JP2010161929A - 回転電機の制御システム及び制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】車両の状態や、搭載されたコンポーネントの状態を把握した上で、できる限りシステム効率の良いモータ駆動方式を選択することができる車両の制御システムを提供することにある。
【解決手段】モータコントローラ１００の駆動信号処理部１４０は、回転電機４に対する要求トルクに応じて、回転電機に第１の駆動方式と、第１の駆動方式よりスイッチング損失の少ない第２の駆動方式とにより駆動信号を出力する。駆動方式設定部１３０は、回転電機の動作点が、第１の駆動方式及び第２の駆動方式のいずれをも選択可能な場合において、車両の電機コンポーネントの状態若しくは車両の走行状況に基づいて、第１の駆動方式から第２の駆動方式に切り替える。
【選択図】図３

Description

本発明は、回転電機の制御システム及び制御装置に係り、特に、ハイブリッド自動車や電動車両に用いられる回転電機を制御するに好適な回転電機の制御システム及び制御装置に関する。

直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して三相交流モータを制御するような、モータ駆動に関する制御方式が一般的に知られている。これらのモータ駆動方式は、交流モータのトルクを指令値に従って精度良く制御するために、種々の駆動方式が提案されている。例えば、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ったインバータのスイッチング動作により、交流モータの各相への印加電圧を発生する方式（ＰＷＭ駆動方式）は、制御性が良く一般的に用いられている。これに対して、ＰＷＭデューティを最大値に固定した矩形波電圧をモータに印加して、矩形波電圧の位相制御によってトルクを制御する方式（矩形波駆動方式）がある。

そして、ＰＷＭ駆動方式では電圧の確保に限界があるため、状況に応じて矩形波駆動方式を用いるよう、制御方式を切換えて適用するものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−２９９２９７号公報

ハイブリッド自動車において、車両の状態や環境は予測できずに変わるものであり、また、搭載されている電気コンポーネントについては、常に仕様を満たすように可能な限り高効率に動作させるべきである。

しかしながら、特許文献１記載のものでは、ＰＷＭ駆動方式と矩形波駆動方式とをモータ回転数と要求トルクが所定の条件になると切換えるようにしており、他の車両の状態や、搭載されたコンポーネントの状態は考慮していないため、それぞれの駆動方式の特徴を活かして使い分けてはいないため、必ずしも高効率なモータ駆動を行えてないという問題があった。

本発明の目的は、車両の状態や、搭載されたコンポーネントの状態を把握した上で、できる限りシステム効率の良いモータ駆動方式を選択することができる回転電機の制御システム及び制御装置を提供することにある。

上記の目的を達成するため、本発明は、直流電流を交流電流に変換するインバータと、前記インバータに直流電力を供給するバッテリと、前記交流電流を受けて車両の駆動トルクを発生させる回転電機と、前記インバータの駆動を制御するモータコントロールユニットと、を備え、前記モータコントロールユニットは、前記インバータを駆動する第１の駆動方式と、前記第１の駆動方式よりもスイッチング回数の少ない第２の駆動方式と、前記第１の駆動方式と前記第２の駆動方式を切り替える駆動方式設定部を有し、前記駆動方式設定部は、前記バッテリの充電状態および前記バッテリの充電状態の変化率に基づいて前記第１の駆動方式と前記第２の駆動方式を切り替えるようにしたものである。
かかる構成により、車両の状態や、搭載されたコンポーネントの状態を把握した上で、システム効率の良いモータ駆動方式を選択することができるようになる。

本発明によれば、車両の状態や、搭載されたコンポーネントの状態を把握した上で、できる限りシステム効率の良いモータ駆動方式を選択することができるものとなる。

本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置を搭載した、交流モータを用いたハイブリッド自動車の構成を示すシステム構成図である。 本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置を用いた回転電機の制御装置の構成を示すシステム構成図である。 本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置であるモータコントローラの構成を示すブロック構成図である。 本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置用いるＰＷＭ駆動方式の説明図である。 本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置で用いる矩形波駆動方式の説明図である。 本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置で用いる矩形波駆動方式の説明図である。 本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容の説明図である。 本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容の説明図である。 本発明の第２の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容を示すフローチャートである。 本発明の第３の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容を示すフローチャートである。なお、図７と同一ステッ

以下、図１〜図１０を用いて、本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置の構成及び動作について説明する。
最初に、図１を用いて、本実施形態による回転電機の制御装置を搭載した、交流モータを用いたハイブリッド自動車の構成について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置を搭載した、交流モータを用いたハイブリッド自動車の構成を示すシステム構成図である。

ハイブリッド自動車１は、エンジン３と、回転電機である交流モータ４を備えている。エンジン３の駆動力は、トランスミッション５と車軸１３を介して駆動輪２に伝達され、駆動輪２を駆動する。エンジン３の出力は、エンジンコントロールユニット１５からの指令により駆動される電子制御スロットル６により制御される。電子制御スロットル６には、アクセル開度センサ７が設けられており、アクセル開度を検出する。

交流モータ４の駆動力は、デファレンシャルギヤ１０および車軸１３を介して駆動輪２に伝達され、駆動輪２を駆動する。図１では、交流モータ４が直接接続される構成を例示しているが、クラッチなどの開閉機構を介して接続される構成でもよいものである。

交流モータ４は、モータ・ジェネレータである。交流モータ４は、電動機として動作する場合には、駆動力を出力する。また、交流モータ４は、エンジン３や駆動輪２によって駆動され、発電機として動作し、交流電力を出力する。

インバータ８は、交流モータ４において所要の動力を任意に制御するために設けられている。インバータ８は、バッテリ９に蓄えられた直流電力を交流電力に変換し、交流モータ４に供給する。回生制動時や発電時には、交流モータ８が出力する交流電力を、インバータ８によって直流電力に変換し、バッテリ９に供給する。

ＨＥＶコントローラ１４は、エンジンコントローラ１５やモータコントローラ１００やバッテリコントローラ１２と、ＣＡＮなどの通信手段で繋がっており、車両情報や各部品の状態に基づき、交流モータ４へのトルク指令などを計算するような、ＨＥＶシステムとしての制御をおこなうコントローラである。

バッテリコントローラ１２は、バッテリ９の充電状態や電流制限値、電力制限値、温度、寿命などのパラメータを計算する。モータコントローラ１００は、上位のＨＥＶコントローラ１４から得られた交流モータ４へのトルク指令値に基づいて、インバータ８を駆動する。

また、モータコントローラ１００は、ＨＥＶコントローラ１４やバッテリコントローラ１２等によって検出された車両の状態や、搭載されたコンポーネントの状態に基づいて、できる限り高効率なモータ駆動方式を選択して、インバータ８を駆動する。

次に、図２を用いて、本実施形態による回転電機の制御装置を用いた回転電機の制御装置の構成について説明する。
図２は、本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置を用いた回転電機の制御装置の構成を示すシステム構成図である。

バッテリ９の出力端子にインバータ８の入力端子が接続されている。インバータ８は、バッテリ９の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、交流モータ４に印加する。ここで、インバータ８は、パワースイッチング素子ブリッジ８ａと、平滑コンデンサ８ｂ等から構成される。

モータコントローラ１００には、磁極位置センサＳ１によって検出された交流モータ４の回転子磁極位置θｍや、電流センサＳ２によって検出されたモータ電流Ｉｍや、電圧センサＳ３によって検出されたバッテリ９の直流電圧や、電流センサＳ４によって検出されたバッテリ９の電流が入力する。

モータコントローラ１００は、図１に示したＨＥＶコントローラ１４からの要求トルク指令に基づいて、インバータ８から交流モータ４に印加すべき交流電圧を決定し、インバータ８に対して電圧指令（電圧パルス）を出力する。

また、モータコントローラ１００は、ＨＥＶコントローラ１４やバッテリコントローラ１２等によって検出された車両の走行状態に関わるパラメータ（例えば車速、アクセル開度など）や各コンポーネント状態に関わるパラメータ（例えば、モータやインバータやバッテリの温度、バッテリの充電状態ＳＯＣ（State of Charge）など）に基づいて、できる限り高効率なモータ駆動方式を選択して、インバータ８を駆動する。

次に、図３を用いて、本実施形態による回転電機の制御装置であるモータコントローラ１００の構成について説明する。
図３は、本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置であるモータコントローラの構成を示すブロック構成図である。

モータコントローラ１００のモータ制御系は、トルク制御部１１０と、電流制御部１２０と、駆動方式設定部１３０と、駆動信号処理部１４０とを備えている。

トルク制御部１１０には、上位の制御装置である図１に示したＨＥＶコントローラ１４からモータ要求トルク指令Ｔｍ*が入力する。トルク制御部１１０は、このモータ要求トルク指令Ｔｍ*からモータ電流指令Ｉｍ*を演算する。なお、トルク制御部１１０の上位に速度制御系が構成される場合もある。

電流制御部１２０は、トルク制御部１１０で算出されたモータ電流指令Ｉｍ*に、図２の電流センサＳ２で検出されたモータ電流Ｉｍが追従するように、モータの三相電圧指令Ｖｍ*を演算する。交流モータの制御にはベクトル制御が適用されており、一般的にはｄ−ｑ座標での電流制御系が構成される。ここでは、ベクトル制御系の詳細については、説明を省略する。

駆動信号処理部１４０は、電流制御部１２０で算出された交流のモータ電圧指令Ｖｍ*を駆動信Ｄｒｖに変換し、図２に示したインバータ８に出力する。インバータの駆動方式としては、ＰＷＭ駆動方式，矩形波駆動方式などがある。駆動信号処理部１４０は、モータ電圧指令Ｖｍ*を駆動信Ｄｒｖに変換してインバータを駆動する方式として、ＰＷＭ駆動方式１４２，矩形波駆動方式１４４や、他の駆動方式１４６を備えている。ＰＷＭ駆動方式１４２は高精度なインバータ制御ができる反面、インバータのスイッチング損失が比較的大きい駆動方式である。矩形波駆動方式１４４は、ＰＷＭ駆動方式に比べるとインバータの制御精度は低いものの、ＰＷＭ駆動方式よりもインバータのスイッチング損失が少ない駆動方式である。他の駆動方式１４６としては、必要に応じて用いられるものであり、ＰＷＭ駆動方式に比べるとインバータの制御精度は低いものである。他の駆動方式１４６としては、例えば、二相変調方式，過変調方式などがある。二相変調方式，過変調方式のいずれも、ＰＷＭ駆動方式の一つのバリエーションとして捉えることができるものである。また、他の駆動方式１４６としては、二相変調方式，過変調方式に限らず、他のＰＷＭ駆動方式よりもインバータのスイッチング損失が少ない駆動方式をも含むものである。

駆動信号処理部１４０は、駆動方式設定部１３０にて決定された駆動方式に応じて信号を生成する。

駆動方式設定部１３０は、モータ、インバータ、バッテリ、エンジンなど各コンポーネントの状態をあらわすパラメータＰｍｔや、車両の速度やアクセル開度、それらに基づく目標駆動トルクなど車両に関わるパラメータＰｍｔに基づいて、可能な限り損失の少ない駆動方式を選択するように駆動方式を決める。

次に、図４を用いて、本実施形態による回転電機の制御装置で用いるＰＷＭ駆動方式について説明する。
図４は、本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置用いるＰＷＭ駆動方式の説明図である。

正弦波ＰＷＭ駆動方式では、モータに印加する交流正弦波電圧を、ＰＷＭ信号に変換して、駆動信号としている。

図４（Ａ）は、モータコントローラ１００内で演算されるＰＷＭの搬送波（キャリア）Ｃｒｒと、モータ制御系の出力となるモータ電圧指令（変調波）Ｖｍ*の１相の１周期分を示している。図４（Ｂ）に示すＰＷＭ信号Ｄｒｖ（PWM）は、図４（Ａ）に示すＰＷＭの搬送波（キャリア）Ｃｒｒとモータ電圧指令（変調波）Ｖｍ*の大小比較から生成され、電圧指令の振幅はＰＷＭのパルス幅に変換される。図２に示したインバータ８のパワースイッチング素子ブリッジ８ａは、このＰＷＭ信号に基づいてスイッチングされる。

なお、図４に示す例では、３相交流モータの１相分のＰＷＭ信号Ｄｒｖ（PWM）を示しているが、同様なＰＷＭ信号Ｄｒｖ（PWM）が他の２相分についても生成される。

ＰＷＭ駆動方式では、実際に交流モータ４に印加される交流電圧の大きさは基本波の最大値が直流電圧の約半分程度となる。さらに、インバータの出力電圧の利用率を向上するために基本波の３倍調波を重畳する電圧利用率向上策を追加した場合でもその基本波振幅を１５％程度向上するものである。

このようなＰＷＭ駆動方式においては、モータに対して交流電圧を指令値に沿って高精度に印加することができる（すなわち、モータの出力トルクを高精度に制御できる）反面、電圧利用率に限界があり、出力電圧が所定範囲に制限される点や、キャリアの周波数が数ｋＨｚから１０数ｋＨｚ程度になるためにインバータのスイッチング損失が発生する。

なお、二相変調方式では、３相のＰＷＭ信号Ｄｒｖ（PWM）を交流モータの駆動に用いるのではなく、２相ＰＷＭ信号Ｄｒｖ（PWM）を交流モータの駆動に用いるものである。また、過変調方式は、図４（Ａ）に示したモータ電圧指令（変調波）Ｖｍ*の最大値を所定レベルに制限した上で、ＰＷＭ信号Ｄｒｖ（PWM）を生成するものである。

次に、図５及び図６を用いて、本実施形態による回転電機の制御装置で用いる矩形波駆動方式について説明する。
図５及び図６は、本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置で用いる矩形波駆動方式の説明図である。

最近では、モータの高速域において、ＰＷＭ駆動は実施せず、電圧指令の正負符号に応じて電圧のパルスをＯＮ／ＯＦＦするだけの矩形波駆動（１パルス駆動）が用いられるようになってきている。矩形波駆動ではＰＷＭ変換は実施せず、印加するべき交流電圧信号の正負符号に応じてパルスをＯＮ／ＯＦＦする波形であるため、インバータの出力しうる最大の電圧をモータに印加することができ、かつモータをより広い動作範囲で駆動することが可能になる。

図５は、矩形波駆動におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相のインバータ出力信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを示している。時間Ｔｐｒｄは、モータ１周期を示している。

矩形波駆動時の電圧パルスはモータ周波数相当となり、ＰＷＭ駆動時のキャリア周波数とは異なる。モータの交流電圧指令が正符号であればハイレベルパルス、負符号であればローレベルパルスを出力する。ここで説明する矩形波駆動では、モータ半周期分はスイッチング無しの１パルスとなるため、インバータから出力しうる最大の電圧となる。さらに、スイッチングはモータ１周期あたり２回／１相であるため、ほとんどインバータのスイッチング損失は発生しないといえる。

ここで、図６により、Ｕ−Ｖ−Ｗの３相交流固定座標における矩形波駆動のパルスパターンを図５の電圧パルスに照らし合わせて示す。図６に示す固定座標では、Ｕ相方向Ｐｈ−Ｕを基準の０°として、１２０°の位置にＶ相Ｐｈ−Ｖ、２４０°の位置にＷ相Ｐｈ−Ｗが位置しており、各１２０°間隔となっている。このような固定座標で矩形波駆動のパルスパターンを表すと、図６に示す６つの区間で切り替わり、その各相のパルスパターンは図５に示す６つのパターン（３相のパルスの組み合わせ）である。それぞれのパルスの切り替わる位相は、図６に示すように、３相交流固定座標３０°、９０°、１５０°、２１０°、２７０°、３３０°である。この矩形波駆動では、このようにインバータの出力電圧を最大限に、かつモータを高効率に駆動できるため、ＰＷＭ駆動に対してモータの出力トルクを約２０〜３０％程度拡大することができる。

しかし、矩形波駆動では、モータの１周期間に６回しか電圧パターンを更新できないものである。ＰＷＭ駆動に対して電圧更新回数が少ないことから、モータ制御系として速度変動などの外乱に影響を受けやすいことになる。さらに、電圧パターン更新回数はモータ周波数に依存しているため、モータが低速回転しているときは非常に長い期間同一のパルスパターンをモータに印加することになる。これはトルクの脈動となって弊害が現れるほか、より極低速域ではモータに流れる電流が過電流レベルまで容易に達する可能性がある。

このような理由により、矩形波駆動は低速域には適用されないため、通常ハイブリッド車用モータ制御装置などでは、停止を含む低速域においてはＰＷＭ駆動を、中高速域では矩形波駆動を使い分けている。

次に、図７〜図９を用いて、本実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容について説明する。
図７は、本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容を示すフローチャートである。図８及び図９は、本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容の説明図である。

図７は、駆動方式設定部１３０における、ＰＷＭ駆動から矩形波駆動に切り替える際の処理内容を示している。本例では、モータ駆動方式を切り替えるためのパラメータとして、電気コンポーネントの１つであるインバータの温度を用いている。そして、インバータの温度を監視し、発熱が多い場合に、少しでもスイッチング損失が少ない方式を用いることで、発熱によるＩＧＢＴやダイオードの破損を防ぐようにしている。

図７のステップＳ１０において、駆動方式設定部１３０は、モータの目標トルクＴｍ*と回転数Ｎｍを入力する。目標トルクＴｍ*は、ＨＥＶコントローラ１４からモータコントローラ１００に入力する値である。回転数Ｎｍは、図２に示した磁極位置センサＳ１からの磁極位置θｍの情報から算出するものである。

次に、ステップＳ２０において、モータ動作点がＰＷＭ駆動と矩形波駆動を切替可能な切替領域の範囲内であるかどうかを判定する。

ここで、図８を用いて、モータの駆動方式と、モータ動作点の関係について説明する。

モータ動作点は、モータ回転数Ｎｍと、目標トルクＴｍ*とによって定められる。図８に示すように、モータ駆動方式は、ＰＷＭ駆動領域Ａｐｗｍと、矩形波駆動領域Ａｒｃｔと、ＰＷＭ駆動と矩形波駆動とをパラメータによって切り替える切替領域Ａｅｘｃとからなる。切替領域Ａｅｘｃでは、基本的にはＰＷＭ駆動方式としているが、所定のパラメータを満たすときには、矩形波駆動方式に切り替える。矩形波駆動領域Ａｒｃｔと切替領域Ａｅｘｃとの境界線を、実線Ｘ１とし、ＰＷＭ駆動領域Ａｐｗｍと切替領域Ａｅｘｃとの境界線を、破線Ｘ２とする。

従来のモータ駆動方式では、切替領域Ａｅｘｃはなく、切替領域ＡｅｘｃはＰＷＭ駆動領域に含まれる。すなわち、実線Ｘ１が、従来の方式におけるＰＷＭ駆動領域と矩形波駆動領域の境界である。破線Ｘ２は、矩形波駆動を実施できる限界の線である。これは、矩形波駆動によって、例えば，音やトルク脈動などが発生し、ドライバへ違和感を与えることになったとしても、コンポーネントを破壊するよりは我慢できる程度のものである。破線Ｘ２よりもモータ回転数Ｎｍや目標トルクＴｍ*が小さい領域では、コンポーネントが破壊する可能性が大きいものである。なお、限界線（破線）Ｘ２は、状況に応じて可変するようにしてもよいものである。

図８の例では、モータの動作点（Ｎｍ１，Ｔｍ１*）は、切替領域Ａｅｘｃの範囲内である。このような領域に動作点がある場合、ステップＳ３０に進む。

ステップＳ３０において、インバータの温度Ｔｉｎｖ（ｔ）を入力し、ステップＳ４０でインバータ温度の上昇率ΔＴｉｎｖ（ｉ）を計算する。ここで、インバータの温度上昇率ΔＴｉｎｖ（ｉ）とは、所定の時間ｔ［ｓｅｃ］の間でのインバータの温度変化を表しており、ΔＴｉｎｖ（ｉ）は次式で表す。
ΔＴｉｎｖ（ｔ） ＝ Ｔｉｎｖ（ｔ） − Ｔｉｎｖ（ｔ−１）

次に、ステップＳ５０において、インバータの温度Ｔｉｎｖが所定値Ｔ０よりも大きい場合には、ステップＳ６０に進み、所定値以下の場合にはステップＳ７０へ進む。

ステップＳ７０において、インバータの温度の変化率ΔＴｉｎｖ（ｉ）が所定値ΔＴ０より大きい場合には、ステップＳ６０に進む。

ステップＳ６０では、モータ駆動方式を、ＰＷＭ駆動から、矩形波駆動に切替える。これにより、インバータにおけるスイッチング損失を低減できるので、電気コンポーネント（インバータの半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ等）の熱的疲労によるダメージを防止できる。

図９により、駆動方式の切替えの時間的経過について説明する。上記で説明したインバータの温度とは、主に、インバータにおける半導体スイッチング素子を表しており、具体的にはＩＧＢＴの温度ややダイオードの温度を見ることになる。ここでは、ＩＧＢＴの温度を例として、以下の温度に対する処理の流れを説明する。図９は、横軸を時間ｔにしたときのＩＧＢＴの温度Ｔｉｇｂｔの変化（平均値）を表したものである。

時刻ｔ１以前においては、図８で示したモータの動作点がＰＷＭ駆動領域Ａｐｗｍの範囲内で動作していたものとする。このとき、図９に示すように、徐々にＩＧＢＴの温度Ｔｉｇｂｔが上昇し、時刻ｔ１において、所定値Ｔ０よりも大きくなると、インバータの寿命を考慮して、矩形波駆動に切替える。

ただし矩形波駆動からＰＷＭ駆動に戻す場合のしきい値は、ヒステリシスを設け、所定値Ｔ１（＜所定値Ｔ０）としている。モータの動作点が、切替領域Ａｅｘｃ若しくはＰＷＭ駆動領域Ａｐｗｍとなり、かつ、ＩＧＢＴの温度Ｔｉｇｂｔが所定値Ｔ１より下回ったときにＰＷＭ駆動に戻すようにする。このようなヒステリシスを設定することで、切替えのハンチングを防止する。

このように、本実施形態では、時間的な流れで見た場合、所定値Ｔ０を超えたときに矩形波駆動に切替え、所定値Ｔ１を下回ったときにＰＷＭ駆動に戻すようにする。なお、所定値Ｔ０，Ｔ１は、モータの温度の上昇率に応じて、若しくはＩＧＢＴとモータの温度の両方を考慮して、変更するようにしてもよいものである。これは、ＩＧＢＴの温度だけを用いてＴ０、Ｔ１を設定した場合に、ＩＧＢＴの温度ＴｉｇｂｔがＴ１を下回っても、モータの温度は上昇したままの可能性があるためであり、インバータの温度のみだけではなく、他のコンポーネント（ここではモータ）の状態も把握した上でＴ０やＴ１を設定する必要がある。

なお、図９では、温度による切替える例を示したが、図７にて説明したように、温度若しくは温度変化率により切り替える。なお、状況に応じて切替え方法を変更してもよいものとする。また、温度と温度変化率の両方を見て切替える場合には、それぞれの関係をマップとして保持することによって、様々な状況における切替えタイミングを設定しておく。

なお、以上の例では、モータ駆動方式を切り替えるためのパラメータとして、電気コンポーネントの１つであるインバータの温度を用いているが、その他のパラメータとして、モータの温度を用いてもよいし、インバータとモータの両方をパラメータとして用いてもよい。通常は制御性の良いＰＷＭ駆動方式を用いているようなモータに対し、モータの温度が上昇してきた場合に、矩形波駆動に切替えることで、弱め界磁制御が不要となるため、モータ電流を減らすことができ、その結果、モータの温度も下げることが可能である。また、モータ電流を減らすことができれば、バッテリへの入出力電流も減らすことが出来るため、バッテリに対しても無理の少ない使用方法を実現できる。

ここで、図１０を用いて、本実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御時に用いるモータの駆動方式と、モータ動作点の関係の他の例について説明する。
図１０は、本発明の第１の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容の説明図である。

図１０の例では、回転数に応じて領域を分けている。図１０に示すように、モータ駆動方式は、ＰＷＭ駆動領域Ａｐｗｍと、矩形波駆動領域Ａｒｃｔと、ＰＷＭ駆動と矩形波駆動とをパラメータによって切り替える切替領域Ａｅｘｃとからなる。切替領域Ａｅｘｃでは、基本的にはＰＷＭ駆動方式としているが、所定のパラメータを満たすときには、矩形波駆動方式に切り替える。矩形波駆動領域Ａｒｃｔと切替領域Ａｅｘｃとの境界線を、実線Ｘ１’とする。実線Ｘ１’よりもモータ回転数Ｎｍが大きい領域は矩形波駆動とし、小さい領域は基本的にはＰＷＭ駆動としている。また、ＰＷＭ駆動領域Ａｐｗｍと切替領域Ａｅｘｃとの境界線を、破線Ｘ２’とする。

従来のモータ駆動方式では、切替領域Ａｅｘｃはなく、切替領域ＡｅｘｃはＰＷＭ駆動領域に含まれる。すなわち、実線Ｘ１’が、従来の方式におけるＰＷＭ駆動領域と矩形波駆動領域の境界である。破線Ｘ２’は、矩形波駆動を実施できる限界の線である。これは、矩形波駆動によって、例えば，音やトルク脈動などが発生し、ドライバへ違和感を与えることになったとしても、コンポーネントを破壊するよりは我慢できる程度のものである。破線Ｘ２’よりもモータ回転数Ｎｍや目標トルクＴｍ*が小さい領域では、コンポーネントが破壊する可能性が大きいものである。なお、限界線（破線）Ｘ２’は、状況に応じて可変するようにしてもよいものである。

なお、以上の例では、パラメータが所定の条件の時、ＰＷＭ駆動方式から矩形波駆動方式に、モータ駆動方式を切り替えているが、他の方式への切替も可能である。ここで、第１の駆動方式をＰＷＭ駆動方式と知ると、ＰＷＭ駆動方式から切り替える対象である第２の駆動方式としては、ＰＷＭ駆動方式よりもスイッチング損失が小さいものであればよい。すなわち、第２の駆動方式としては、矩形波駆動方式の他に、二相変調方式，過変調方式などがある。二相変調方式は、３相のうち１相のＰＷＭスイッチングを常に休止することにより、スイッチング損失を低減するものである。また、二相変調方式，過変調方式に対して、矩形波駆動方式の方がスイッチング損失が小さいため、二相変調方式，過変調方式から、矩形波駆動方式に切り替えるようにしてもよいものである。

以上のようにＰＷＭ駆動と矩形波駆動をモータの動作点に応じて使い分けるためには、あらかじめ設定された動作点でＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替えを実施する。バッテリを主電源として駆動される装置では、図８に示すように、中高速のある程度高トルク領域で矩形波駆動を適用する。また、直流電圧をＤＣＤＣコンバータなどにより可変できる装置では、図１０に示すように、モータ速度のみにより切り替えを実施する。

以上説明したように、本実施形態では、ＰＷＭ駆動方式でモータを駆動しているとき、所定のパラメータが所定の条件を満たす際には、よりスイッチング損失の少ないモータ駆動方式に切り替えることで、できる限りシステム効率の良いモータ駆動方式を選択することができ、コンポーネントであるインバータの破壊を防止することができる。

次に、図１１を用いて、本発明の第２の実施形態による回転電機の制御装置の構成及び動作について説明する。なお、本実施形態による回転電機の制御装置を搭載した、交流モータを用いたハイブリッド自動車の構成は、図１に示したものと同様である。また、本実施形態による回転電機の制御装置を用いた回転電機の制御装置の構成は、図２に示したものと同様である。さらに、本実施形態による回転電機の制御装置であるモータコントローラ１００の構成は、図３に示したものと同様である。

図１１は、本発明の第２の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容を示すフローチャートである。なお、図７と同一ステップ番号は、同一処理内容を示している。

図１１は、駆動方式設定部１３０における、ＰＷＭ駆動から矩形波駆動に切り替える際の処理内容を示している。本例では、モータ駆動方式を切り替えるためのパラメータとして、電気コンポーネントの状態の１つであるバッテリの状態を用いている。そして、バッテリの状態によって、通常とは異なるモータの動作領域でも、矩形波駆動方式を利用するものである。ここでは、矩形波駆動方式を用いることによって、例えば、バッテリの充電量が少なく、モータ出力が制限されるような状況でも、出来る限り出力を向上させるようにする。

図７のステップＳ１０において、駆動方式設定部１３０は、モータの目標トルクＴｍ*と回転数Ｎｍを入力する。目標トルクＴｍ*は、ＨＥＶコントローラ１４からモータコントローラ１００に入力する値である。回転数Ｎｍは、図２に示した磁極位置センサＳ１からの磁極位置θｍの情報から算出するものである。

次に、ステップＳ２０において、モータ動作点がＰＷＭ駆動と矩形波駆動を切替可能な切替領域の範囲内であるかどうかを判定する。切替領域は、図８や図１０に示したものを用いる。図８の例では、モータの動作点（Ｎｍ１，Ｔｍ１*）は、切替領域Ａｅｘｃの範囲内である。このような領域に動作点がある場合、ステップＳ３０に進む。

ステップＳ３０Ａにおいて、バッテリのパラメータを入力し、ステップＳ４０Ａにおいてその変化率などを計算する。ここで、バッテリのパラメータおよびその変化率とは、例えば充電状態（ＳＯＣ（State of Charge））やその変化率（ΔＳＯＣ）、抵抗値やその変化率、温度やその変化率、開路電圧（ＯＣＶ）やその変化率、電流制限値や電力制限値などがある。これらの値に応じて、バッテリの電圧変化や電流変化を推定する。

ここでは、ステップＳ５０Ａにおいて、バッテリの蓄電量を表すＳＯＣやその変化率ΔＳＯＣにより、ＳＯＣが上昇傾向であるか下降傾向であるかを判断し、ＳＯＣが低かったり、電圧値が低いような状態の場合に、ステップＳ６０に進む。バッテリの蓄電状態を表すＳＯＣとは、バッテリの全容量に対する現在の蓄電状態を０〜１００％の値で表すものである。

ステップＳ６０では、モータ駆動方式を、ＰＷＭ駆動から、矩形波駆動に切替える。これにより、モータ出力が制限されるような状況でも、出来る限り出力を向上させる。また、矩形波駆動に切り替えることで、ＰＷＭ駆動方式で行っている弱め界磁制御が不要となるため、モータ電流を少なくすることもできる。

また、バッテリの充電状態ＳＯＣが上昇してきた場合、通常は上位のコントローラにおいて、ＳＯＣがそれ以上上昇しないような制御をおこなうが、それでも電圧が上昇してきた場合には、矩形波駆動をＰＷＭ駆動に切替えることによって、少しでも電力を消費させる。それにより、ＳＯＣを下げることができる。ただし、ＰＷＭ駆動方式に切替えることで、効率としては下がる方向になり、更にはＩＧＢＴの温度が上昇することが懸念されるので、状況に応じて設定しなければならない。よって、車両の速度や走行状態にも関わってくるものである。

また、ＳＯＣが大きい状態では、回生制動を行うと、バッテリの充電量が増加することになる。そこで、このような場合、矩形波駆動からＰＷＭ駆動に切り替えることで、インバータのスイッチング損失を大きくして、少しでも電力消費を大きくするようにすることもできる。

なお、以上の説明では、バッテリの充電状態ＳＯＣを例示しているが、バッテリの状態を表すパラメータとして、抵抗値や電圧値なども用いることができる。また、図８や図１０に破線で示した限界線Ｘ２，Ｘ２’における動作点の値は、予めバッテリの状態に応じて決めておいてもよい。

以上説明したように、本実施形態では、ＰＷＭ駆動方式でモータを駆動しているとき、所定のパラメータが所定の条件を満たす際には、よりスイッチング損失の少ないモータ駆動方式に切り替えることで、できる限りシステム効率の良いモータ駆動方式を選択することができ、モータの出力を向上できる。

以上で説明したように、インバータやバッテリなど電気コンポーネントの状態に応じて、モータの駆動方式を変更するような例では、コンポーネントの性能面と、車両の動特性や乗り心地など車としての性能面とでトレードオフの関係にあるため、どちらの優先とすべきかが随時変わってくる。

次に、図１２を用いて、本発明の第３の実施形態による回転電機の制御装置の構成及び動作について説明する。なお、本実施形態による回転電機の制御装置を搭載した、交流モータを用いたハイブリッド自動車の構成は、図１に示したものと同様である。また、本実施形態による回転電機の制御装置を用いた回転電機の制御装置の構成は、図２に示したものと同様である。さらに、本実施形態による回転電機の制御装置であるモータコントローラ１００の構成は、図３に示したものと同様である。

図１２は、本発明の第２の実施形態による回転電機の制御装置によるモータ駆動方式の切替制御の内容を示すフローチャートである。なお、図７と同一ステップ番号は、同一処理内容を示している。

図１２は、駆動方式設定部１３０における、ＰＷＭ駆動から矩形波駆動に切り替える際の処理内容を示している。本例では、モータ駆動方式を切り替えるためのパラメータとして、車両の走行状況の１つであるモータ要求トルクを用いている。そして、モータ要求トルクによって、通常とは異なるモータの動作領域でも、矩形波駆動方式を利用するものである。ここでは、矩形波駆動方式を用いることによって、例えば、要求トルクの変化量が大きく、加速が要求されているような状況でも、少しでもインバータのスイッチング損失を低減することで、インバータの劣化を防止すると共に、出来る限りモータ出力を向上させるようにする。

図７のステップＳ１０において、駆動方式設定部１３０は、モータの目標トルクＴｍ*と回転数Ｎｍを入力する。目標トルクＴｍ*は、ＨＥＶコントローラ１４からモータコントローラ１００に入力する値である。回転数Ｎｍは、図２に示した磁極位置センサＳ１からの磁極位置θｍの情報から算出するものである。

次に、ステップＳ２０において、モータ動作点がＰＷＭ駆動と矩形波駆動を切替可能な切替領域の範囲内であるかどうかを判定する。切替領域は、図８や図１０に示したものを用いる。図８の例では、モータの動作点（Ｎｍ１，Ｔｍ１*）は、切替領域Ａｅｘｃの範囲内である。このような領域に動作点がある場合、ステップＳ３０に進む。

ステップＳ３０Ｂにおいて、車両の要求トルクを入力し、ステップＳ４０Ｂにおいてその変化率などを計算する。ここで、車両の要求トルクおよびその変化率とは、ＨＥＶコントローラから入力する車両の要求トルクＴｍ*とその変化率でもよく、また、例えば、ドライバがアクセルを急に踏み込んで加速したいときには、車両へ要求する駆動トルクが大きくなるので、アクセル開度やその時間変化を用いることもできる。

そして、ステップＳ５０Ａにおいて、車両の要求トルクの変化量が大きいかを判断し、大きい場合には、ステップＳ６０に進む。

ステップＳ６０では、モータ駆動方式を、ＰＷＭ駆動から、矩形波駆動に切替える。これにより、出来る限りモータ出力を向上させる。また、矩形波駆動に切り替えることで、ＰＷＭ駆動方式で行っている弱め界磁制御が不要となるため、モータ電流を少なくすることもできる。

以上説明したように、本実施形態では、ＰＷＭ駆動方式でモータを駆動しているとき、所定のパラメータが所定の条件を満たす際には、よりスイッチング損失の少ないモータ駆動方式に切り替えることで、できる限りシステム効率の良いモータ駆動方式を選択することができ、モータの出力を向上できる。

以上で説明した処理は、モータコントローラ１００内部でおこなってもよいし、それよりも上位のシステムであるＨＥＶコントローラ１４で実施してもよい。図３においては、駆動方式設定部１３０をモータコントローラ１００内部に設け、モータコントローラ１００の内部にパラメータを入力する方法で説明したが、駆動方式設定部１３０を上位のシステムであるＨＥＶコントローラ１４でおこない、その結果を、モータコントローラ１００内部の駆動信号処理部１４０に出力すればよい。

以上のように、本発明は、駆動輪にエンジンとモータを用いたハイブリッド車両の他、モータと発電機をそれぞれ搭載したようなハイブリッド車両にも適用でき、車両としての性能を出来る限り確保し、インバータの駆動効率を可能な限り向上させる方法として有効である。

１…ハイブリッド自動車
２…駆動輪
４…回転電機
８…インバータ
９…バッテリ
１４…ＨＥＶコントローラ
１２…バッテリコントローラ
１００…モータコントローラ
１１０…トルク制御部
１２０…電流制御部
１３０…駆動方式設定部
１４０…駆動信号処理部

Claims (8)

1. 直流電流を交流電流に変換するインバータと、
   前記インバータに直流電力を供給するバッテリと、
   前記交流電流を受けて車両の駆動トルクを発生させる回転電機と、
   前記インバータの駆動を制御するモータコントロールユニットと、を備え、
   前記モータコントロールユニットは、
   前記インバータを駆動する第１の駆動方式と、
   前記第１の駆動方式よりもスイッチング回数の少ない第２の駆動方式と、
   前記第１の駆動方式と前記第２の駆動方式を切り替える駆動方式設定部を有し、
   前記駆動方式設定部は、前記バッテリの充電状態および前記バッテリの充電状態の変化率に基づいて前記第１の駆動方式と前記第２の駆動方式を切り替えることを特徴とする回転電機の制御システム。
2. 請求項１に記載の回転電機の制御システムにおいて、
   前記駆動方式設定部は、
   前記バッテリの充電状態が所定値以下で、かつ当該バッテリの充電状態の変化率が減少する場合、前記第１の駆動方式から前記第２の駆動方式に切り替えることを特徴とする回転電機の制御システム。
3. 請求項１または２にいずれかに記載の回転電機の制御システムであって、
   前記第１の駆動方式はＰＷＭ駆動方式であり、
   前記第２の駆動方式は矩形波駆動方式であることを特徴とする回転電機の制御システム。
4. 請求項１または２のいずれかに記載の回転電機の制御システムであって、
   前記第１の駆動方式は二相変調方式であり、
   前記第２の駆動方式は矩形波駆動方式であることを特徴とする回転電機の制御システム。
5. 請求項１または２のいずれかに記載の回転電機の制御システムであって、
   前記第１の駆動方式は過変調ＰＷＭ駆動方式であり、
   前記第２の駆動方式は矩形波駆動方式であることを特徴とする回転電機の制御システム。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の回転電機の制御システムであって、
   前記駆動方式設定部は、
   入力された目標トルクおよび回転電機の回転数に基づいて、前記第１の駆動方式と第２の駆動方式を切り替え可能であるか判断し、切り替え不可能と判断した場合、現在の駆動方式を維持する制御を行うことを特徴とする回転電機の制御システム。
7. 直流電流を交流電流に変換するインバータと、
   前記インバータの駆動を制御するモータコントロールユニットと、を備え、
   前記モータコントロールユニットは、
   前記インバータを駆動する第１の駆動方式と、
   前記第１の駆動方式よりもスイッチング回数の少ない第２の駆動方式と、
   当該第１の駆動方式と第２の駆動方式を切り替える駆動方式設定部を有し、
   前記駆動方式設定部は、バッテリの充電状態および当該バッテリの充電状態の変化率に基づいて前記第１の駆動方式と前記第２の駆動方式を切り替えることを特徴とする回転電機の制御装置。
8. 請求項７に記載の回転電機の制御装置において、
   前記駆動方式設定部は、
   前記バッテリの充電状態が所定値以下で、かつ当該バッテリの充電状態の変化率が減少する場合、前記第１の駆動方式から前記第２の駆動方式に切り替えることを特徴とする回転電機の制御装置。

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