JP2006197789A - 永久磁石型同期モータの制御装置及びその方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 シンプルな構成で、かつ最小電流で高効率に制御する永久磁石型同期モータ制御装置を提供すること。
【解決手段】 基本的な構成は、一般的なＶ／ｆ制御の構成であるが、本発明では、モータ端子の電流を３相／２相変換する際に用いられる回転軸をθではなくθ−φとする力率角加減手段を有するようにした。φを求めるには、まず、フィードバックされるδ軸およびγ軸電流を用いてＩを求める。Ｉが求まれば、それに定数を乗じてφを求める手段によってφを３相／２相変換の回転軸θから差し引くようにする。θ−φを回転軸として３相／２相変換された電流は、電圧指令に負帰還され、最小電流となるようなモータの力率角φに合うように指令ｎω*が修正される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、本発明は、永久磁石型同期モータの制御装置に関するものであり、さらに詳しくは、シンプルな構成で、かつ最小電流で高効率に制御する永久磁石型同期モータの制御装置に関するものである。

永久磁石型同期モータのトルクτは、一般に次式（１）で表される。

ここで、Λdは誘起電圧係数、ｉd、ｉqは、それぞれｄ軸、ｑ軸の電機子電流である。また、Ｌd、Ｌqはそれぞれｄ軸とｑ軸のインダクタンス、ｎは極対数である。なお、ｄ軸はモータ回転子の界磁方向に設けられる軸で、ｑ軸はｄ軸から位相が９０度進んだ方向の軸である。

式（１）の第一項は、磁石による界磁方向と直角の方向に流れるｑ軸電流によって発生するトルク（マグネットトルク）を表している。また、同式の第二項は、リラクタンスがｄ軸方向とｑ軸方向で異なるときに発生するトルク（リラクタンストルク）を表している。Ｌd＝Ｌqとなる表面磁石型モータ（ＳＰＭ）では、上記第二項は無視できる。また、内部磁石型モータ（ＩＰＭ）であってもＬdとＬqとの差がわずかであれば第二項は無視して考えることが多い。

このため、永久磁石型同期モータを制御する場合、Ｉd＝０に制御できれば、最も少ない電流でトルクを発生させることができ、高効率となる。そして、モータの界磁方向を検出しないセンサレス制御の場合、モータ定数（誘起電圧定数）を基にして算出できるインバータのδ軸およびγ軸電流からｄ軸電流ｉdを算出する方法がある（たとえば、特許文献１）。

また、Ｌd＜ＬqとなるＩＰＭモータでは、式（１）の第二項によってもトルクを発生させることもできる。このリラクタンストルクも考慮して、ｉd、ｉqの組み合わせをテーブル化しておき、これをトルク指令と回転数に応じて参照し、制御することも提案されている（たとえば、特許文献２）。この制御によっても、最も少ない電流でトルクを発生させることができ、高効率な制御となる。また、同様の制御をｉd，ｉqのように直接電流値でなく、インバータにおける無効電力の大小という観点から制御する技術もある（たとえば、特許文献３）。

また、速度センサや位置センサを用いないで駆動される永久磁石型同期モータでは、磁極位置センサなどによりロータの磁極位置を直接的に検出していないため、駆動装置の不具合や負荷変動などによって永久磁石型同期モータが脱調する場合がある。従って、この脱調により生ずる過電流や異常振動を防止するために、速やかに脱調を検知して運転を停止させる必要がある。

従来、このような永久磁石型同期モータの脱調検知に関しては以下に示すようなものがある。例えば、特許文献４には、同期モータを流れる電流の実効値及び力率を演算して脱調を判定する技術が開示されている。また、特許文献５には、同期モータの電流周期と駆動電圧の周期とを比較して脱調を判定する技術が開示されている。更に、特許文献６には、同期モータのｄ−ｑ軸電流の交流成分平均化等を利用して脱調を判定する技術が開示されている。

特開２０００−２３２８００号公報 特開２０００−３２７９９号公報 特開２０００−２６２０８９号公報 特開平９−２９４３９０号公報 特開２００１−２５２８２号公報 特開２００３−７９１８３号公報

しかしながら、上記技術では、基本的にｉdとｉqの２次元のテーブルを参照しながら制御するため、テーブルが大きくなってしまうという問題がある。また、磁束ベクトルに平行な電流成分や無効電力などを求めると、構成が複雑になり、演算処理に負担がかかる。

また、脱調判定に関しては、上述の特許文献４に記載の手法では、脱調を判別するための電流実効値の決定方法が難しく、過負荷状態で駆動している場合にも脱調を誤検知するおそれがある。また、特許文献５の手法では、同期モータ電流周期と駆動装置の電圧周期とに差がない状態であると脱調検知が不可能となる。また、上記特許文献６では、ｄ−ｑ軸電流の交流成分を抽出し、これらの平均化や特定周波数成分のみを検出する等の処理が必要となり、制御がやや複雑となるという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、シンプルな構成で、かつ最小電流で高効率に制御することのできる永久磁石型同期モータ制御装置及びその方法を提供することを目的とする。更には、簡便に脱調の検出を行うことのできる永久磁石型同期モータ制御装置及びその方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る永久磁石型同期モータ制御装置は、モータの周波数に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で設定する手段と、２軸の当該電圧指令を３相へ座標変換する手段と、当該３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する手段と、当該モータの界磁方向を検出せずに、当該モータ端子電流をフィードバックする手段とを有する永久磁石型同期モータの制御装置において、前記フィードバック電流から力率角を決定する力率角決定手段と、３相で得られる前記モータ端子電流を直交座標に変換する際に用いる回転角に前記力率角を加減する力率角加減手段とを有するようにしたものである。

φ（ｉ）は、電流Ｉの関数として扱えるから、フィードバックされるδ軸およびγ軸電流を用いてＩを求め、そこから導けるφを３相／２相変換の回転軸θから加減する。そして、加減した角度を回転軸として３相／２相変換された電流は、ゲインが乗じられて周波数たる速度指令に負帰還され、トルク発生のための最小電流となるモータの力率角φに合うように電圧指令が修正される。

上記永久磁石型同期モータの制御装置は、前記フィードバック電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに座標変換する座標変換手段と、前記励磁電流成分が規定値以上の状態が所定の期間継続した場合に、前記永久磁石型同期モータの脱調を検出する脱調検出手段とを備えていても良い。或いは、上記永久磁石型同期モータの制御装置は、前記フィードバック電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに座標変換する座標変換手段と、前記励磁電流成分を積分する積分手段と、前記励磁電流成分の積分値が積分規定値以上である状態が所定の期間継続した場合に、前記永久磁石型同期モータの脱調を検出する脱調検出手段とを備えていても良い。

上記構成によれば、モータ制御に用いられる励磁電流成分に基づいて脱調を検知するので、容易に脱調検出を行うことができる。

上記脱調検出手段において用いられる前記規定値は温度に応じて更新することが好ましい。永久磁石型同期モータにおいては、モータ温度の変化により、磁束量が変化する。つまり、温度が高ければ磁束量は低下し、励磁電流成分も低下することとなる。よって、温度に応じて上記規定値を更新することにより、脱調検知精度を更に向上させることが可能となる。

本発明は、モータの周波数に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で設定する過程と、２軸の当該電圧指令を３相へ座標変換する過程と、当該３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する過程と、当該モータの界磁方向を検出せずに、当該モータ端子電流をフィードバックする過程と、前記フィードバック電流から力率角を決定する過程と、３相で得られる前記モータ端子電流を直交座標に変換する際に用いる回転角に前記力率角を加減する力率角加減過程とを有することを特徴とする永久磁石型同期モータの制御方法を提供する。

上記制御方法は、前記フィードバック電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに座標変換する過程と、前記励磁電流成分が規定値以上である状態が所定の期間継続した場合に、前記永久磁石型同期モータの脱調を検出する過程とを具備することが好ましい。或いは、上記制御方法は、前記フィードバック電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに座標変換する過程と、前記励磁電流成分を積分する過程と、前記励磁電流成分を積分値が規定値以上である状態が所定の期間継続した場合に、前記永久磁石型同期モータの脱調を検出する過程とを備えていても良い。
このように、モータ制御に用いられる励磁電流成分を用いることにより、容易に脱調検出を行うことができる。

本発明にかかる永久磁石型同期モータ制御装置は、シンプルな構成で、かつ最小電流で高効率に永久磁石型同期モータを制御できるという効果を奏する。
更に、本発明に係る永久磁石型同期モータ制御装置は、簡便にモータの脱調を検出することができるという効果を奏する。

以下に、本発明にかかる永久磁石型同期モータ制御装置の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

図１は、本発明の一実施形態に係る永久磁石型同期モータの制御装置を示す機能ブロック線図である。図において、ωmは回転数指令、ｎはモータの極対数、ω1はインバータ出力周波数（一次周波数）、ｖδ*、ｖγ*は、それぞれδ軸、γ軸電圧指令、ｖu*、ｖv*、ｖw*はそれぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の電圧指令、ｖu、ｖv、ｖwはそれぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の出力電圧、ｉu、ｉv、ｉwは、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の出力電流、ｉδ、ｉγはそれぞれδ軸、γ軸のインバータ出力電流であり、ｉδは励磁電流成分、ｉγはトルク電流成分である。θは出力電圧位相、およびφは力率角である。

装置１は、速度指令演算手段２、電圧指令演算手段３、２相／３相変換手段４、インバータ５、３相／２相変換手段６、および力率角演算手段８で構成される。ここでは、簡略化のためにインバータ５にＰＷＭ回路も含むこととした。モータ７は、最終的にインバータ５から印加される電圧で駆動される。

この発明は、電圧指令演算手段３、力率角演算手段、および３相／２相変換手段６に特徴がある。電圧指令演算手段３では、インバータ５の出力電圧から演算されるｕ、ｖ、ｗ３相の各電流ｉu、ｉv、ｉwを３相／２相変換した後のδ軸電流ｉδ、インバータ出力周波数ω1、比例定数Ｋ、ｄ軸の誘起電圧係数Λd、および比例ゲインＫを用いた以下の式（２-１）（２-２）の演算でδ軸電圧指令ｖδ*およびγ軸電圧指令ｖγ*を求める。

以下に、電圧指令演算手段３を上記式（２-１）、（２-２）のようにしたときの制御について説明する。まず、理解を助けるため、力率角φ（ｉ）が０の場合について説明する。φは力率角であるから、モータ７への印加電圧とその電流の位相差を０とする場合、ｃｏｓφで表される力率は１となる。したがって、この制御は、いわゆる力率１制御となる。

上記式（２-１）、（２-２）による電圧指令演算では、たとえば、モータ端子電圧よりγ軸電圧指令ｖγ*が小さければ、界磁を弱めるためにδ軸のインバータ出力電流ｉδは負になる。逆に、ｖγ*が大きければ、それに合わせて強め界磁となり、ｉδは正となる。
具体的に式（２-１）の演算では、δ軸電圧指令はδ軸電流ｉδが０になるように負の比例制御を行っている。これで、ｉδの正負のふらつきがあれば、ゲインＫδによって早急にｉδのふらつきをなくすように電圧指令ｖδ*が決定される。

γ軸電圧指令ｖγ*は、誘起電圧に相当するΛdω1の電圧を補うような電圧値とすることに加え、δ軸電流ｉδを０にする演算をするために、ここではｉδを積分する積分制御を行う。つまり、式（２-２）の演算では、δ軸電流ｉδが正負のどちらか一方の値で累積すれば、その分大きな値で元に戻るような電圧値が決定される。なお、ここでは積分制御を用いたが、制御応答性によっては、比例制御、比例積分制御等としてもよい。

このようにすることで、ｉδは０になり、ｉδが０になればｖδも０になる。結局、モータ７に流す電流とモータ印加電圧はγ軸成分のみとなり、位相は一致するので力率１となる。これだけでも、電圧と電流の積は最小となり、省電力な制御が可能である。

しかしながら、ＩＰＭモータでは、式（１）の第２項となるリラクタンストルクも利用できるので、マグネットトルクとリラクタンストルクの双方をバランスよく利用することで、電流をさらに減らすことができる。モータ電流（δ軸とγ軸を合成した絶対値）Ｉが誘起電圧に対して進み角θで流れているとｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqは式（３-１）、（３-２）のように表すことができる。

モータ電流Ｉに対してモータトルクτが最大となる条件は、式（３-１）、（３-２）を式（１）に代入して得られるτ（式（４-１））のθについての微分が０になることである。これを式（４-２）とすると、以下のようになる。

上記式（４-２）のＩ・ｓｉｎθ、Ｉ・ｃｏｓθを式（３-１）、（３-２）のｉd、ｉqで表すと次式（５）となる。

式（５）は、Ａ＝Λd／２（Ｌd−Ｌq）として、（ｉd＋Ａ）²−ｉq²＝Ａ²という関係を表した式であり、ｉdを縦軸、ｉqを横軸とすると図２に示すようなグラフとなる。

したがって、同図が最小電流となるときのｉd、ｉqの組み合わせを表しているが、ｉdとｉqの関係は、平方根を含んだ形になっているので、制御で利用するにはテーブル化する等の手法が必要となる。

そこで、発明者は、視点を変えて、モータ電流Ｉとモータ印加電圧Ｖの位相差で制御できないか鋭意精査した。まず、φは、モータ印加電圧Ｖの位相とモータ電流Ｉの位相の差であるから、次式（６）で表される。

上述したように、最小電流のときのｉdとｉqの関係は、（ｉd＋Ａ）²−ｉq²＝Ａ²であり、これは双曲線なので、双曲線関数（ｓｉｎｈ、ｃｏｓｈ）により、次式（７-１）、（７-２）のように表せる。

そして、αが十分小さく、０とみなせる場合は、それぞれｉd＝Ａα²、ｉq＝Ａαと近似できる。また、モータに印加する電圧をｄ軸とｑ軸でとらえたｖd、ｖqは、モータ回路の等価式から、次式（８-１）、（８-２）のようにみなせる。通常動作回転数に於いて抵抗は無視できるからである。

これらの式を用いると、式（６）の位相差φは、次式（９）のように近似できる。

ここで、電流Ｉは次式（１０）で表せるので、結局位相差φは、次式（１１）のようになる。つまり、位相差φは、電流とほぼ比例関係になることがわかった。また、制御によりｉδ＝０となっており、Ｉはｉγに比例しているので、位相差φはｉγにも比例する。
上記のように近似せずにｄ軸電流とｑ軸電流をつかってプロットして得られる位相差φと電流Ｉの関係を示したのが図３である。このようにしてもほぼ比例しており、比例関係を用いて制御することの妥当性がわかる。

このように、発明者は、トルクを出すために必要となる最小電流の制御は、φ＝０ではなく、力率角（位相差）を積極的に制御してやることにより実現できることを見い出した。そこで、本発明では、図１に示すように、モータ端子の電流を３相／２相変換する際に用いられる回転軸をθではなくθ-φとする力率角加減手段を有するようにした。φは、電流Ｉの関数であるから、同図に示すように、まず、フィードバックされるγ軸電流を用いてＩを求める（ｉδは０に制御されている。）。Ｉが求まれば、それに定数を乗じてφを求める。これによってφを３相／２相変換の回転軸θから差し引くようにする。

そして、θ-φを回転軸として３相／２相変換された電流は、ゲインＫω９が乗じられて周波数たる速度指令ｎω*に負帰還され、同期モータが安定して動作するように指令ｎω*が修正される。これは、負荷が重くなり、回転子の位置が回転磁界に対して遅れると電流が増え、逆に負荷が軽くなり、回転子の位置が回転磁界に対して進むと電流が減るので、速度指令を修正することで安定化させるものである。（２-１）、（２-２）式により、ｖδ＝Ｉδ＝０となるように制御しているので、電流の３相／２相変換と電圧の２相／３相変換に使用する位相が異なれば、その差であるφが力率角となるように制御される。

上記電流Ｉと位相差φの関係は、比例関係であるので、適切な比例定数を選択して演算によりφを導くようにしてもよいし、電流値の大きい範囲での正確性を求めるのであれば、Ｉとφの関係をテーブル化してもよい。テーブル化した構成を採用した場合であっても、ほぼ比例しているためテーブルデータを細かく取る必要が無いというメリットがある。
このようにしても、ｉδとｉγとの組み合わせである２次元テーブルを参照するのとは異なり、Ｉは実際のフィードバックで得られるので、φは一義的に決定でき、常に適切な位相差φを求めることができる。

以上により、この発明に係る永久磁石型同期モータの制御装置によれば、ＩＰＭモータのリラクタンストルクも考慮した最小電流で永久磁石型同期モータのトルクを制御することができる。また、複雑な演算を必要とせず、３相／２相変換の際の回転軸角度を変化させるだけで、最小電流によるトルク制御が可能になるので、構成がシンプルとなり、メンテナンス性も向上する。さらに、本発明では、図４に示すように、力率１制御の場合に対し、Ｖ／ｆ制御が適正となるトルク範囲が拡張され、低速回転から高速回転まで単純なＶ／ｆ制御を基調としつつ、電流を最小にして動作させることが可能となる。

このような制御が可能になると、工業製品の小型化、省電力化に寄与することができる。たとえば、エアコンの圧縮機用のモータは、小型化の要請と共にエアコンが大量に電力を消費する機器であることから、ことの他、省電力化の要請が強い。永久磁石型同期モータが採用されてきているのも、その現れの一つであるが、本発明により、最小電流制御がコンパクトな構成で可能となれば、上記要請に沿うものとなる。

次に、上述した本発明の一実施形態に係る永久磁石型同期モータの制御装置により行われるモータの脱調検出方法について説明する。
上述したように、本実施形態に係る永久磁石型同期モータは、上記（２-１）、（２-２）式に示す通り、ｖδ＝０となるように制御されている。また、本実施形態に係る制御方法では、制御安定化のために、δ軸電流指令値ｉδ*との偏差を積分して、この偏差を打ち消すように電圧指令ｖδ、ｖγを決定している。従って、通常運転状態においては、γ軸電圧オフセット値Ｖγofs（＝K∫ｉδdt）は、略一定値に収束する。
図５に、正常時おける永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。図５において、上からγ軸電圧オフセット値Ｖγofs、δ軸電流ｉδ、モータ電流波形（Ｕ相）の波形を示している。この図に示すように、正常時においては、γ軸電圧オフセット値Ｖγofs及びδ軸電流ｉδの双方において、ゼロに収束している。

一方、脱調が発生すると、δ軸電流ｉδは増大し、強め界磁状態となる。図６に脱調状態における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。図６において、上からγ軸電圧オフセット値Ｖγofs、δ軸電流ｉδ、モータ電流波形（Ｕ相）の波形を示している。この図に示すように、脱調状態では、γ軸電圧オフセット値Ｖγofs及びδ軸電流ｉδが増大していることがわかる。
そこで、本実施形態に係る脱調検出方法では、このδ軸電流ｉδ或いはγ軸電圧オフセット値Ｖγofsの増大を検知することにより、脱調の検出を行う。

具体的には、δ軸電流ｉδが規定値以上の状態が所定の期間継続した場合に、脱調を検出する。これにより、非常に容易に、モータの脱調を検出することが可能となる。ここで、規定値、及び所定の期間は、モータの特性に応じて任意に設定できる値である。
更に、δ軸電流ｉδに代わって、このδ軸電流の積分値であるγ電圧オフセット値Ｖγofsを用いて脱調を検出するようにしても良い。具体的には、γ電圧オフセット値Ｖγofsが規定値以上となった場合、好ましくは、γ電圧オフセット値Ｖγofsが規定値以上の状態が所定の期間継続した場合に、脱調を検出するようにしても良い。

一般的に、同期モータにおいては、起動時に強制同期運転により引き込み運転が行われる。この強制同期運転の期間においては、δ軸電流ｉδがゼロに収束しないので、上述のようにδ軸電流ｉδだけをモニタしていると、脱調の誤検知をする可能性がある。このような場合であっても、δ軸電流ｉδの積分値であるγ電圧オフセット値Ｖγofsを利用することで、脱調の誤検知を防ぎ、脱調検出精度の向上を図ることができる。

以上説明してきたように、本実施形態に係る制御装置によれば、モータ制御に用いられているγ軸電圧オフセット値Ｖγofs及びδ軸電流ｉδの少なくともいずれか一方を用いてモータの脱調の検出を行うので、非常に容易に脱調の検出を実現させることができる。

更に、本実施形態に係る脱調検出方法においては、モータ温度による磁束量の変化を考慮して、上記規定値を温度に応じて更新するようにしても良い。例えば、温度が上昇すると、磁束量は低下するため、上記δ軸電流ｉδは減少する。逆に、温度が低下すると、磁束量は増加するため、上記δ軸電流ｉδは増加する。従って、温度が上昇した場合には上記規定値を高く設定し、温度が低下した場合には上記規定値を低く設定することにより、脱調検出の精度を更に高めることが可能となる。

なお、モータの磁束量の変化によってもγ軸電圧オフセット値Ｖγofsは変動する。図７乃至図９に、正常時、つまり、脱調が発生していない状態において、磁束量を変化させた場合の起動時の各状態量の変化を示す。図７は磁束量が通常の場合、図９は磁束量を増加させた場合、図８は磁束量を図７と図９との中間としたときの各状態量を示している。図７乃至図９において、上からγ軸電圧オフセット値Ｖγofs、δ軸電流ｉδ、モータ電流波形（Ｕ相）の波形をそれぞれ示している。

このように、脱調が発生していない場合であっても、磁束量に応じてγ軸電圧オフセット値Ｖγofsが増減する。従って、γ軸電圧オフセット値Ｖγofsの変化だけを検出していたのでは、その変化が脱調に起因するものなのか、或いは、磁束量の変化に起因するものなのかを区別することが難しい場合がある。しかしながら、このような場合であっても、γ軸電圧オフセット値Ｖγofsとインバータ出力電力等との組み合わせによって、脱調と電磁状態とを区別することができる。

つまり、モータの磁束量が増加した場合、γ軸電圧オフセット値Ｖγofsが増加しても、インバータ出力はその時の運転状態に応じた値をとるのに対し、一方、脱調発生時においては、γ軸電圧オフセット値Ｖγofsが増加すると、インバータとして仕事をしなくなるので出力電力が減少し、規定値以下となる。
よって、γ軸電圧オフセット値Ｖγofsが規定値以上となる状態が所定期間継続し、且つ、インバータ出力電力が規定値以下となる状態が所定期間継続した場合に、脱調と判断することで、磁束量の変動による誤検知を回避することが可能となる。また、インバータ出力電力以外に、モータ電流の実効値等により判断することも可能である。

なお、上述した実施形態に係る永久磁石型同期モータの制御方法において、インバータ出力電流の検出方法については、以下のような例が挙げられる。
例えば、図１０に示すような構成を備える永久磁石型同期モータの駆動装置であれば、インバータ１１の下アーム部１２に挿入した３つのシャント抵抗１３による検出、コンバータ１４とインバータ１１との間に挿入されているＤＣシャント抵抗１５による検出、インバータ１１とモータ７との間に挿入される電流センサ１８による検出、のいずれの構成においても対応可能である。

本発明にかかる永久磁石型同期モータの制御装置は、永久磁石型同期モータの最小電流制御に有用であり、特に、ＩＰＭモータの最小電流制御に適している。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

本発明の一実施形態に係るシステム構成を示すブロック線図である。 最小電流となるときのｄ軸電流とｑ軸電流の関係を示すグラフであり、縦軸はｄ軸電流、横軸はｑ軸電流である。 最小電流となるときの電流と位相差の関係を示すグラフであり、縦軸は位相差、横軸は電流である。 力率１制御の場合と本発明の場合との電流−トルク特性を示すグラフであり、縦軸は電流、横軸はトルクである。 モータ正常状態における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 モータ脱調状態における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 モータ正常状態、且つ、磁束量が通常状態の場合における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 モータ正常状態、且つ、磁束量を通常状態よりもやや増加させた場合における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 モータ正常状態、且つ、磁束量を図８の磁束量よりも更に増加させた場合における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 永久磁石型同期モータの駆動装置の一例を示す図である。

符号の説明

１ 装置
２ 速度指令演算手段
３ 電圧指令演算手段
４ 相変換手段
５ インバータ
６ 相変換手段
７ モータ
８ 力率角演算手段
Ｉ モータ電流
ｉd ｄ軸電流
ｉq ｑ軸電流
Ｖ モータ印加電圧
ｖγ γ軸電圧指令
ｖδ δ軸電圧指令
Λd 誘起電圧係数
τ モータトルク
φ 力率角

Claims (8)

1. モータの周波数に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で設定する手段と、
   ２軸の当該電圧指令を３相へ座標変換する手段と、
   当該３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する手段と、
   当該モータの界磁方向を検出せずに、当該モータ端子電流をフィードバックする手段と
   を有する永久磁石型同期モータの制御装置において、
   前記フィードバック電流から力率角を決定する力率角決定手段と、
   ３相で得られる前記モータ端子電流を直交座標に変換する際に用いる回転角に前記力率角を加減する力率角加減手段と
   を具備する永久磁石型同期モータの制御装置。
2. 前記フィードバック電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに座標変換する座標変換手段と、
   前記励磁電流成分が規定値以上である状態が所定の期間継続した場合に、前記永久磁石型同期モータの脱調を検出する脱調検出手段と
   を具備する請求項１に記載の永久磁石型同期モータの制御装置。
3. 前記規定値を温度に応じて更新する更新手段を備える請求項２に記載の永久磁石型同期モータの制御装置。
4. 前記フィードバック電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに座標変換する座標変換手段と、
   前記励磁電流成分を積分する積分手段と、
   前記励磁電流成分の積分値が積分規定値以上の状態が所定の期間継続した場合に、前記永久磁石型同期モータの脱調を検出する脱調検出手段と
   を具備する請求項１に記載の永久磁石型同期モータの制御装置。
5. 前記規定値を温度に応じて更新する更新手段を備える請求項４に記載の永久磁石型同期モータの制御装置。
6. モータの周波数に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で設定する過程と、
   ２軸の当該電圧指令を３相へ座標変換する過程と、
   当該３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する過程と、
   当該モータの界磁方向を検出せずに、当該モータ端子電流をフィードバックする過程と、
   前記フィードバック電流から力率角を決定する過程と、
   ３相で得られる前記モータ端子電流を直交座標に変換する際に用いる回転角に前記力率角を加減する力率角加減過程と
   を有することを特徴とする永久磁石型同期モータの制御方法。
7. 前記フィードバック電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに座標変換する過程と、
   前記励磁電流成分が規定値以上である状態が所定の期間継続した場合に、前記永久磁石型同期モータの脱調を検出する過程と
   を具備する請求項６に記載の永久磁石型同期モータの制御方法。
8. 前記フィードバック電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに座標変換する過程と、
   前記励磁電流成分を積分する過程と、
   前記励磁電流成分を積分値が規定値以上である状態が所定の期間継続した場合に、前記永久磁石型同期モータの脱調を検出する過程と
   を具備する請求項６に記載の永久磁石型同期モータの制御方法。

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