多相回転電機の制御装置において、
   前記制御装置は、前記多相回転電機へ印加する相電圧を規定する相電圧指令の振幅中心値を前記第１の電源の電圧値の50%以下とする多相回転電機の制御装置
3. 請求項１又は２記載の多相回転電機の制御装置において、
   前記制御装置は、前記多相回転電機へ印加する相電圧を規定する相電圧指令の振幅が所定の値以上であれば、前記相電圧指令の振幅中心値を変更する多相回転電機の制御装置
4. 請求項１記載乃至３のいずれか記載の多相回転電機の制御装置において、
   前記所定時間ΔTは、前記電流検出側のアームの前記下アームスイッチ又は前記上アームスイッチに通電開始直後に流れる電流のリンギングの振幅がその最大値の１０％未満となる時点から設定される多相回転電機の制御装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか記載の多相回転電機の制御装置において、
   前記電流検出手段は、インバータの各アームと等しい数だけ配置される多相回転電機の制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか記載の多相回転電機の制御装置において、
   前記アームスイッチの電流検出手段は、電流検出用の抵抗素子により構成されている多相回転電機の制御装置。
7. 請求項１乃至６のいずれか記載の多相回転電機の制御装置において、
   前記電流検出手段は、前記インバータの全ての相の前記下アーム側のアームスイッチと個別に直列接続される相数分の抵抗素子と、前記インバータの低電位側電源母線の電流を検出する抵抗素子とを有する多相回転電機の制御装置。
8. 請求項１乃至７のいずれか記載の多相回転電機の制御装置において、
   前記第２の電源の低電位側又は高電位側の電流を検出し、この電流に基づいて過電流の判定を行う多相回転電機の制御装置。
9. 請求項１乃至８のいずれか記載の多相回転電機の制御装置において、
   前記第２の電源の低電位側又は高電位側の電流を検出し、この電流に基づいて前記制御装置の故障検出を行う多相回転電機の制御装置。
10. 請求項１記載の多相回転電機の制御装置において、
    前記第２の電源は、リレーを介して前記多相回転電機又は前記インバータに接続される多相回転電機の制御装置。
11. 請求項８又は９と請求項１０とに記載の多相回転電機の制御装置において、
    前記故障又は過電流を検出した場合に前記リレーにて前記第２の電源と前記インバータとを切り離す多相回転電機の制御装置。
12. 請求項1乃至１１のいずれか記載の多相回転電機の制御装置において、
    前記第１の電源は、蓄電手段からなる多相回転電機の制御装置。
13. 請求項1乃至１２のいずれか記載の多相回転電機の制御装置において、
    前記多相回転電機は、3相ラジアルギャップ型同期電動機からなる多相回転電機の制御装置。
14. 請求項1乃至１３のいずれか記載の多相回転電機の制御装置において、
    車載用である多相回転電機の制御装置。
15. 直流電源電圧が中性点に印加される多相のステータコイルをもつモータと、前記ステータコイルの各相端子に個別に接続される多相の出力端子を有するインバータと、前記インバータの高電位端と低電位端とを接続する蓄電手段と、前記インバータの各相の上アームスイッチ及び下アームスイッチを断続制御する制御装置と、前記インバータの前記下アーム側及び上アーム側の少なくとも一方の電流を検出する電流検出手段とを有し、前記制御装置は、前記インバータの前記多相の出力端子の出力状態に対応する電圧ベクトルの組み合わせに基づいて前記上アームスイッチ及び下アームスイッチの断続制御モードを変更する多相回転電機装置において、
    前記制御装置は、全ての上アームスイッチをオンする電圧ベクトルＶ７と、全ての下アームスイッチをオンする電圧ベクトルＶ０とを調節することにより前記蓄電手段の蓄電電圧を所定目標値に調節する昇圧制御を行うとともに、零電圧ベクトルＶ０（又はＶ７）を出力するＶ０（又はＶ７）期間が少なくとも所定の最短しきい値時間を下回らないように設定し、かつ、この設定したＶ０（又はＶ７）期間の開始時点から所定時間Δｔだけ遅延したサンプリング時点にて前記電流検出手段の検出電流値を検出することを特徴とする多相回転電機装置。
16. 請求項１５記載の多相回転電機装置において、
    前記所定時間Δｔは、前記下アームスイッチの通電開始直後の前記下アームスイッチの電流のリンギングの振幅がその最大値の１０％未満となる期間に設定される多相回転電機装置。
17. 請求項１５記載の多相回転電機装置において、
    前記電流検出手段は、前記インバータの全ての相の前記下アームスイッチと個別に直列接続される相数分の抵抗素子を有する多相回転電機装置。
18. 請求項１記載の多相回転電機装置において、
    前記電流検出手段は、３相の前記インバータの２つの相の前記下アームスイッチと個別に直列接続される２相分の抵抗素子と、前記インバータの低電位側電源母線の電流を検出するライン接続抵抗素子とを有する多相回転電機装置。