JP2011061957A - 車両の制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】故障の早期検出可能性が高まった、車両の制御装置および制御方法を提供する。
【解決手段】制御部は、インバータの電流およびモータのトルクのいずれかが急変した場合に第１のモードから第２のモードに制御を切替える緊急切替条件を制御モードの切替判定基準の一つとして有する。制御部は、インバータのｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかに変動が生じているということを含む第１の条件、車輪の速度の変動に基づいて、車輪にスリップが生じているということを示す第２の条件が成立するか否かを判断する。制御部は、第１の条件が成立しかつ第２の条件が成立した場合には、緊急切替条件が成立する頻度がしきい値を超えたときにインバータに故障が発生したと判断する故障検出処理を実行し、第１の条件が成立せずかつ第２の条件が成立した場合には、故障検出処理の実行を停止する。
【選択図】図４

Description

この発明は車両の制御装置および制御方法に関し、特に車両推進用モータを備える車両の制御装置および制御方法に関する。

近年、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車、電気自動車および燃料電池自動車が大きな注目を集めている。そして、ハイブリッド自動車は、一部、実用化されている。

このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

インバータは、複数のスイッチング素子を含んでいる。このようなスイッチング素子に故障が発生する場合があり、速やかに故障を検出して修理することが望まれる。

特開２００５−９４８７３号公報（特許文献１）は、ハイブリッド自動車において駆動用インバータのスイッチング素子の故障時の処理について開示している。

特開２００５−９４８７３号公報 特開２００６−３２０１７６号公報 特開２００２−１３６１４７号公報

車両の制御装置は、インバータに対して３つの制御モードすなわち矩形波制御モード、過変調ＰＷＭ（パルス幅変調）制御モード、正弦波ＰＷＭ制御モードを切替えて制御を行なう。この制御モードの切替は、モータ電流が乱れたときにも発生するので、インバータのスイッチング素子に故障が発生したときには制御モードの切替が頻繁に発生する。そこで、制御モードの切替が頻繁に発生したときにインバータのスイッチング素子に故障が発生したと判断することができる。

しかしながら、走行時において、スリップが多発した場合など、インバータのスイッチング素子に故障が発生していない場合であっても、制御モードの切替が頻発する場合がある。このような場合は除外して故障を判断する必要がある。このような場合に故障の判定を一律に禁止してしまうと、悪路での故障発生時など故障を直ちに検出することができず、故障の発見が遅れる可能性がある。

この発明の目的は、故障の早期検出可能性が高まった、車両の制御装置および制御方法を提供することである。

この発明は、要約すると、車輪を駆動する少なくとも１つのモータと、モータを駆動するインバータとを備える車両の制御装置であって、制御モードを第１のモードと第１のモードよりも制御性の良い第２のモードとの間で切替えてインバータの制御を行なう制御部を備える。制御部は、インバータの電流およびモータのトルクのいずれかが急変した場合に第１のモードから第２のモードに制御を切替える緊急切替条件を制御モードの切替判定基準の一つとして有する。制御部は、インバータのｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかに変動が生じているということを含む第１の条件が成立するか否かを判断する。制御部は、車輪の速度の変動に基づいて、車輪にスリップが生じているということを示す第２の条件が成立するか否かを判断する。制御部は、第１の条件が成立しかつ第２の条件が成立した場合には、緊急切替条件が成立する頻度がしきい値を超えたときにインバータに故障が発生したと判断する故障検出処理を実行し、第１の条件が成立せずかつ第２の条件が成立した場合には、故障検出処理の実行を停止する。

好ましくは、第１の条件は、インバータのｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかに生じた変動が、モータの三相交流電流の周期と等しい周期の変動であるということをさらに含む。

好ましくは、第１のモードは、過変調パルス幅変調制御モードであり、第２のモードは、正弦波パルス幅変調制御モードである。

この発明は、他の局面に従うと、車輪を駆動する少なくとも１つのモータと、モータを駆動するインバータとを備える車両の制御方法である。車両は、制御モードを第１のモードと第１のモードよりも制御性の良い第２のモードとの間で切替えてインバータの制御を行なう制御部を備える。制御部は、インバータの電流およびモータのトルクのいずれかが急変した場合に第１のモードから第２のモードに制御を切替える緊急切替条件を制御モードの切替判定基準の一つとして有する。制御方法は、インバータのｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかに変動が生じているということを含む第１の条件が成立するか否かを制御部が判断するステップと、車輪の速度の変動に基づいて、車輪にスリップが生じているということを示す第２の条件が成立するか否かを制御部が判断するステップと、第１の条件が成立しかつ第２の条件が成立した場合には、緊急切替条件が成立する頻度がしきい値を超えたときにインバータに故障が発生したと判断する故障検出処理を制御部が実行し、第１の条件が成立せずかつ第２の条件が成立した場合には、故障検出処理の実行を制御部が停止するステップとを備える。

本発明によれば、車両走行中においてインバータの故障の発見率が高まるとともに、早期の故障検出が可能となる。

本実施の形態の車両の制御装置を搭載したハイブリッド自動車１の構成を示す図である。 図１のモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を含む電気駆動系の構成を示す回路図である。 インバータの故障箇所について説明するための図である。 制御装置３０によって実行される異常判定処理の一例を説明するためのフローチャートである。 図４のステップＳ１１０において実行されるスリップ判定処理の一例を説明するためのフローチャートである。 図４のステップＳ１２０において実行されるｄ軸電流およびｑ軸電流の一次変動を検出する処理の一例を説明するためのフローチャートである。 ｄ軸電流およびｑ軸電流の一次変動について説明するための波形図である。 モータジェネレータＭＧ２の制御モードの遷移を説明するための図である。 通常切替に用いられるモータジェネレータＭＧ２の制御モード設定用のマップの一例を示す図である。 制御装置３０によって実行される制御モードの緊急切替処理の一例を説明するためのフローチャートである。 ｄ軸電流、ｑ軸電流を説明するための第１の図である。 ｄ軸電流、ｑ軸電流を説明するための第２の図である。 矩形波制御中に参照されるしきい値のマップＸである。 過変調制御中に参照されるしきい値のマップＹである。 異常検出処理中の制御モードおよびカウント値の時間変化の様子を説明するための動作波形図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付してそれらについての説明は繰返さない。

図１は、本実施の形態の車両の制御装置を搭載したハイブリッド自動車１の構成を示す図である。

図１を参照して、ハイブリッド自動車１は、前輪２０Ｒ，２０Ｌと、後輪２２Ｒ，２２Ｌと、エンジン２００と、プラネタリギヤＰＧと、デファレンシャルギヤＤＧと、ギヤ４，６とを含む。

ハイブリッド自動車１は、さらに、バッテリＢと、バッテリＢの出力する直流電力を昇圧する昇圧ユニット２０と、昇圧ユニット２０との間で直流電力を授受するインバータ１４，１４Ａとを含む。

ハイブリッド自動車１は、さらに、プラネタリギヤＰＧを介してエンジン２００の動力を受けて発電を行なうモータジェネレータＭＧ１と、回転軸がプラネタリギヤＰＧに接続されるモータジェネレータＭＧ２とを含む。インバータ１４，１４ＡはモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に接続され交流電力と昇圧回路からの直流電力との変換を行なう。

プラネタリギヤＰＧは、サンギヤと、リングギヤと、サンギヤおよびリングギヤの両方に噛合うピニオンギヤと、ピニオンギヤをサンギヤの周りに回転可能に支持するプラネタリキャリヤとを含む。プラネタリギヤＰＧは第１〜第３の回転軸を有する。第１の回転軸はエンジン２００に接続されるプラネタリキャリヤの回転軸である。第２の回転軸はモータジェネレータＭＧ１に接続されるサンギヤの回転軸である。第３の回転軸はモータジェネレータＭＧ２に接続されるリングギヤの回転軸である。

この第３の回転軸にはギヤ４が取付けられ、このギヤ４はギヤ６を駆動することによりデファレンシャルギヤＤＧに動力を伝達する。デファレンシャルギヤＤＧはギヤ６から受ける動力を前輪２０Ｒ，２０Ｌに伝達するとともに、ギヤ６，４を介して前輪２０Ｒ，２０Ｌの回転力をプラネタリギヤＰＧの第３の回転軸に伝達する。

プラネタリギヤＰＧはエンジン２００，モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の間で動力を分割する役割を果たす。すなわちプラネタリギヤＰＧの３つの回転軸のうちの２つの回転軸の回転が定まれば残る１つの回転軸の回転は自ずと定められる。したがって、エンジン２００を最も効率のよい領域で動作させつつ、モータジェネレータＭＧ１の発電量を制御してモータジェネレータＭＧ２を駆動させることにより車速の制御を行ない、全体としてエネルギ効率のよい自動車を実現している。

直流電源であるバッテリＢは、たとえば、ニッケル水素またはリチウムイオンなどの二次電池を含み、直流電力を昇圧ユニット２０に供給するとともに、昇圧ユニット２０からの直流電力によって充電される。

昇圧ユニット２０はバッテリＢから受ける直流電圧を昇圧し、その昇圧された直流電圧をインバータ１４，１４Ａに供給する。インバータ１４，１４Ａは供給された直流電圧を交流電圧に変換してエンジン始動時にはモータジェネレータＭＧ１を駆動制御する。また、エンジン始動後にはモータジェネレータＭＧ１が発電した交流電力はインバータ１４，１４Ａによって直流に変換されて昇圧ユニット２０によってバッテリＢの充電に適切な電圧に変換されバッテリＢが充電される。

また、インバータ１４，１４ＡはモータジェネレータＭＧ２を駆動する。モータジェネレータＭＧ２はエンジン２００を補助して前輪２０Ｒ，２０Ｌを駆動する。制動時には、モータジェネレータＭＧ２は回生運転を行ない、車輪の回転エネルギを電気エネルギに変換する。得られた電気エネルギは、インバータ１４，１４Ａおよび昇圧ユニット２０を経由してバッテリＢに戻される。

バッテリＢは、組電池であり、直列に接続された複数の電池ユニットＢ０〜Ｂｎを含む。昇圧ユニット２０とバッテリＢとの間にはシステムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２が設けられ車両非運転時には高電圧が遮断される。

ハイブリッド自動車１は、さらに、運転者からの加速要求指示を受ける入力部であるアクセルペダルの位置を検知するアクセルセンサ９と、バッテリＢに取付けられる電圧センサ１０と、アクセルセンサ９からのアクセル開度Ａｃｃおよび電圧センサ１０の電圧値ＶＢに応じてエンジン２００、インバータ１４，１４Ａおよび昇圧ユニット２０を制御する制御装置３０とを含む。電圧センサ１０は、バッテリＢの電圧ＶＢを検知して制御装置３０に送信する。

図２は、図１のモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を含む電気駆動系の構成を示す回路図である。

図２を参照して、ハイブリッド自動車１は、バッテリＢと、電圧センサ１０と、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２と、キャパシタＣ１と、昇圧ユニット２０と、インバータ１４，１４Ａと、電流センサ２４Ｕ、２４Ｖと、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、エンジン２００と、制御装置３０とを備える。

モータジェネレータＭＧ１は走行時においては主として発電機として動作し、車両停止状態やエンジン停止状態で走行するＥＶ走行からの加速時においてはエンジン２００をクランキングするためのモータとして動作する。モータジェネレータＭＧ２は駆動輪の回転と同期して回転する。エンジン２００、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、図１に示したプラネタリギヤＰＧに接続されている。したがってエンジンの回転軸およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転軸のうちのいずれか２つの回転軸の回転速度が定められると、他の１つの回転軸の回転速度は強制的に定まる。

バッテリＢは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池である。電圧センサ１０は、バッテリＢから出力される直流電圧値ＶＢを検出し、検出した直流電圧値ＶＢを制御装置３０へ出力する。システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２は、Ｈ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、Ｌ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。キャパシタＣ１は、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２オン時において、バッテリＢの端子間電圧を平滑化する。

昇圧ユニット２０は、電圧センサ２１と、リアクトルＬ１と、コンバータ１２と、キャパシタＣ２とを含む。リアクトルＬ１は、一方端がシステムメインリレーＳＲ１を介してバッテリＢの正極と接続される。

電流センサ１１は、バッテリＢと昇圧ユニット２０との間に流れる直流電流を検出し、その検出した電流を直流電流値ＩＢとして制御装置３０へ出力する。

コンバータ１２は、電圧ＶＨを出力するコンバータ１２の出力端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

リアクトルＬ１の他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタに接続される。ダイオードＤ１のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタと接続され、ダイオードＤ１のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタと接続される。ダイオードＤ２のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタと接続され、ダイオードＤ２のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタと接続される。

電圧センサ２１はコンバータ１２の入力側の電圧を電圧値ＶＬとして検知する。電流センサ１１はリアクトルＬ１に流れる電流を電流値ＩＢとして検知する。キャパシタＣ２はコンバータ１２の出力側に接続されコンバータ１２から送られたエネルギを蓄積するとともに、電圧の平滑化を行なう。電圧センサ１３は、コンバータ１２の出力側の電圧すなわちキャパシタＣ２の電極間の電圧を電圧値ＶＨとして検知する。

ハイブリッド車においては、エンジン２００とモータジェネレータＭＧ１とが機械的動力をやり取りし、あるときにはモータジェネレータＭＧ１はエンジンの始動を行ない、またあるときにはモータジェネレータＭＧ１はエンジンの動力を受けて発電を行なうジェネレータとして働く。モータジェネレータＭＧ１はインバータ１４によって駆動される。

インバータ１４は、コンバータ１２から昇圧電位を受けてモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、回生制動に伴いモータジェネレータＭＧ１において発電された電力をコンバータ１２に戻す。このときコンバータ１２は、降圧回路として動作するように制御装置３０によって制御される。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、コンバータ１２の出力ライン間に並列に接続される。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４と、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。ダイオードＤ３のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタと接続され、ダイオードＤ３のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ３のエミッタと接続される。ダイオードＤ４のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ４のコレクタと接続され、ダイオードＤ４のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ４のエミッタと接続される。

Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６と、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ５，Ｄ６とを含む。ダイオードＤ５のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ５のコレクタと接続され、ダイオードＤ５のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ５のエミッタと接続される。ダイオードＤ６のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ６のコレクタと接続され、ダイオードＤ６のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ６のエミッタと接続される。

Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８と、ＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ７，Ｄ８とを含む。ダイオードＤ７のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタと接続され、ダイオードＤ７のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ７のエミッタと接続される。ダイオードＤ８のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ８のコレクタと接続され、ダイオードＤ８のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ８のエミッタと接続される。

各相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータジェネレータＭＧ１は、三相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルは各々一方端が中点に共に接続されている。そして、Ｕ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の接続ノードに接続される。またＶ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の接続ノードに接続される。またＷ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の接続ノードに接続される。

電流センサ２４Ｕ，２４Ｖは、モータジェネレータＭＧ１のＵ，Ｖ相のステータコイルに流れる電流の電流値ＩＵ１，ＩＶ１をモータ電流値ＭＣＲＴ１として検出し、モータ電流値ＭＣＲＴ１を制御装置３０へ出力する。モータジェネレータＭＧ１の回転速度Ｎｍ１は回転センサ２７によって検知されている。

制御装置３０は、トルク指令値ＴＲ１、モータ回転速度Ｎｍ１、電圧値ＶＢ，ＶＬ，ＶＨ、電流値ＩＢ，ＩＣおよびモータ電流値ＭＣＲＴ１を受ける。

インバータ１４Ａは、コンバータ１２から昇圧電位を受けてモータジェネレータＭＧ２を駆動する。また、インバータ１４Ａは、回生制動に伴いモータジェネレータＭＧ２において発電された電力をコンバータ１２に戻す。このときコンバータ１２は、降圧回路として動作するように制御装置３０によって制御される。モータジェネレータＭＧ２の回転速度Ｎｍ２は回転センサ７によって検知されている。

インバータ１４Ａは、Ｕ相アーム１５Ａと、Ｖ相アーム１６Ａと、Ｗ相アーム１７Ａとを含む。Ｕ相アーム１５Ａ、Ｖ相アーム１６Ａ、およびＷ相アーム１７Ａは、コンバータ１２の出力ライン間に並列に接続される。Ｕ相アーム１５Ａ、Ｖ相アーム１６Ａ、およびＷ相アーム１７Ａの構成は、Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７とそれぞれ同様であるので説明は繰返さない。

インバータ１４ＡのＵ，Ｖ，Ｗ相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧ２のＵ，Ｖ，Ｗ相コイルの各一方端にそれぞれ接続されている。すなわち、モータジェネレータＭＧ２は、三相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの他方端が中点に共に接続されている。

電流センサ２８Ｕ，２８Ｖは、モータジェネレータＭＧ２のＵ，Ｖ相のステータコイルに流れる電流の電流値ＩＵ２，ＩＶ２をモータ電流値ＭＣＲＴ２として検出し、モータ電流値ＭＣＲＴ２を制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、トルク指令値ＴＲ１、モータ回転速度Ｎｍ１、電圧値ＶＢ，ＶＬおよびＶＨ、電流値ＩＢ，ＩＣおよびモータ電流値ＭＣＲＴ１に加えて、さらにモータジェネレータＭＧ２に対応するトルク指令値ＴＲ２、モータ回転速度Ｎｍ２、およびモータ電流値ＭＣＲＴ２を受ける。

制御装置３０は、これらの受けた入力に応じて、昇圧ユニット２０に対して昇圧指示ＰＷＵ，降圧指示ＰＷＤおよび停止指示ＳＴＰを出力する。

また、制御装置３０は、インバータ１４に対しては、コンバータ１２の出力である直流電圧をモータジェネレータＭＧ１を駆動するための交流電圧に変換する駆動指示ＰＷＭＩ１と、モータジェネレータＭＧ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２側に戻す回生指示ＰＷＭＣ１とを出力する。

さらに、制御装置３０は、インバータ１４Ａに対しては、コンバータ１２の出力である直流電圧をモータジェネレータＭＧ２を駆動するための交流電圧に変換する駆動指示ＰＷＭＩ２と、モータジェネレータＭＧ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２側に戻す回生指示ＰＷＭＣ２とを出力する。

次に、昇圧ユニット２０の動作について簡単に説明する。昇圧ユニット２０中のコンバータ１２は、力行運転時にはバッテリＢからの電力をインバータ１４に供給する順方向変換回路としての昇圧回路として動作する。逆に、回生運転時には、コンバータ１２は、バッテリＢにモータジェネレータＭＧ１で発電された電力を回生する逆方向変換回路としての降圧回路としても動作する。

コンバータ１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１をオフにした状態で、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のオンとオフとを行なうことにより、昇圧回路として動作する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ２がオンの状態においては、バッテリＢの正極からリアクトルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｑ２を経由してバッテリＢの負極に電流が流れる経路が形成される。この電流が流れている間に、リアクトルＬ１にエネルギが蓄積される。

そして、ＩＧＢＴ素子Ｑ２をオフ状態にすると、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギはダイオードＤ１を介してインバータ１４側に流れる。これによりキャパシタＣ２の電極間の電圧が増大する。したがって、インバータ１４に与えられるコンバータ１２の出力電圧は昇圧される。なお、このとき損失を低減させるために、ダイオードＤ１の導通期間に同期させてＩＧＢＴ素子Ｑ１を導通させても良い。

一方、コンバータ１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２をオフにした状態で、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のオンとオフとを行なうことにより降圧回路として動作する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１がオンの状態においては、インバータ１４から回生される電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１、リアクトル、バッテリＢへと流れる。

また、ＩＧＢＴ素子Ｑ１がオフの状態においては、リアクトルＬ１、バッテリＢおよびダイオードＤ２からなるループが形成され、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギがバッテリＢに回生される。なお、このとき損失を低減させるために、ダイオードＤ２の導通期間に同期させてＩＧＢＴ素子Ｑ２を導通させても良い。この逆方向変換においては、インバータ１４が電力を供給する時間よりも、バッテリＢが電力を受ける時間の方が長くなり、インバータ１４における電圧は降圧されてバッテリＢに回生される。昇圧ユニット２０の動作は、以上の力行動作と回生動作とを適切に制御することで行なわれる。

なお、回生制御には、ハイブリッド自動車または電気自動車等を運転するドライバによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動が含まれる。また、フットブレーキを操作しない場合であっても、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電を
させながら車両を減速させたりまたは加速を中止させたりするときが含まれる。

インバータ１４Ａは、ノードＮ１とノードＮ２との間にインバータ１４と並列的に接続され、また共に昇圧ユニット２０に接続される。

図３は、インバータの故障箇所について説明するための図である。
図３には、図２の構成においてインバータ１４ＡおよびモータジェネレータＭＧ２が代表的に示されている。なお、電気自動車の場合にはモータジェネレータＭＧ１やエンジンが設けられないので、図３に示すとおりの構成でよい。

ここで、スイッチング素子Ｑ３Ａにオープン故障が発生したとする。すると、Ｕ相電流ＩＵ２に正方向の電流が流れなくなり（図１５のＵ相電流ＩＵ２参照）、電流の乱れが発生する。このような故障を早期に検出することが望まれる。

モータの制御モードのうち正弦波ＰＷＭ制御は過変調ＰＷＭ制御よりも制御追従性が良い。過変調ＰＷＭ制御では制御応答性が比較的劣るので、オープン故障発生時には電流乱れが増大しやすい。そこで制御を安定させる手段として、強制的に正弦波ＰＷＭ制御に制御モードを緊急的に切替える。故障発生時にはこのような制御モードの緊急切替が発生する頻度が高くなるので、制御モードの切替の頻度に基づいて故障発生を知ることができる。

しかし、スリップなどが発生し、モータが急回転している場合には、制御外れにより電流の乱れが発生するので、同様に制御を安定させる手段として、強制的に正弦波ＰＷＭ制御に制御モードを緊急的に切替えている。したがって故障の誤検出を防ぐため、スリップ発生時には、緊急切替の頻度を計数しないようにし、故障検出処理を停止している。

しかし、スリップなどが発生するような悪路走行中に故障が発生することも考えられる。そこで、本実施の形態では、スリップが発生中であっても、３相／２相電流変換後のｄ軸電流およびｑ軸電流の状態によっては、緊急切替の頻度を計数し、インバータの異常を判定することとした。

図４は、制御装置３０によって実行される異常判定処理の一例を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、モータ制御のメインルーチンから一定時間ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図４を参照して、まずステップＳ１００において、制御装置３０は、異常判定時間ＴＪが、所定の判定時間ＴＲＥＦより小さいか否かを判断する。異常判定時間ＴＪは、経過時間を示し、初期値はゼロであり、時間の経過と共に増加していく。判定時間ＴＲＥＦは、緊急切替の発生をカウントする所定の時間で、この判定時間ＴＲＥＦ内に緊急切替が基準判定しきい値ＣＲＥＦを超えたときには、インバータに故障が発生している旨の診断が確定される（Ｓ１６０）。

ステップＳ１００において、異常判定時間ＴＪが判定時間ＴＲＥＦに到達している場合には、ステップＳ１７０に処理が進み異常カウント値ＣＮおよび異常判定時間ＴＪがゼロにリセットされる。すなわち、インバータが正常であれば、判定時間ＴＲＥＦごとに異常カウント値ＣＮはリセットされる。

ステップＳ１００において、異常判定時間ＴＪが判定時間ＴＲＥＦよりも小さい場合には、ステップＳ１１０に処理が進む。ステップＳ１１０では、スリップ判定の有無が判断される。スリップの発生の有無を判定する別処理によって、スリップ発生時には「スリップ判定あり」、スリップが発生していなければ「スリップ判定なし」という結果がフラグとして制御装置３０の内部メモリに保持されている。

図５は、図４のステップＳ１１０において実行されるスリップ判定処理の一例を説明するためのフローチャートである。

図５を参照して、まずステップＳ１１１において、制御装置３０は、回転センサ７の出力に基づきモータ回転速度Ｎｍ２を取得する。続いて、ステップＳ１１２において、制御装置３０は、前回サイクルで取得され内部メモリに記憶されていたモータ回転速度Ｎｍ２Ｂを読み込む。そしてステップＳ１１３において、モータ回転速度の変化量ΔＮｍ２が計算される。変化量ΔＮｍ２は、今回のモータ回転速度Ｎｍ２から前回のモータ回転速度Ｎｍ２Ｂを減算して求められる。

ステップＳ１１４において、変化量ΔＮｍ２の絶対値がしきい値を超えたか否かが判断される。ステップＳ１１４のしきい値は、スリップの発生の有無を判定するための判定しきい値であり、実験に基づいて適宜決定される。

ステップＳ１１４において、｜ΔＮｍ２｜＞しきい値が成立した場合にはステップＳ１１５に処理が進みスリップ有りと判定され、｜ΔＮｍ２｜＞しきい値が成立しない場合にはステップＳ１１６に処理が進みスリップ無しと判定される。ステップＳ１１５またはステップＳ１１６に続いて、ステップＳ１１７に処理が進み、制御は図４のフローチャートの処理に戻る。

再び図４を参照して、ステップＳ１１０において、スリップ判定ありと判断された場合にはステップＳ１２０に処理が進む。ステップＳ１２０では、ｄ軸電流およびｑ軸電流の一次変動を検出する処理が実行され、電流変動の有無が判断される。

図６は、図４のステップＳ１２０において実行されるｄ軸電流およびｑ軸電流の一次変動を検出する処理の一例を説明するためのフローチャートである。

図７は、ｄ軸電流およびｑ軸電流の一次変動について説明するための波形図である。ｄ軸電流およびｑ軸電流はＵ相、Ｖ相、Ｗ相のステータコイル電流を換算して得られる電流であり、後に図１１、図１２を用いて詳細に説明する。

図６、図７を参照して、まずステップＳ１２１において、ｄ軸電流、ｑ軸電流の（＋）ピークを検出する。続いて、ステップＳ１２２においてｄ軸電流、ｑ軸電流の（−）ピークを検出する。そして、ステップＳ１２３において（＋）ピークと（−）ピークとの間の時間Ｔｐｐを算出し、時間Ｔｐｐが電気角１８０°に相当する時間Ｔ１８０に等しいか否かが判断される。

インバータにオープン故障が発生していない場合、車輪がスリップしてもｄ軸電流やｑ軸電流にはさほど高周波の変動は生じない。しかし、インバータの１相にオープン故障が発生していると、ｄ、ｑ軸電流の算出の元になる３相のステータ電流のうちの１相がアンバランスになるので、電気角３６０°の周期に相当する短い周期の変動が生じる。このような変動を一次変動と呼ぶ。一次変動発生時には、ｄ軸またはｑ軸電流の（＋）ピークと（−）ピークとの間の時間Ｔｐｐは、電気角１８０°に相当する時間Ｔ１８０と一致する。

ステップＳ１２３においてＴｐｐ＝Ｔ１８０が成立した場合には、ステップＳ１２４に処理が進み一次変動有りと判定され、Ｔｐｐ＝Ｔ１８０が成立しない場合にはステップＳ１２５に処理が進み一次変動無しと判定される。ステップＳ１２４またはステップＳ１２５に続いて、ステップＳ１２６に処理が進み、制御は再び図４のフローチャートの処理に戻る。

再び図４を参照して、ステップＳ１１０においてスリップ判定なしと判断された場合、またはステップＳ１２０において電流変動有りと判断された場合には、ステップＳ１３０に処理が進む。ステップＳ１３０では、緊急切替が発生したか否かが判断される。

ここで、モータジェネレータＭＧ２の制御モードの切替について簡単に説明しておく。
図８は、モータジェネレータＭＧ２の制御モードの遷移を説明するための図である。

図８を参照して、図１の制御装置３０は、インバータ１４，１４Ａに対して３つの制御モードすなわち矩形波制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード、正弦波ＰＷＭ制御モードを切替えて制御を行なう。

正弦波ＰＷＭ制御は、電圧波形の基本波成分の実効値すなわち変調率が０〜０．６１の間に収まるものであり、基本波を搬送波でパルス幅変調したパルス電圧または電流をモータに供給するものである。ＰＷＭ波形電圧を交流電動機に印加する正弦波ＰＷＭ電流制御では、低回転域であっても滑らかな回転が得られる。しかし、直流電源の電圧利用率に限界があるという問題がある。これに対しては、弱め界磁電流を交流電動機に与えることにより高回転を得る方法もあるが、銅損が増加してしまうので完全とはいえない。

一方、交流電動機の駆動制御には、交流電動機に矩形波電圧を印加するという方法もある。この矩形波制御方法では、基本波に同期させた矩形波を与える。この矩形波制御方法では、直流電源の電圧利用率を変調率０．７８程度に向上させることができ、その結果、高回転域での出力を向上させることができる。また、弱め界磁電流を減少させることができるため、銅損の発生を抑えてエネルギ効率を向上させることができる。さらに、インバータでのスイッチング回数を少なくすることができるため、スイッチング損失も抑えることができるという利点もある。しかし、スイッチング周期が長いので低回転域では滑らかな回転を得ることができない。

また、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御の中間的な制御として過変調ＰＷＭ制御も行なわれる。過変調ＰＷＭ制御では、変調率は０．６１〜０．７８の範囲となる。過変調ＰＷＭ制御では正弦波ＰＷＭ制御の個々のパルスのデューティー比を基本波成分の山側で正弦波ＰＷＭ制御よりも大きくし、谷側では小さくする。

このため、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御のいずれも交流電動機に対して行なうことが可能な構成とし、それらを状況に応じて使い分け、特に高回転域での電動機の出力を向上させるようにすることが行なわれる。

図８に示すように矩形波制御モードを実行する状態８０、過変調ＰＷＭ制御モードを実行する状態８２、正弦波ＰＷＭ制御モードを実行する状態８４は、矢印８６，９０で示す通常切替動作においては、たとえばモータ回転速度に応じて切替が行なわれる。つまり回転速度が遅い領域では滑らかに回転をさせることが可能な正弦波ＰＷＭ制御モード実行状態８４で制御を行ない、モータ回転速度が上昇するに従い次第に過変調ＰＷＭ制御モード実行状態８２、矩形波制御モード実行状態８０と状態を遷移させることにより直流電源の電圧利用率を向上させる。

これに対し、スリップ・グリップ等が発生してモータ電流に乱れが生じ矩形波制御モード実行状態８０ではモータの同期が乱れてしまう場合には、矢印８８に示すように緊急切替を行ない、インバータでのスイッチング回数がより多く制御性が良い過変調ＰＷＭ制御モード実行状態８２に状態を遷移させる。

さらに、過変調ＰＷＭ制御モード実行状態８２において同様なモータ電流の乱れが生じた場合には、同期が外れることを避けるために、矢印９２に示すようにさらにスイッチング回数が多く細かい制御が可能な正弦波ＰＷＭ制御モード実行状態８４に緊急切替を行なう。

図９は、通常切替に用いられるモータジェネレータＭＧ２の制御モード設定用のマップの一例を示す図である。

図９を参照して、縦軸はモータトルク指令値を示し、横軸はモータ回転速度を示す。実線で示されるのは、図２の電圧ＶＨがＶＨ１であるときのマップであり、破線で示されるのは、電圧ＶＨがＶＨ２（＜ＶＨ１）に低下したときのマップである。モータ回転速度が低い領域から高い領域に向けて、正弦波ＰＷＭ制御モード、過変調ＰＷＭモード、矩形波制御モードの順に領域が区切られている。なお、点Ｐで示される状態は、電圧ＶＨ＝ＶＨ１では正弦波ＰＷＭ領域に属し、電圧ＶＨ＝ＶＨ２では過変調ＰＷＭ領域に属する。

図１０は、制御装置３０によって実行される制御モードの緊急切替処理の一例を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理が実行され、その結果緊急切替が発生した場合には、図４のステップＳ１３０において、緊急切替発生有りと判断される。

図２、図１０を参照して、まず処理が開始されるとステップＳ１において、制御装置３０は電流センサ２８Ｕ，２８Ｖからそれぞれ電流値ＩＵ２，ＩＶ２を取得する。

続いてステップＳ２において取得したこれらの電流値をｄ軸（direct-axis）電流Ｉｄ，ｑ軸（quadrature-axis）電流Ｉｑに変換する。

図１１は、ｄ軸電流、ｑ軸電流を説明するための第１の図である。
図１２は、ｄ軸電流、ｑ軸電流を説明するための第２の図である。

図１１、図１２を参照して、コイルＬＵ，ＬＶ，ＬＷは、それぞれステータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルである。電流値ＩＵ，ＩＶは図２の電流センサ２８Ｕ，２８Ｖで測定される電流値である。ロータＲのＵ相コイルＬＵを基準としたロータ位相を電気角で回転角θとすると、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑはそれぞれ次の式（１）および（２）で表わされる。

Ｉｄ＝√２×（ＩＶ・ｓｉｎθ−ＩＵ・ｓｉｎ（θ−１２０°）） … （１）
Ｉｑ＝√２×（ＩＶ・ｃｏｓθ−ＩＵ・ｃｏｓ（θ−１２０°）） … （２）
また、ステータコイルに流れている電流（合成電流）｜Ｉ｜をｄｑ平面上で表現すると図１２に示すようになる。すなわち図１１からもわかるように、ｄ軸電流はロータＲの磁極方向の成分であり、ｑ軸電流はロータＲの磁極方向に垂直な電流の成分であることがわかる。

図１０のステップＳ２において式による電流の変換が行なわれた後には、処理はステップＳ３に進む。

ステップＳ３では、現在の制御が矩形波制御中であるか否かが判断される。
現在の制御モードが矩形波制御モードである場合には処理はステップＳ４に進み、矩形波制御モードでない場合には処理はステップＳ７に進む。

ステップＳ４では、ｄ軸電流Ｉｄに対応するｑ軸電流Ｉｑのしきい値を予め定められているマップＸから取得する。

図１３は、矩形波制御中に参照されるしきい値のマップＸである。
図１３を参照して、矩形波制御においては、たとえば要求トルクが２００Ｎ・ｍであるときは図１３のＡ点で表されるｄ軸電流およびｑ軸電流が流れるようにインバータの制御が行なわれる。同様に要求トルクが１５０，１００，５０Ｎ・ｍである場合にはそれぞれ、Ｂ，Ｃ，Ｄ点で表される電流がモータに与えられるようにインバータの制御が行なわれる。

これらの電流を示す点の位置は矩形波制御可能範囲に入っていなければならない。この矩形波制御可能範囲から大きく外れてしまうと、モータの同期が取れなくなり矩形波制御ができなくなってしまう。そこでｄ軸電流にそれぞれ対応するｑ軸電流のしきい値、つまり切替しきい値ＩｑｔがマップＸに定められている。この切替しきい値Ｉｑｔを超えるｑ軸電流が流れるか否かがステップＳ５で判断される。これにより、インバータの電流およびモータのトルクのいずれかが急変した場合が検出される。

しきい値を超えるｑ軸電流Ｉｑが流れる場合には、処理はステップＳ６に進む。一方、ｑ軸電流Ｉｑがしきい値を超えない場合には処理はステップＳ１１に進む。

ステップＳ６においては、図８の矢印８８で示す緊急切替が行なわれ、矩形波制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードに制御モードの切替が行なわれる。

また、ステップＳ３からステップＳ７に処理が進んだ場合には、過変調制御中であるか否かが判断される。

過変調制御中でない場合には制御性が一番良い正弦波ＰＷＭ制御中であるため処理はステップＳ１１に進み制御はメインルーチンに戻される。

一方、ステップＳ７において過変調制御中である場合にはステップＳ８に処理が進みｄ軸電流Ｉｄに対応するｑ軸電流Ｉｑのしきい値をマップＹから取得する。

図１４は、過変調制御中に参照されるしきい値のマップＹである。
図１４を参照して、過変調制御が行なわれる場合には、過変調制御電流指令ライン上に制御電流を示す点が位置する。つまりたとえば要求トルクが２００，１５０，１００，５０Ｎ・ｍである場合にはそれぞれ点Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈで表わされるｄ軸電流およびｑ軸電流が流れるように制御が行なわれる。

マップＹにおいてもｄ軸電流に対応する切替しきい値Ｉｑｔが定められており、ステップＳ９においてｑ軸電流Ｉｑがしきい値Ｉｑｔを超えたか否かが判断される。これにより、インバータの電流およびモータのトルクのいずれかが急変した場合が検出される。ステップＳ９においてＩｑ＞しきい値Ｉｑｔが成立しない場合には過変調制御が維持できるためステップＳ１１に進み処理はメインルーチンに戻される。

一方ステップＳ９においてＩｑ＞しきい値Ｉｑｔが成立した場合には処理はステップＳ１０に進む。

ステップＳ１０では、図８の矢印９２で示される緊急切替が行なわれ、過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御モードに制御モードが切替えられる。この切替が終了すると処理はステップＳ１１に進み制御はメインルーチンに戻される。

以上図１０を用いて説明したような制御モード切替処理の結果、制御モードの緊急切替が発生した場合には図４のステップＳ１３０でＹＥＳと判断される。

再び図４を参照して、ステップＳ１３０において、緊急切替の発生なしと判断された場合にはステップＳ１８０に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。一方、ステップＳ１３０において、緊急切替が発生したと判断された場合にはステップＳ１４０に処理が進む。ステップＳ１４０では、異常カウント値ＣＮに１が加算される。異常カウント値ＣＮは、制御装置３０の内部メモリに記憶されたカウント値である。なお、制御装置３０の内部にハードウエアでカウンタを内蔵してもよい。この場合、ステップＳ１４０では異常カウント値を計数するためのカウンタのカウントアップが行なわれる。そしてステップＳ１５０において異常カウント値ＣＮが判定しきい値ＣＲＥＦよりも大きいか否かが判断される。

ステップＳ１５０において、異常カウント値ＣＮがしきい値ＣＲＥＦより大きい場合には、ステップＳ１６０においてインバータの異常の診断が確定する。異常診断が確定すると、制御装置３０は、運転者に報知するため警告灯を点灯させたり、修理時に故障箇所を特定するための情報の記憶を行なったりする。

一方、ステップＳ１５０において異常カウント値ＣＮがまだしきい値ＣＲＥＦより大きくない場合には、ステップＳ１８０に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。

図１５は、異常検出処理中の制御モードおよびカウント値の時間変化の様子を説明するための動作波形図である。

図２、図１５を参照して、時刻ｔ１までにＵ相上アーム（図３のＱ３Ａ）のスイッチング素子にオープン故障が発生したとする。するとＵ相電流ＩＵ２は本来破線で示す波形となるはずが、正方向の電流が流れなくなり、実線で示すようにゼロでクリップされてしまう。

時刻ｔ１において、図９の動作点Ｐに関し昇圧コンバータ１２の出力電圧ＶＨが電圧ＶＨ２に低下しているときには正弦波ＰＷＭモードから過変調ＰＷＭ制御モードに制御モードの切替えが行なわれる。

電流が乱れている状態の時刻ｔ２において図１０の処理が実行された結果、ステップＳ９で電流Ｉｑがしきい値を超え、過変調ＰＷＭ制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードに制御モードの緊急切替が行なわれる。

このとき、時刻ｔ２までのｑ軸電流またはｄ軸電流のデータが図６のフローチャートの処理によって分析され判定が行なわれた結果、時刻ｔ２において変動判定有りと判定されている。この結果、制御モードの緊急切替が発生するごとに異常カウント値ＣＮには１が加算され時刻ｔ２においてカウント値ＣＮが０から１に変化している。

時刻ｔ３，ｔ５，ｔ７では、時刻ｔ１と同様に、図９の動作点Ｐに関し電圧ＶＨが電圧ＶＨ２に低下しているときには正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードに制御モードの切替えが行なわれる。時刻ｔ４，ｔ６，ｔ８では、時刻ｔ２と同様に、過変調ＰＷＭ制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードに制御モードの緊急切替が行なわれる。このように制御モードの切替が頻繁に発生する。

時刻ｔ５において、図５のスリップ判定処理が実行された結果がスリップ判定有りに変化している。しかし、同時にｑ軸電流の変動判定も有りとなっているため、異常カウント値ＣＮのカウントアップが実行される。時刻ｔ４においてカウント値ＣＮは１から２に変化し、時刻ｔ６においてカウント値ＣＮは２から３に変化し、時刻ｔｎには、しきい値である１００カウントに到達する。すると異常確定フラグが時刻ｔｎで活性化される。

したがって、スリップ発生時であっても、インバータの故障を正しく検出することができる。これにより、スリップが発生しやすい悪路を走行中に故障が発生したときであっても、直ちに故障を検出することができる。また、故障特定の精度も向上するので、部品の誤交換を防ぐことも期待できる。

最後に図２と図４とを参照して、本実施の形態について総括する。車輪を駆動する少なくとも１つのモータジェネレータＭＧ２と、モータジェネレータＭＧ２を駆動するインバータ１４Ａとを備える車両の制御装置は、制御モードを第１のモードと第１のモードよりも制御性の良い第２のモードとの間で切替えてインバータ１４の制御を行なう制御部（制御装置３０）を備える。制御部は、インバータ１４Ａの電流およびモータジェネレータＭＧ２のトルクのいずれかが急変した場合に第１のモードから第２のモードに制御を切替える緊急切替条件を制御モードの切替判定基準の一つとして有する。制御部は、インバータ１４Ａのｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかに変動が生じているということを含む第１の条件が成立するか否かをステップＳ１２０で判断する。制御部は、車輪の速度の変動に基づいて、車輪にスリップが生じているということを示す第２の条件が成立するか否かをステップＳ１１０で判断する。制御部は、第１の条件が成立しかつ第２の条件が成立した場合には、緊急切替条件が成立する頻度がしきい値を超えたときにインバータに故障が発生したと判断する故障検出処理（Ｓ１３０〜Ｓ１６０）を実行し、第１の条件が成立せずかつ第２の条件が成立した場合（Ｓ１２０でＮＯ）には、故障検出処理の実行を停止する。

好ましくは、第１の条件は、インバータのｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかに生じた変動が、モータの三相交流電流の周期と等しい周期の変動であるということをさらに含む。

好ましくは、第１のモードは、過変調パルス幅変調制御モードであり、第２のモードは、正弦波パルス幅変調制御モードである。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ ハイブリッド自動車、４，６ ギヤ、７，２７ 回転センサ、９ アクセルセンサ、１０，１３，２１ 電圧センサ、１１，２４Ｕ，２４Ｖ，２８Ｕ，２８Ｖ 電流センサ、１２ コンバータ、１４，１４Ａ インバータ、１５，１５Ａ Ｕ相アーム、１６，１６Ａ Ｖ相アーム、１７，１７Ａ Ｗ相アーム、２０ 昇圧ユニット、２０Ｌ，２０Ｒ 前輪、２２Ｌ，２２Ｒ 後輪、３０ 制御装置、２００ エンジン、Ｂ バッテリ、Ｂ０ 電池ユニット、Ｃ１ キャパシタ、Ｃ２ キャパシタ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、ＤＧ デファレンシャルギヤ、Ｌ１ リアクトル、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、ＰＧ プラネタリギヤ、Ｑ１〜Ｑ８ ＩＧＢＴ素子、Ｑ３Ａ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムメインリレー。

Claims (4)

1. 車輪を駆動する少なくとも１つのモータと、前記モータを駆動するインバータとを備える車両の制御装置であって、
   制御モードを第１のモードと前記第１のモードよりも制御性の良い第２のモードとの間で切替えて前記インバータの制御を行なう制御部を備え、
   前記制御部は、前記インバータの電流および前記モータのトルクのいずれかが急変した場合に前記第１のモードから前記第２のモードに制御を切替える緊急切替条件を前記制御モードの切替判定基準の一つとして有し、
   前記制御部は、前記インバータのｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかに変動が生じているということを含む第１の条件が成立するか否かを判断し、
   前記制御部は、前記車輪の速度の変動に基づいて、前記車輪にスリップが生じているということを示す第２の条件が成立するか否かを判断し、
   前記制御部は、前記第１の条件が成立しかつ前記第２の条件が成立した場合には、前記緊急切替条件が成立する頻度がしきい値を超えたときに前記インバータに故障が発生したと判断する故障検出処理を実行し、前記第１の条件が成立せずかつ前記第２の条件が成立した場合には、前記故障検出処理の実行を停止する、車両の制御装置。
2. 前記第１の条件は、
   前記インバータのｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかに生じた変動が、前記モータの三相交流電流の周期と等しい周期の変動であるということをさらに含む、請求項１に記載の車両の制御装置。
3. 前記第１のモードは、過変調パルス幅変調制御モードであり、
   前記第２のモードは、正弦波パルス幅変調制御モードである、請求項２に記載の車両の制御装置。
4. 車輪を駆動する少なくとも１つのモータと、前記モータを駆動するインバータとを備える車両の制御方法であって、
   前記車両は、制御モードを第１のモードと前記第１のモードよりも制御性の良い第２のモードとの間で切替えて前記インバータの制御を行なう制御部を備え、
   前記制御部は、前記インバータの電流および前記モータのトルクのいずれかが急変した場合に前記第１のモードから前記第２のモードに制御を切替える緊急切替条件を前記制御モードの切替判定基準の一つとして有し、
   前記制御方法は、
   前記インバータのｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかに変動が生じているということを含む第１の条件が成立するか否かを前記制御部が判断するステップと、
   前記車輪の速度の変動に基づいて、前記車輪にスリップが生じているということを示す第２の条件が成立するか否かを前記制御部が判断するステップと、
   前記第１の条件が成立しかつ前記第２の条件が成立した場合には、前記緊急切替条件が成立する頻度がしきい値を超えたときに前記インバータに故障が発生したと判断する故障検出処理を前記制御部が実行し、前記第１の条件が成立せずかつ前記第２の条件が成立した場合には、前記故障検出処理の実行を前記制御部が停止するステップとを備える、車両の制御方法。

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