JP2010183702A - インバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータのスイッチング制御におけるデッドタイム補償を全電流領域について適切に行なう。
【解決手段】ＰＩ演算部２４２は、フィードバックされたｄ軸およびｑ軸の電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づく所定のＰＩ制御演算によってｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ，Ｖｑｏを生成する。デッドタイム補償部２４５は、ＰＩ演算部２４２による本来の電圧指令値Ｖｄｏ，Ｖｑｏに対して、デッドタイムの影響を補償した補償後の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。デッドタイム補償部２４５は、インバータ電流に含まれるリップル電流レベルに対応して定義される低電流領域におけるデッドタイム補償を、通常電流領域におけるデッドタイム補償とは異なるものとする。
【選択図】図５

Description

この発明は、インバータの制御装置に関し、より特定的には、デッドタイムを設けたスイッチング制御を実行するインバータの制御装置に関する。

従来より、直流−交流電力変換を行なうインバータにおいて、同一相の上アーム素子および下アーム素子の両方がオンして短絡状態となることを防止するために、上アーム素子および下アーム素子のオンオフ制御に所定のデッドタイムを設けることが行なわれている。さらに、デッドタイムの設定によるインバータの出力電圧変化を補償するために、インバータ制御にいわゆるデッドタイム補償を適用することが提案されている。

たとえば、特開２００６−３２０１２２号公報（特許文献１）には、ｄ−ｑ軸変換を伴う電流フィードバックによるパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御によるインバータ制御において、デッドタイムを補償するデッドタイム補償部を設けるとともに、当該デッドタイム補償部において、ｄ軸電流およびｑ軸電流から求めた電流ベクトルの大きさに基づいてデッドタイム補償量を設定することが記載されている。特に、特許文献１では、各相のパルス幅に対して、電流の大きさに応じたデッドタイム補償量が、パルス幅の変化量として設定される。

特開２００６−３２０１２２号公報

デッドタイムがインバータの出力電圧に及ぼす影響は、インバータ電流の極性によって変化することが知られている。たとえば、特許文献１においても、三相電流の極性に応じてパルス幅の変化量の極性が異ならせることが記載されている。

したがって、インバータの低出力電流領域では、インバータ電流のリップル成分によって、電流の極性が頻繁に入換わることによって、通常のデッドタイム補償ではかえって制御誤差を発生させてしまうおそれが懸念される。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、インバータのスイッチング制御におけるデッドタイム補償を全電流領域について適切に行なうことである。

この発明によるインバータの制御装置は、上アーム素子および下アーム素子を含むインバータをパルス幅変調制御する制御装置であって、デッドタイム設定回路と、デッドタイム補償部とを備える。デッドタイム設定回路は、上アーム素子および下アーム素子のスイッチング制御において、同一相の上アーム素子および下アーム素子の両方がオンすることを防止するための所定のデッドタイムを設けるように構成される。デッドタイム補償部は、デッドタイムの影響によるインバータ出力電圧の変化を補償するために、パルス幅変調制御における制御量を補償するように構成される。さらに、デッドタイム補償部は、インバータ出力電流が、インバータ出力電流の最大リップル電流に対応して定められた基準電流以上である第１の電流領域および、基準電流より小さい第２の電流領域との間では、異なる補償式にそれぞれ従って制御量を補償する。

好ましくは、デッドタイム補償部は、第１の電流領域では、パルス幅変調制御に用いる搬送波の周期に対するデッドタイムの期間比を変数の１つに有する第１の関数に従って制御量の補償量を演算する一方で、第２の電流領域において、第２の関数に従って補償量を演算するように構成される。そして、第２の関数は、第１の関数において、期間比を、インバータ出力電流の基準電流を底とする対数関数値と期間比との積に置換したものに相当する。

さらに好ましくは、インバータ制御装置は、インバータ出力電流のｄ−ｑ軸変換値のフィードバック制御に従ってパルス幅変調制御を実行する。そして、デッドタイム補償の対象とされる制御量は、ｄ軸およびｑ軸のインバータ出力電圧指令値である。

好ましくは、基準電流は、最大リップル電流の設計値に相当する。

本発明によれば、インバータのＰＷＭ制御におけるデッドタイム補償をインバータの低電流領域を含む全電流領域について適切に行なうことができる。

本発明の実施の形態に従うインバータ制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本実施の形態によるインバータ制御装置によるＰＷＭ制御に従うモータ制御構成を説明するブロック図である。 図２に示したＰＷＭ変調部の動作を説明する波形図である。 デッドタイムによるインバータ出力電圧の変動を説明する概念図である。 図２に示した電圧指令生成部の構成を詳細に示すブロック図である。 デッドタイム補償前後での電圧指令を比較するベクトル図である。 基本的なデッドタイム補償を全電流領域に摘要した場合におけるインバータ電流およびインバータ出力電圧の関係を示す波形図である。 インバータ電流がリップル電流よりも十分高いレベルである場合の電流波形およびデッドタイム影響による電圧変動を示す波形図である。 インバータ電流がリップル電流と同等である場合の電流波形およびデッドタイム影響による電圧変動を示す波形図である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態に従うインバータ制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電源１０と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ２０と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪の駆動トルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電源１０は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。なお、直流電源１０とインバータ２０との間に直流電圧変換を実行するためのコンバータをさらに配置してもよい。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５に接続されて、インバータ２０の直流側電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧ＶＨ（以下、システム電圧ＶＨとも称する）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ２０は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、各相上下アームから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続された電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）。スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等のオンオフ制御（スイッチング制御）可能なデバイスを用いることができる。

Ｕ相は、上アーム素子としてのスイッチング素子Ｑ１および下アーム素子としてのスイッチング素子Ｑ２から構成され、Ｖ相は、上アーム素子としてのスイッチング素子Ｑ３および下アーム素子としてのスイッチング素子Ｑ４から構成される。同様に、Ｗ相は、上アーム素子としてのスイッチング素子Ｑ５および下アーム素子としてのスイッチング素子Ｑ６から構成される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６によって制御される。さらに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にそれぞれ対応して、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ６が配置されている。

交流電動機Ｍ１は、代表的には、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、インバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子の中間点と接続されている。

インバータ２０は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に応答した、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ２０は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、電動車両の回生制動時等には交流電動機Ｍ１によって発電するために、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ２０は、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して直流電源１０へ供給する。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角ＡＮＧを検出し、その検出した回転角ＡＮＧを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角ＡＮＧに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角ＡＮＧを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログ
ラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、インバータ２０のスイッチング制御によって、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、および回転角センサ２５からの回転角ＡＮＧ等に基づいて、後述するＰＷＭ制御に従って、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するようにインバータ２０の動作を制御する。具体的には、インバータ２０を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成して、インバータ２０へ出力する。すなわち、制御装置３０は、本実施の形態によるインバータ制御装置に対応する。

制御装置３０は、基本的には、電流フィードバックによるＰＷＭ制御に従って交流電動機Ｍ１を制御する。

図２は、本実施の形態によるインバータ制御装置による、ＰＷＭ制御に従うモータ制御構成を説明するブロック図である。図２を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図２を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ２０のスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。

ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０と、デッドタイム設定回路２８０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

ＰＷＭ変調部２６０は、図３に示すように、搬送波ＣＷと、交流電圧指令Ｖｒｅｆ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ２０のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号を生成する。なお、モータ電流Ｉｍｔ（相電流）については、電圧指令Ｖｒｅｆとは異なる位相となっている。

搬送波ＣＷは、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。また、インバータ制御のためのＰＷＭ変調において、搬送波ＣＷの振幅は、インバータ２０の直流側電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。

搬送波ＣＷの１周期がインバータ２０でのスイッチング周期に相当し、各スイッチング周期内で、電圧指令Ｖｒｅｆと搬送波ＣＷの電圧の高低関係が入換わるタイミングで、スイッチング素子のオンオフが切換えられる。このオンオフが入換えられる際に、同一相の上アーム素子および下アーム素子の両方がオンすると、当該相で短絡が発生してしまう。

このような上下アーム間短絡を防止するために、各スイッチング周期において、スイッチング素子のオンオフ切換時には、上アーム素子および下アーム素子の両方を確実にターンオフするためのデッドタイムが設けられる。すなわち、デッドタイムでは、上アーム素子および下アーム素子の両方にオフ指令が発せられた状態とされる。

再び図２を参照して、デッドタイム設定回路２８０は、ＰＷＭ変調部２６０によって生成されたスイッチング制御信号に対して、所定期間（Ｔｄ）のデッドタイムを設けるように修正を加えて、最終的なスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を発生する。そして、インバータ２０を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

図４は、デッドタイムによるインバータ出力電圧の変動を説明する概念図である。
図４に示されるように、電圧指令Ｖｒｅｆおよび搬送波ＣＷが図３上で交差することによって発生するスイッチング素子のオンオフ切換えの際に、本来のインバータ出力電圧に対する誤差となる、デッドタイムによるパルス状の電圧変動３００が発生する。周知のように、電圧変動３００の極性（正負）は、そのときのモータ電流Ｉｍｔの極性（正負）と反対である。すなわち、図３に示されたモータ電流Ｉｍｔ＞０の区間では、電圧変動３００は負電圧パルスと等価となり、反対に、モータ電流Ｉｍｔ＜０の期間では、電圧変動３００は正電圧パルスと等価となる。

そして、電圧パルス３００を平均化した等価電圧変動３１０は、システム電圧と、スイッチング周期（搬送波ＣＷの周期）に対するデッドタイムの期間比との積、すなわちＶＨ・（Ｔｄ／Ｔｃ）を振幅とする、方形波で示されることが理解される。

本実施の形態によるインバータの制御装置では、図４に示したデッドタイムによる電圧変動３００を補償するために、ＰＷＭ制御におけるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を以下のように補償する。

図５は、図２に示した電圧指令生成部２４０の構成を詳細に示すブロック図である。
図５を参照して、電圧指令生成部２４０は、ＰＩ演算部２４２と、デッドタイム補償部２４５とを含む。

ＰＩ演算部２４２は、ｄ軸およびＱｑ軸の電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに従って、所定のＰＩ（比例演算）演算に従って、本来のｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄｏ，Ｖｑｏを生成する。すなわち、電圧指令Ｖｄｏ，Ｖｑｏは、デッドタイム補償前の電圧指令値を示しており、その電圧指令振幅Ｖは、（Ｖｄｏ²＋Ｖｑｏ²）^1/2で示される。

デッドタイム補償部２４５は、ＰＩ演算部２４２によって演算された本来の電圧指令値Ｖｄｏ，Ｖｑｏを、搬送波周期Ｔｃ、デッドタイムＴｄおよびシステム電圧ＶＨに従って補償し、補償された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。この補償された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯は、図４に示された、電圧指令生成部２４０から出力される電圧指令Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に相当する。

次に、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値に対するデッドタイム補償の演算について詳細に説明する。

図６を参照して、ＰＩ演算部２４２によって生成される本来の電圧指令値Ｖｄｏ，Ｖｑｏによって、本来の電圧指令値についての電圧振幅Ｖおよび電圧位相φが示される。すなわち、電圧指令値Ｖｄｏ，Ｖｑｏ、電圧位相φおよび電圧振幅Ｖの間には、Ｖｄｏ＝Ｖ・ｓｉｎφおよびＶｑｏ＝Ｖｃｏｓφの関係が成立する。

一方、座標変換部２２０によって得られる現在のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑによって、電流振幅Ｉおよび電流位相θが定義される。図６から理解されるように、電流位相θは、θ＝ｔａｎ^-1（−Ｉｄ／Ｉｑ）で示される。なお、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとしては、電流指令値ＩｄｃｏｍおよびＩｑｃｏｍを用いてもよい。

デッドタイム補償部２４５では、電圧指令値Ｖｄｏ，Ｖｑｏがデッドタイムによる電圧変動３００（図４）の影響（電圧ドロップ）を受けたときの電圧指令Ｖｄｃ，Ｖｑｃを演算するとともに、この際の電圧指令変化量（電圧ドロップ量）ΔＶｄｃ＝Ｖｄｏ−ＶｄｃおよびΔＶｑｃ＝Ｖｑｏ−Ｖｑｃを、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値に対するデッドタイム補償量とする。具体的には、通常の電流領域では、下記（１），（２）式に示される補償式に従って、搬送波周期Ｔｃに対するデッドタイム期間Ｔｄの比に基づいてデッドタイム補償量が演算される。

補償後の電圧指令Ｖｄ♯，Ｖｑ♯は、上記電圧ドロップ量を補償するように、Ｖｄ♯＝Ｖｄｏ＋ΔＶｄｃ，Ｖｑ♯＝Ｖｑｏ＋ΔＶｑｃと演算される。したがって、補償後の電圧指令振幅Ｖｃは、下記（３）式によって示される。

このようにすると、搬送波周期Ｔｃに対するデッドタイム期間Ｔｄの比に基づいて、理論的にデッドタイム補償を行なうことができる。

図７には、上記（１）〜（３）式に従う基本的なデッドタイム補償を全電流領域に適用した場合の、インバータ電流に対するインバータ出力電圧の特性が示される。

図７では、上述の基本的なデッドタイム補償を適用したインバータ制御（ＰＷＭ制御）の下で、インバータ電流（実効値）を一定レートで増加させたときのインバータ出力電圧Ｖｉｎｖの推移（実測値）が示されている。すなわち、図７の横軸は、基本的には時間軸であるが、インバータ電流をも示している。

具体的には、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖは、インバータ電流を一定レートで増大させるようにトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを上昇させた場合における線間電圧の実効値を示している。そして、点線５６０は、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖの推移を平均化したものに相当する。

図７中の点線５１０は、デッドタイムを設けないときの理論的なインバータ出力電圧（実効値）を示すものであり、点線５２０は、上述の基本的なデッドタイム補償によるインバータ出力電圧（実効値）の理論値を示すものである。

図７から理解されるとおり、基準電流Ｒｉよりも電流が大きい領域では、デッドタイム補償が十分に実行されている一方で、インバータ電流が基準電流Ｒｉより低い領域では、デッドタイム補償が適切ではなく、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖが本来出力されるべき電圧よりも低くなっていることが理解される。

すなわち、低電流領域（たとえば、図７における基準電流Ｒｉよりも低電流の領域）と、それよりも電流が大きい領域（通常電流領域）との間では、デッドタイム影響の特性が異なることが理解される。

この現象の原因について、図８および図９を用いて説明する。
図８には、インバータ出力電流がリップル電流よりも十分高いレベルである場合の電流波形およびデッドタイム影響による電圧変動の特性が示され、その一方で、図９には、インバータ電流がリップル電流と同程度であるときの、電流波形およびデッドタイム影響による電圧変動の波形が示されている。

図８に示されるように、インバータ電流の実効値がそのリップル成分よりも十分が大きい場合には、電気角が１８０度変化する間にモータ電流の正負が逆転することがないため、デッドタイム影響による電圧変動の極性（正負）は、電気角１周期（３６０度）の半周期ずつ継続する。したがって、デッドタイム影響についても規則的であるので、上記（１）〜（３）式に従う基本的なデッドタイム補償によって、図７でのインバータ電流＞Ｒｉの領域に示されたように、適切なインバータ出力電圧Ｖｉｎｖを得ることができる。

これに対して、図９に示されるように、インバータ電流がリップル電流と同等、あるいはそれ以下の低電流領域では、リップル電流の影響によって、インバータ出力電流の極性（正負）が頻繁に逆転する。このため、デッドタイム影響による電圧変動の極性（正負）についても頻繁に変化する。すなわち、図４に示した電圧変動３００が、インバータ出力電圧に対して正のパルス電圧および負のパルス電圧のいずれとして影響するかについては、白色雑音（ホワイトノイズ）のような正規分布に従うこととなる。

このため、本実施の形態では、このようなデッドタイム影響が不規則に現われる低電流領域におけるデッドタイム補償量の算出について、通常の電流領域に適用される上述の基本的なデッドタイム補償とは異ならせることを特徴とする。

具体的には、インバータ電流（相電流）の実効値Ｉが、０＜Ｉ＜Ｒｉとなる低電流領域では、上述の式（１），（２）に代えて、下記の式（４），（５）に従って、デッドタイム補償量ΔＶｄｃ，ΔＶｑｃが演算される。

式（４），（５）から理解されるように、低電流領域（０＜Ｉ＜Ｒｉ）では、通常電流領域（Ｉ≧Ｒｉ）でのデッドタイム補償量にｌｏｇ_RiＩを乗じた値が用いられる。０＜Ｉ＜１の極低電流範囲では、ｌｏｇ_RiＩ＜０であるので、極低電流領域では、デッドタイム補償量の極性（正負）が通常電流領域とは反対となることが理解される。また、式（４），（５）は、式（１），（２）において、デッドタイム期間比Ｔｄ／Ｔｃが、（Ｔｄ／Ｔｃ）・ｌｏｇ_RiＩに置換されたものであることが理解される。

この結果、本発明の実施の形態によるインバータ制御装置では、デッドタイム補償後の電圧指令振幅Ｖｃは、電流Ｉ＝０のときはＶｃ＝０となる一方で、Ｉ＞Ｒｉの通常電流領域では、上記（３）式に従ったものとなる。

さらに、式（４），（５）に従ってデッドタイム補償が行なわれる低電流領域（０＜Ｉ＜Ｒｉ）では、デッドタイム補償後の電圧指令振幅Ｖｃは式（６）に従ったものとなる。

式（６）についても、式（３）において、デッドタイム期間比Ｔｄ／Ｔｃが、（Ｔｄ／Ｔｃ）・ｌｏｇ_RiＩに置換されたものであることが理解される。

式（４）〜（６）に示すように、対数関数に従ってデッドタイム補償量を修正することにより、図７に示した低電流領域でのインバータ出力電圧Ｖｉｎｖが解消されるように、デッドタイム補償を行うことが可能となる。

なお、基準電流Ｒｉは、上述のように、インバータ電流に含まれるリップル電流（最大値）に関連する値となる。基準電流Ｒｉは、図７に示した実験結果から設定してもよいが、搬送波周波数および交流電動機Ｍ１のモータ定数等からリップル電流振幅が理論的に計算できる場合には、その計算値（すなわち設計値）に基づいて設定することも可能である。

以上説明したように本実施の形態によるインバータの制御装置によるデッドタイム補償では、インバータ電流に含まれるリップル電流レベルに対応して定義される低電流領域におけるデッドタイム補償を、通常電流領域とは異なるものとすることによって、全電流領域についてインバータのスイッチング制御におけるデッドタイム補償を適切に行なうことができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ アース線、７ 電力線、１０ 直流電源、１３ 電圧センサ、２０ インバータ、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動制御システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２４２ ＰＩ演算部、２４５ デッドタイム補償部、２６０ ＰＷＭ変調部、２８０ デッドタイム設定回路、３００ 電圧変動（デッドタイム影響）、３１０ 等価電圧変動、５１０ インバータ出力電圧理論値（デッドタイム補償無）、５２０ インバータ出力電圧理論値（デッドタイム補償後）、５６０ インバータ出力電圧（平均値）、ＡＮＧ モータ回転角、Ｃ０ 平滑コンデンサ、ＣＷ 搬送波、Ｄ１〜Ｄ６ 逆並列ダイオード、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ ｄ軸電流指令値、Ｉｑｃｏｍ ｑ軸電流指令値、Ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（Ｉｍｔ） 三相電流（モータ電流）、Ｍ１ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子、Ｒｉ 基準電流、Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング制御信号、Ｔｃ 搬送波周期、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖ 電圧指令振幅（デッドタイム補償前）、Ｖｃ 電圧指令振幅（デッドタイム補償後）、Ｖｄｏ ｄ軸電圧指令値（デッドタイム補償前）、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値（デッドタイム補償後）、ＶＨ システム電圧、Ｖｉｎｖ インバータ出力電圧、Ｖｑｏ ｑ軸電圧指令値（デッドタイム補償前）、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値（デッドタイム補償後）、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（Ｖｒｅｆ） 各相電圧指令（交流電圧指令）、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、ΔＶｄｃ，ΔＶｑｃ デッドタイム補償量、θ 電流位相、φ 電圧位相、ω 角速度。

Claims (4)

1. 上アーム素子および下アーム素子を含むインバータをパルス幅変調制御する制御装置であって、
   前記上アーム素子および前記下アーム素子のスイッチング制御において、同一相の前記上アーム素子および前記下アーム素子の両方がオンすることを防止するための所定のデッドタイムを設けるように構成されたデッドタイム設定回路と、
   前記デッドタイムの影響によるインバータ出力電圧の変化を補償するために、前記パルス幅変調制御における制御量を補償するように構成されたデッドタイム補償部とを備え、
   前記デッドタイム補償部は、
   インバータ出力電流が、前記インバータ出力電流の最大リップル電流に対応して定められた基準電流以上である第１の電流領域および、前記基準電流より小さい第２の電流領域との間では、異なる補償式にそれぞれ従って前記制御量を補償する、インバータの制御装置。
2. 前記デッドタイム補償部は、前記第１の電流領域では、前記パルス幅変調制御に用いる搬送波の周期に対する前記デッドタイムの期間比を変数の１つに有する第１の関数に従って前記制御量の補償量を演算する一方で、前記第２の電流領域において、第２の関数に従って前記補償量を演算するように構成され、
   前記第２の関数は、前記第１の関数において、前記期間比を、前記インバータ出力電流の前記基準電流を底とする対数関数値と前記期間比との積に置換したものに相当する、請求項１記載のインバータの制御装置。
3. 前記インバータ制御装置は、前記インバータ出力電流のｄ−ｑ軸変換値のフィードバック制御に従って前記パルス幅変調制御を実行し、
   前記制御量は、ｄ軸およびｑ軸のインバータ出力電圧指令値である、請求項１または２記載のインバータの制御装置。
4. 前記基準電流は、前記最大リップル電流の設計値に相当する、請求項１〜３のいずれか１項に記載のインバータの制御装置。

Images