JP2008048505A - ３相回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】３相回転機を流れる電流の検出値を指令値にフィードバック制御する電流制御と、矩形波制御とを行うに際し、矩形波制御から電流制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することのできる３相回転機の制御装置を提供する。
【解決手段】ＰＷＭ制御においては、ｄｑ軸上の指令電流が、指令電流曲線ＣＬ上の値となる。矩形波制御における実電流ベクトルＩｒと、指令電流曲線ＣＬに対して対称な電流ベクトルＩｓを算出する。そして、これら対称な電流ベクトルＩｓと実電流ベクトルＩｒとが略一致するとき、ＰＷＭ制御に切り替える。
【選択図】 図７

Description

本発明は、３相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該３相回転機の出力を制御する３相回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧とキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作するＰＷＭ制御を行うものも提案されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御することができる。

また、３相回転機の高速度回転領域において、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相回転機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御もなされている（特許文献１、２）。

ただし、高回転速度領域において矩形波制御を行い且つそれ以外の領域においてＰＷＭ制御を行う場合、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替える際にトルクが急激に変化するおそれがある。

なお、上記矩形波制御とＰＷＭ制御とを行うものに限らず、３相回転機を流れる電流の検出値を指令値にフィードバック制御する電流制御と、矩形波制御とを行う制御装置にあっては、矩形波制御から電流制御への切り替えに伴ってトルク変動が生じるおそれのあるこうした実情も概ね共通したものとなっている。
特開２０００−５０６８９号公報 特開２００２−２２３５９０号公報

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、３相回転機を流れる電流の検出値を指令値にフィードバック制御する電流制御と、矩形波制御とを行うに際し、矩形波制御から電流制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することのできる３相回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記３相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記３相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、前記３相回転機を流れる電流の検出値を、前記３相回転機を流れる電流についてのｄｑ軸上での指令値に応じた電流にフィードバック制御する電流制御手段と、前記指令値のとり得る値についての情報を記憶する記憶手段と、前記矩形波制御手段による制御時において、前記３相回転機を流れる電流の検出値及び前記情報に基づき、前記３相回転機を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が前記指令値としてとり得る値と略一致するとき、前記矩形波制御手段による制御から前記電流制御手段による制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする。

上記構成では、矩形波制御による電流のｄ軸上及びｑ軸上の値が指令値としてとり得る値と略一致するときに矩形波制御から電流制御に切り替えるために、切り替えに際して３相回転機に流れる電流の変動を抑制することができる。このため、切り替えに伴うトルクの変動を好適に抑制することができる。

また、ｄｑ軸上の指令値は、ｄｑ軸平面内において１次元空間を占める。換言すれば、曲線で表現される。このため、切り替えにかかる処理を上記情報に基づき行うことで、例えば矩形波制御を行う領域を記憶する場合と比較して、切り替えにかかる処理のために記憶すべきデータ数を低減することもできる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記切替手段は、前記指令値がｄｑ軸上を描く曲線に対して、前記３相回転機を流れる電流のｄｑ軸上での電流ベクトルである実電流ベクトルと対称な電流ベクトルを算出する算出手段を備え、該対称な電流ベクトルと前記実電流ベクトルとが略一致するとき、前記３相回転機を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が前記指令値としてとり得る値と略一致するとして、前記切り替えを行うことを特徴とする。

３相回転機を流れる電流のｄｑ軸上での値が、指令値がｄｑ軸上を描く曲線上にある場合、上記実電流ベクトルと上記対称な電流ベクトルとは一致する。このため、これらの略一致に基づき、３相回転機を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が指令値としてとり得る値と略一致することを好適に判断することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記算出手段は、前記３相回転機を流れる電流のｄ軸上の値と前記情報とに基づき前記対称な電流ベクトルのｑ軸成分を算出する手段と、前記３相回転機を流れる電流のｑ軸上の値と前記情報とに基づき前記対称な電流ベクトルのｄ軸成分を算出する手段とを備えることを特徴とする。

３相回転機を流れる電流のｄ軸上の値をｄ軸上の指令値がとるときのｑ軸上の指令値は、上記対称な電流ベクトルのｑ軸成分となる。また、３相回転機を流れる電流のｑ軸上の値をｑ軸上の指令値がとるときのｄ軸上の指令値は、上記対称な電流ベクトルのｄ軸成分となる。このため、上記構成では、対称な電流ベクトルを適切に算出することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記情報は、前記ｄ軸上の指令値ｉｄｃ及び前記ｑ軸上の指令値ｉｑｃをｆ（ｉｄｃ，ｉｑｃ）＝Ａによって関係付けるモデル式であり、前記切替手段は、前記モデル式に、前記３相回転機を流れる電流のｄ軸上の値及びｑ軸上の値を代入するときのモデル式の出力が前記Ａと略一致するとき、前記３相回転機を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が前記指令値としてとり得る値と略一致するとして、前記切り替えを行うことを特徴とする。

上記構成では、モデル式ｆの出力がＡと略一致するか否かに基づき、３相回転機を流れる電流のｄ軸及びｑ軸上の値が指令値としてとり得る値か否かを簡易に判断することができる。このため、情報を記憶手段に記憶させる際のデータ数を好適に低減することができるとともにに、簡易な手法によって上記判断を行うことができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の発明において、前記電流制御手段は、前記３相回転機を流れる各相の電流の検出値に基づき、これら各相の検出値をｄｑ軸上の電流に変換する変換手段と、該変換された電流と前記指令値との差に基づき、前記フィードバック制御を行う手段とを備えることを特徴とする。

上記構成では、電流制御手段が変換手段を備えるため、切替手段においてこの変換手段を流用することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の発明において、前記指令値は、前記３相回転機に対する要求トルクを最小の電流で生成可能な値に設定されてなることを特徴とする。

上記構成によれば、電流制御手段による制御において出力トルクを生成するために要する電力を最小とすることができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる３相回転機の制御装置をハイブリッド車に搭載される３相電動機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、電動機４の制御システムの全体構成を示す。

図示される電動機４は、埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）からなる。また、電動機４の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれとバッテリ４２の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子１２，１４（Ｕ相アーム）とスイッチング素子１６，１８（Ｖ相アーム）とスイッチング素子２０，２２（Ｗ相アーム）との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に逆並列に接続されたフライホイールダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点が電動機４のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点が電動機４のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点が電動機４のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。

インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との両端には、平滑コンデンサ４０が接続されている。

一方、マイクロコンピュータ（マイコン５０）は、中央処理装置や、メモリ５１を備えて構成されている。そして、マイコン５０は、バッテリ４２の両端の電圧ＶＢを検出する電圧センサ４４や、電動機４の出力軸の回転角度を検出する位置センサ５２、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ５４，５６の出力を取り込む。そして、マイコン５０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流ｉｕとＶ相を流れる電流ｉｖとから算出する。そして、マイコン５０は、上記電動機４の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路６０〜７０を介してスイッチング素子１２〜２２を操作する。

図２に、マイコン５０の行なう処理についてのブロック線図を示す。本実施形態では、三角波ＰＷＭ制御及び矩形波制御によって、電動機４の出力トルクを要求トルクに制御する。以下では、図２に示す処理について、三角波ＰＷＭ制御に関する処理、矩形波制御に関する処理、及びこれら両制御の切り替えに関する処理の順に説明する。

＜ＰＷＭ制御＞
３相２相変換部８０は、上記電流センサ５４，５６によって検出されるＵ相を流れる実電流ｉｕ及びＶ相を流れる実電流ｉｖと、これらに基づき算出されるＷ相を流れる実電流ｉｗとを、ｄｑ軸に座標変換して実電流ｉｄ及び実電流ｉｑを生成する部分である。ちなみに、この座標変換に際しては、電動機４の回転角度が用いられるために、３相２相変換部８０には、位置センサ５２によって検出される回転角度θが入力される。一方、指令電流生成部８２は、要求トルクＴｃに応じて指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを生成する部分である。これら指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、ｄｑ軸上での電流の指令値となっている。

上記指令電流ｉｄｃと実電流ｉｄとの差に基づき、ＰＩ制御部８４によって比例項と積分項とが算出される。そして、これら算出値の和は、第１指令電圧ｖｄ１としてＰＩ制御部８４から出力される。また、指令電流ｉｑｃと実電流ｉｑとの差に基づき、ＰＩ制御部８６によって比例項と積分項とが算出される。そして、これら算出値の和は、第１指令電圧ｖｑ１としてＰＩ制御部８６によって出力される。ここで、これら第１指令電圧ｖｄ１，ｖｑ１の振る舞いについて説明する。

上記３つの相のそれぞれに印加される電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ、３相のそれぞれを流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、３相のそれぞれに生じる逆起電力ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ、電動機４の抵抗Ｒ、自己インダクタンスＬ´、相互インダクタンスＭ、時間微分演算子Ｐとの関係は下式となる。

ｖｕ＝（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｕ −１／２×ＰＭ×ｉｖ −１／２×ＰＭ×ｉｗ＋ｅｕ
ｖｖ＝−１／２×ＰＭ×ｉｕ＋（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｖ −１／２×ＰＭ×ｉｗ＋ｅｖ
ｖｗ＝−１／２×ＰＭ×ｉｕ −１／２×ＰＭ×ｉｖ＋（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｗ＋ｅｗ

ここで、ｄｑ軸変換を行なうと、ｄ軸及びｑ軸の電圧ｖｄ，ｖｑは、電気角の回転速度ωと、ｄ軸上のインダクタンスＬｄ及びｑ軸上のインダクタンスＬｑと、逆起電力ωφとを用いて下式（ｃｄ）及び（ｃｑ）となる。なお、電気角の回転速度は、電動機４の回転速度に電動機４の極対数を乗算した値である。

ｖｄ＝（Ｒ＋ＰＬｄ）×ｉｄ −ωＬｑ×ｉｑ …（ｃｄ）
ｖｑ＝ ωＬｄ×ｉｄ＋（Ｒ＋ＰＬｑ）×ｉｑ ＋ωφ …（ｃｑ）

上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）に示されるように、電動機４に印加される電圧の各軸成分は、電動機４を流れる電流のうち同一の軸成分に比例する項のみならず、異なる軸成分に比例する項や逆起電力ωφ（以下、これらを干渉項という）を含む。

そこで、本実施形態では、非干渉化制御部８８により、これら干渉項を、実電流ｉｄ及び実電流ｉｑに基づき算出して第０指令電圧ｖｄ０，ｖｑ０を算出する。そして、第１指令電圧ｖｄ１と第０指令電圧ｖｄ０との和としてｄ軸の指令電圧ｖｄｃ１を算出し、第１指令電圧ｖｑ１と第０指令電圧ｖｑ０との和としてｑ軸の指令電圧ｖｑｃ１を算出する。

ｄ軸の指令電圧ｖｄｃ１とｑ軸の指令電圧ｖｑｃ１とは、２相３相変換部９２に取り込まれる。２相３相変換部９２では、ｄ軸の指令電圧ｖｄｃ１とｑ軸の指令電圧ｖｑｃ１とを、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃ１と、Ｖ相の指令電圧ｖｖｃ１と、Ｗ相の指令電圧ｖｗｃ１とに変換する。これら指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１は、電動機４の各相に指令電流を流すときに各相に印加すべき電圧となっている。これら指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１は、基本的には、正弦波となって且つその電圧の中心がゼロとなっている。ただし、電圧センサ４４によって検出されるバッテリ４２の電圧に基づき、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の変調率が大きいときには、正弦波に所定の高調波を重畳したものが最終的な指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１とされる。なお、電動機４の各相の上記指令電流とは、上記指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相のそれぞれにおける指令電流を意味する。

これら指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１は、各々比較器９４，９６，９８の非反転入力端子に印加される。比較器９４，９６，９８では、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１と、三角波生成部１００によって生成される三角形状の搬送波との大小が比較される。そして、これら各比較器９４、９６、９８の出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１は、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を各々パルス幅変調（ＰＷＭ）したものとなる。

出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１は、切替部１０２に取り込まれる。そして、切替部１０２から出力される信号及びインバータ１０４，１０６，１０８によるそれらの反転信号が、Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１１０に取り込まれる。Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１１０では、上記出力される各信号とこれに対応する上記反転信号とを、これらのエッジ部分同士のタイミングの重なりを避けるように波形整形する。そして、波形整形された信号は、Ｕ相のスイッチング素子１２を操作する操作信号ｇｕｐ、Ｕ相のスイッチング素子１４を操作する操作信号ｇｕｎ、Ｖ相のスイッチング素子１６を操作する操作信号ｇｖｐ、Ｖ相のスイッチング素子１８を操作する操作信号ｇｖｎ、Ｗ相のスイッチング素子２０を操作する操作信号ｇｗｐ、Ｗ相のスイッチング素子２２を操作する操作信号ｇｗｎとなる。

上記構成において切替部１０２により出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１が選択されているときには、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の電流（指令電流）に追従させるべく、ＰＩ制御によりスイッチング素子１２〜２２の操作がなされる。この際には、３相に印加される電圧は、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１に追従する。

＜矩形波制御＞
トルク推定部１２０は、３相２相変換部８０の出力するｄｑ軸上での実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、電動機４の出力トルクを推定する。この推定トルクＴｅは、例えば電動機４のトルク定数Ｋｔ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを用いて、下記の式によって算出すればよい。

Ｔｅ＝Ｋｔ×ｉｑ−（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉｄ×ｉｑ
ｖｑｃ算出部１２２は、要求トルクＴｃと推定トルクＴｅとの差に基づき、ｑ軸上の指令電圧ｖｑｃ２を算出する。一方、ｖｄｃ算出部１２４は、指令電圧ｖｑｃ２とバッテリ４２の電圧ＶＢとに基づき、ｄ軸上の指令電圧ｖｑｃ２を算出する。これらｖｑｃ算出部１２２及びｖｄｃ算出部１２４は、指令電圧ｖｑｃ２，ｖｄｃ２によって定まる電圧ベクトルの長さをバッテリ４２の電圧ＶＢに応じて定まる長さとしつつ、同電圧ベクトルの位相を定める処理を行っている。そして、２相３相変換部１２６は、指令電圧ｖｑｃ２、ｖｄｃ２を、３相の指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２に変換する。これら指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２は、略正弦波形状の信号である。また、出力信号生成部１２８では、指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２に基づき、出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を生成する。ここで、出力信号ｇｕ２は、指令電圧ｖｕｃ２がゼロ以上のときに論理「Ｈ」となり、ゼロ未満のときに論理「Ｌ」となる。また、出力信号ｇｖ２は、指令電圧ｖｖｃ２がゼロ以上のときに論理「Ｈ」となり、ゼロ未満のときに論理「Ｌ」となる。更に、出力信号ｇｗ２は、指令電圧ｖｗｃ２がゼロ以上のときに論理「Ｈ」となり、ゼロ未満のときに論理「Ｌ」となる。なお、これら出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２は、切替部１０２に出力される。

上記指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２は、電動機４の電気角の回転周期と略等しい周期を有する。このため、出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２は、その論理「Ｈ」及び論理「Ｌ」との繰り返しの周期が電気角の１周期と略一致する。このため、上記構成において切替部１０２により出力信号ｇｕ２、ｇｖ２、ｇｗ２が選択されているときには、各相のアームの上段のスイッチング素子１２，１６，２０及び下段のスイッチング素子１４，１８，２２が交互にオン・オフされる周期が、電気角の１周期と略一致する。このため、切替部１０２によって出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２が選択される矩形波制御時には、電動機４の各相に印加される電圧が矩形波状に変化して且つ、その変化の周期が電気角の１周期と略等しくなる。

＜切替処理＞
図３に、ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域とを示す。図示されるように、低回転速度領域から中回転速度領域まではＰＷＭ制御を行う領域であり、高回転速度領域は矩形波制御を行う領域である。そして、ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域との境界は、要求トルクＴｃが大きいほど低回転速度側となる。ここで、高回転速度領域において、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えるのは、次の理由による。

電動機４の各相に印加可能な電圧の上限値は、バッテリ４２の電圧ＶＢである。このため、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となる状態、換言すれば変調率が「１」以上の状態では、電動機４の各相に実際に印加される電圧を指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１とすることができない。図４（ａ）に、変調率が「１」のときの各相に印加される電圧の推移を示し、図４（ｂ）に、変調率が「１」よりも大きいときの各相に印加される電圧の推移を示す。図示されるように、変調率が「１」よりも大きいときには各相に印加される電圧の振幅は、バッテリ４２の電圧ＶＢの「１／２」によって制限されるため、正弦波形状の電圧とはならない。しかし、この場合であっても、図４（ａ）に示される電圧と比較すると、図４（ｂ）中斜線にて示す領域だけ電圧の利用度が向上している。これにより、各相に印加される電圧の実効値を、先の図４（ａ）に示したものと比較して大きくすることができる。このため、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の指令電流を電動機４に流すことが可能となる。したがって、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となったとしても、ＰＷＭ制御を継続することで、電動機４に、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の電流を流すことは可能である。

上記指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が増大していくと、最終的には、電動機４の各相に印加される電圧は、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１と同一周期で「ＶＢ／２」と「−ＶＢ／２」とに交互に変化する矩形波状となる。しかし、理論的には、変調率が「１．２８」となることでＰＷＭ制御による制御性が極度に低下することが知られている。このため、本実施形態では、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が、バッテリ４２の電圧ＶＢの「１．２８／２」倍の値となることでＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替える。

詳しくは、図２に示す切替制御部１３０では、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を定める指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を取り込み、これに基づき、切替部１０２を操作する。図５に、切替制御部１３０の行う処理のうち、特にＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。なお、この処理は、マイコン５０により、ＰＭＷ制御がなされている期間において例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理においては、まずステップＳ１０において、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１によって定まる電圧ベクトルの長さが、制限電圧ＶＬ以上であるか否かを判断する。ここで、制限電圧ＶＬは、電圧ＶＢに「１．２８」及び「３／８」の平方根を乗算した値である。指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値に「３／２」の平方根を乗算したものがｄｑ軸上の電圧ベクトルの長さとなる。そして、最大値として上記変調率が「１．２８」であるときの値を用いると、これは、「ＶＢ／２」に「１．２８」を乗算した値となる。このため、上記ステップＳ１０によって、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が、「ＶＢ／２」に「１．２８」を乗算した値以上であるか否かを判断することができる。そして、ステップＳ１０において肯定判断されると、ステップＳ１２において、上記切替部１０２を操作して出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を選択することで、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替える処理がなされる。

なお、ステップＳ１０において否定判断されるときや、ステップＳ１２の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。

図６に、ＰＷＭ制御と矩形波制御とによってとり得るｄｑ軸上の電流を示す。図中、実線にて示す指令電流曲線ＣＬは、上記指令電流生成部８２によって生成される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの描く曲線である。この曲線（指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ）は、電動機４の制御に対する要求に応じて適宜設定されるものであるが、本実施形態では、要求トルクＴｃを最小の電流で実現することのできるｄｑ軸上の電流によって設定されている。一方、図中、２点鎖線にて示すのは、実際に電動機４に流すことの可能な電流の境界をｄｑ上で定義する制限曲線ＬＬである。この制限曲線ＬＬは、バッテリ４２の電圧ＶＢ及び回転速度に基づき定まるものである。このため、ＰＷＭ制御時においては、実電流ｉｑ，ｉｄは、指令電流曲線ＣＬと制限曲線ＬＬとの交点である上限ＰＭを超えることはできない。したがって、指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃが上限ＰＭに達することで矩形波制御に切り替えられることとなる。そして矩形波制御に切り替えられることで、指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃによって定まる電流ベクトルは、ベクトルＶ２よりも位相を進めることでベクトルＶ１へと移行する。これにより、電動機４を更に高回転速度に制御することができる。

このように、矩形波制御がなされているときには、一般に、ｄｑ軸上の電流は、上記指令電流曲線ＣＬによって規定される電流とは一致しない。したがって、矩形波制御からＰＷＭ制御へ切り替える際には、電動機４を流れる電流が大きく変化し、ひいては、電動機４の出力トルクが変動するおそれがある。

そこで本実施形態では、先の図２に示す指令電流情報格納部１３２に指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃのとり得る値についての情報を格納し、電動機４を流れる電流についてのｄ軸及びｑ軸上の値が上記指令電流ｉｑｃとしてとり得る値と略一致するとき、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替えることで、切り替えに伴う出力トルクの変動を抑制する。ここで、指令電流情報格納部１３２は、先の図１に示すメモリ５１によって構成される。指令電流情報格納部１３２には、上記指令電流曲線ＣＬについての情報が格納されている。この情報は、ｄ軸上の指令電流ｉｄｃとｑ軸上の指令電流ｉｑｃとの関係を定めるマップデータであってもよいし、指令電流曲線ＣＬを表現するモデル式であってもよい。

詳しくは、上記一致を、図７に示す態様にて判断する。すなわち、電動機４を流れる電流のｄｑ軸上での電流ベクトルである実電流ベクトルＩｒと、指令電流曲線ＣＬに対して対称な電流ベクトルＩｓを算出し、これらが略一致するときに、電動機４を流れる電流についてのｄ軸及びｑ軸上の値が上記指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃとしてとり得る値と略一致すると判断する。

図８に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、先の図２の切替制御部１３０によってなされるものであり、具体的には、マイコン５０によって、矩形波制御のなされる期間において所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、実電流ベクトルＩｒを取得する。換言すれば、実電流ｉｄ，ｉｑを取得する。続くステップＳ２２においては、実電流ベクトルのｑ軸成分である実電流ベクトルｉｑに基づき、対称な電流ベクトルＩｓのｄ軸成分ｉｄｓを算出する。これは、「ｉｄｓ，ｉｑ」が指令電流曲線ＣＬ上の点となるようにｄ軸成分ｉｄｓを設定することで算出することができる。続いてステップＳ２４においては、実電流ベクトルのｄ軸成分である実電流ベクトルｉｄに基づき、対称な電流ベクトルＩｓのｑ軸成分ｉｑｓを算出する。これは、「ｉｄ，ｉｑｓ」が指令電流曲線ＣＬ上の点となるようにｑ軸成分ｉｑｓを設定することで算出することができる。

続いてステップＳ２６においては、対称な電流ベクトルＩｅと実電流ベクトルＩｒとが略一致するか否かを判断する。この判断は、例えばｄｑ軸の各成分同士の比較によって行えばよい。また、これに代えて、互いのベクトルの長さの比較に基づき行ってもよい。そして、ステップＳ２６において肯定判断されるときには、実電流ｉｄ，ｉｑが指令電流曲線ＣＬ上にあると考えられるため、ステップＳ２８に移行してＰＷＭ制御に切り替える。ちなみに、矩形波制御がなされているときには、ＰＩ制御部８４，８６の値はゼロに固定しておく。

なお、ステップＳ２６において否定判断されるときや、ステップＳ２８の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。

図９に、本実施形態にかかる切り替え処理による電流ベクトルの推移についてのタイムチャートを示す。図９（ａ）に示されるように、ｄｑ軸上での指令電圧ベクトル（ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さが上記制限電圧ＶＬに達すると、矩形波制御に移行するため、対称な電流ベクトルＩｓと実電流ベクトルＩｒとが不一致となる。このように指令電圧ベクトルの長さが制限電圧ＶＬとなることで矩形波制御に切り替えることで、出力トルクの変動を抑制しつつ、切り替えを行うことができる。しかも、矩形波制御に切り替えることで、高回転速度領域における電圧利用率（バッテリ４２の電圧ＶＢに対する線間電圧の１次成分の実効値）を向上させることができ、電動機４の回転速度を高回転速度に制御することが可能となる。また、図９（ｂ）に示すように、対称な電流ベクトルＩｓと実電流ベクトルＩｒとが略一致するときにＰＷＭ制御に切り替えることで、実電流ベクトルの変動を好適に抑制しつつ切り替えを行うことができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）指令電流情報格納部１３２に格納される情報に基づき、矩形波制御時において、電動機４を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が、ＰＷＭ制御の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃのとり得る値と略一致するとき、ＰＷＭ制御に切り替えた。これにより、切り替えに際して電動機４に流れる電流の変動を抑制することができる。このため、切り替えに伴うトルクの変動を好適に抑制することができる。また、ｄｑ軸上の指令電流は、ｄｑ軸平面内において１次元空間を占める（曲線で表現される）。このため、切り替えにかかる処理を指令電流情報格納部１３２の情報に基づき行うことで、例えば矩形波制御を行う領域を記憶する場合と比較して、切り替えにかかる処理のために記憶すべきデータ数を低減することもできる。

（２）指令電流曲線ＣＬに対して実電流ベクトルＩｒと対称な電流ベクトルＩｓを算出し、これら対称な電流ベクトルＩｓと実電流ベクトルＩｒとが略一致するとき、電動機４を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃとしてとり得る値と略一致すると判断した。これにより、電動機４を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値と指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃとしてとり得る値との一致の有無を好適に判断することができる。

（３）指令電流情報格納部１３２に格納される情報と実電流ｉｄとに基づき、対称な電流ベクトルＩｓのｑ軸成分ｉｑｓを算出し、指令電流情報格納部１３２に格納される情報と実電流ｉｑとに基づき、対称な電流ベクトルＩｓのｄ軸成分ｉｄｓを算出した。これにより、対称な電流ベクトルＩｓを適切に算出することができる。

（４）３相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑに変換する３相２相変換部８０を備え、実電流ｉｄ，ｉｑと指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃとの差に基づくフィードバック制御を行うことで、ＰＷＭ制御を行った。これにより、切替制御部１３０が３相２相変換部８０を流用することができる。

（５）ＰＷＭ制御の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを、電動機４に対する要求トルクＴｃを最小の電流で生成可能な値に設定した。これにより、ＰＷＭ制御において出力トルクを生成するために要する電力を最小とすることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、先の図２に示した切替制御部１３０によってなされるものであり、具体的には、マイコン５０によって、矩形波制御のなされる期間において所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、実電流ｉｄ，ｉｑを取得する。続くステップＳ３２においては、実電流ｉｄ，ｉｑを、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを定めるモデル式ｆに代入し、そのときの出力値が略０であるか否かを判断する。ここで、モデル式は、「ｆ（ｉｄｃ，ｉｑｃ）＝０」を満たすものであり、「ｆ（ｉｄ，ｉｑ）」が略ゼロであるときには、実電流ｉｄ，ｉｑが指令電流曲線ＣＬ上の点と略一致することを意味する。このため、略ゼロであるか否かに基づき、電動機４を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が、ＰＷＭ制御の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃのとり得る値と略一致するか否かを判断することができる。そして、ステップＳ３２において肯定判断されるときには、ステップＳ３４においてＰＷＭ制御に切り替える。

なお、ステップＳ３２において否定判断されるときや、ステップＳ３４の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（４）、（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（６）モデル式に実電流ｉｄ，ｉｑを代入するときのモデル式の出力が略ゼロであるとき、電動機４を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が、ＰＷＭ制御の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃのとり得る値と略一致すると判断した。これにより、指令電流情報格納部１３２に記憶させるデータ数を好適に低減することができるとともに、簡易な手法によって上記判断を行うことができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第２の実施形態では、「ｆ（ｉｄｃ，ｉｑｃ）＝０」にてモデル式を定量化したが、これに限らず、「ｆ（ｉｄｃ，ｉｑｃ）＝Ａ（Ａ：任意に整数）」であればよい。この場合、先の図１０のステップＳ３２において、モデル式の出力がＡと略一致するか否かを判断すればよい。

・ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えは、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１が、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値以上となるときに行うものに限らない。ただし、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値以下の所定値以上となるときに切り替えを行うことが望ましい。

・矩形波制御としては、先の図２に例示した処理に限らない。例えば上記特許文献１に記載されている手法を用いてもよい。

・ＰＷＭ制御としては、先の図２に例示した処理に限らない。例えば、非干渉化制御部８８を備えなくてもよい。また、ＰＷＭ制御のための搬送波としては、三角波に限らず、鋸波等であってもよい。更に、要求トルクＴｃからｄｑ軸上の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを求めるものに限らず、要求トルクＴｃから３相の指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを直接求め、これに基づき指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を算出してもよい。ここで、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃから指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を求める際には、上述した３相の電流と３相の電圧との関係を定める関係式を用いればよい。

・電動機４の各相に流れる電流の検出値を、ｄｑ軸上での指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに応じた電流にフィードバック制御する電流制御としては、上記ＰＷＭ制御に限らない。例えば、ヒステリシスコンパレータの２つの入力端子のいずれか一方に指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき定まる３相の指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１の各１相を、また他方に実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの同１相を入力することで、瞬時電流値制御を行ってもよい。

・３相電動機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。また、３相回転機としては、３相電動機に限らず、例えば３相発電機であってもよい。

・３相回転機の制御装置としては、上記マイコン５０に限らず、例えば専用の集積回路（ＩＣ）であってもよい。

第１の実施形態にかかる電動機及びその制御システムを示す図。 同実施形態にかかる電動機の出力制御の処理を示すブロック図。 同実施形態にかかるＰＷＭ制御と矩形波制御との領域を示す図。 ＰＷＭ制御の問題点を示すタイムチャート。 上記実施形態にかかるＰＷＭ制御から矩形波制御への切替処理の手順を示すフローチャート。 上記実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替条件を説明する図。 同実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替手法を説明する図。 同実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。 上記切替処理による電流ベクトルの推移を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。

符号の説明

４…電動機、１０…インバータ、１２〜２２…スイッチング素子、５０…マイクロコンピュータ（３相回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (6)

1. ３相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該３相回転機の出力を制御する３相回転機の制御装置において、
   前記３相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記３相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、
   前記３相回転機を流れる電流の検出値を、前記３相回転機を流れる電流についてのｄｑ軸上での指令値に応じた電流にフィードバック制御する電流制御手段と、
   前記指令値のとり得る値についての情報を記憶する記憶手段と、
   前記矩形波制御手段による制御時において、前記３相回転機を流れる電流の検出値及び前記情報に基づき、前記３相回転機を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が前記指令値としてとり得る値と略一致するとき、前記矩形波制御手段による制御から前記電流制御手段による制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする３相回転機の制御装置。
2. 前記切替手段は、前記指令値がｄｑ軸上を描く曲線に対して、前記３相回転機を流れる電流のｄｑ軸上での電流ベクトルである実電流ベクトルと対称な電流ベクトルを算出する算出手段を備え、該対称な電流ベクトルと前記実電流ベクトルとが略一致するとき、前記３相回転機を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が前記指令値としてとり得る値と略一致するとして、前記切り替えを行うことを特徴とする請求項１記載の３相回転機の制御装置。
3. 前記算出手段は、前記３相回転機を流れる電流のｄ軸上の値と前記情報とに基づき前記対称な電流ベクトルのｑ軸成分を算出する手段と、前記３相回転機を流れる電流のｑ軸上の値と前記情報とに基づき前記対称な電流ベクトルのｄ軸成分を算出する手段とを備えることを特徴とする請求項２記載の３相回転機の制御装置。
4. 前記情報は、前記ｄ軸上の指令値ｉｄｃ及び前記ｑ軸上の指令値ｉｑｃをｆ（ｉｄｃ，ｉｑｃ）＝Ａによって関係付けるモデル式であり、
   前記切替手段は、前記モデル式に、前記３相回転機を流れる電流のｄ軸上の値及びｑ軸上の値を代入するときのモデル式の出力が前記Ａと略一致するとき、前記３相回転機を流れる電流についてのｄ軸上及びｑ軸上の値が前記指令値としてとり得る値と略一致するとして、前記切り替えを行うことを特徴とする請求項１記載の３相回転機の制御装置。
5. 前記電流制御手段は、前記３相回転機を流れる各相の電流の検出値に基づき、これら各相の検出値をｄｑ軸上の電流に変換する変換手段と、該変換された電流と前記指令値との差に基づき、前記フィードバック制御を行う手段とを備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の３相回転機の制御装置。
6. 前記指令値は、前記３相回転機に対する要求トルクを最小の電流で生成可能な値に設定されてなることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の３相回転機の制御装置。

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