JP4305446B2 - 車両の制御装置および車両 - Google Patents

Description

この発明は車両の制御装置および車両に関し、特に車両推進用モータを備える車両の制御装置および車両に関する。

近年、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車、電気自動車および燃料電池自動車が大きな注目を集めている。そして、ハイブリッド自動車は、一部、実用化されている。

このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

特開２００１−２９５６７６号公報（特許文献１）は、ハイブリッド自動車において駆動軸の角加速度を用いてスリップ状態を検出し、トルク制限を行なう旨について開示している。
特開２００１−２９５６７６号公報 特開２０００−３５８３９３号公報 特開２００５−４５８８０号公報 特開２００１−７８４９５号公報

図２０は、車両のスリップ状態とグリップ状態を説明するための図である。
図２０を参照して、車両が進行し路面上の突起、たとえば路肩や落下物等に乗り上げると、その直後の時刻ｔ１ではタイヤが空転するスリップ状態となる。スリップ状態では、路面抵抗がなくなるので同じトルクで車輪を回転させていると車輪の回転数が上昇する。

トルク×回転数に出力（パワー）は比例するのでスリップが発生すると車輪を駆動させるモータにおいて多くの電力（パワー）が消費される。このため、より多くの電力をモータに供給するように制御が行なわれる。

一方、スリップ状態のあとの時刻ｔ２においては、タイヤが路面に再び接触し路面からの摩擦によってタイヤの回転数は急激に減少する。タイヤの回転数の減少に従ってモータの回転数も急激に減少する。

ところで、ハイブリッド自動車等においては、電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧をインバータで交流電圧に変換してモータを駆動することも検討されている。

このように昇圧コンバータを含む構成では、モータの回転数が急激に減少した場合には昇圧コンバータからインバータに供給される電力が過多になる。したがって、昇圧コンバータの目標電圧を下げる必要が生じる。

このようなスリップ状態からグリップ状態に変化した場合の昇圧コンバータの制御については、特開２００１−２９５６７６号公報（特許文献１）には開示されていない。

この発明の目的は、過電圧の発生を速やかに回避できる車両の制御装置および車両を提供することである。

この発明は、要約すると、車輪を駆動する少なくとも１つのモータと、モータを駆動するインバータと、インバータに直流電源電流を供給する昇圧コンバータとを備える車両の制御装置であって、インバータに対して矩形波制御と非矩形波制御とを切替えて行なう制御部を備える。制御部は、車輪のスリップを検出して矩形波制御から非矩形波制御に制御を切替える緊急切替条件を判定基準の一つとして有し、矩形波制御実行中に緊急切替条件が成立した場合に昇圧コンバータに対してインバータの過電圧を防止するための処理を指示する。

好ましくは、制御部は、昇圧コンバータに対して昇圧の目標電圧を指示し、インバータの過電圧を防止するための処理として、目標電圧を下げる。

好ましくは、非矩形波制御は、過変調ＰＷＭ制御または正弦波ＰＷＭ制御である。
好ましくは、制御部は、インバータからモータに流れる電流に応じて緊急切替条件の成立を判定する。

より好ましくは、制御部は、インバータからモータに供給されるｑ軸電流が所定のしきい値を超えた場合に緊急切替条件が成立したと判定する。

さらに好ましくは、ｑ軸電流の所定のしきい値は、インバータからモータに供給されるＩ軸電流に対応して予め定められる。

好ましくは、車両は、モータの駆動力を変速して車軸に伝える多段変速機をさらに備える。制御部は、緊急切替条件成立時に多段変速機の変速段に応じて前記昇圧コンバータに対して指示を変更する。

この発明の他の局面に従うと、車両であって、車輪を駆動する少なくとも１つのモータと、モータを駆動するインバータと、インバータに直流電源電流を供給する昇圧コンバータと、インバータに対して矩形波制御と非矩形波制御とを切替えて行なう制御部を備える。制御部は、車輪のスリップを検出して矩形波制御から非矩形波制御に制御を切替える緊急切替条件を判定基準の一つとして有し、矩形波制御実行中に緊急切替条件が成立した場合に昇圧コンバータに対してインバータの過電圧を防止するための処理を指示する。

好ましくは、制御部は、昇圧コンバータに対して昇圧の目標電圧を指示し、インバータの過電圧を防止するための処理として、目標電圧を下げる。

好ましくは、非矩形波制御は、過変調ＰＷＭ制御または正弦波ＰＷＭ制御である。
好ましくは、制御部は、インバータからモータに流れる電流に応じて緊急切替条件の成立を判定する。

より好ましくは、制御部は、インバータからモータに供給されるｑ軸電流が所定のしきい値を超えた場合に緊急切替条件が成立したと判定する。

さらに好ましくは、ｑ軸電流の所定のしきい値は、インバータからモータに供給されるＩ軸電流に対応して予め定められる。

好ましくは、車両は、モータの駆動力を変速して車軸に伝える多段変速機をさらに備える。制御部は、緊急切替条件成立時に多段変速機の変速段に応じて前記昇圧コンバータに対して指示を変更する。

本発明によれば、制御応答性の悪い矩形波制御から応答性の良い非矩形波制御に切替えることで、スリップ時等の回転数の変化幅が大きい緊急時に制御破綻を防止するとともに、インバータの過電圧を余裕を持って防止することが可能となる。

さらに、多段変速機を有する場合には、変速段によってスリップ後のグリップ時のエネルギ変動幅が異なるため、変速段に応じた制御モードおよび目標電圧を設定することで、目標電圧の変化幅を最小にしつつ、インバータの過電圧を防止することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付してそれらについての説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態に係るハイブリッド自動車１の構成を示すブロック図である。

図１を参照して、ハイブリッド自動車１は、前輪２０Ｒ，２０Ｌと、後輪２２Ｒ，２２Ｌと、エンジン２００と、プラネタリギヤＰＧと、デファレンシャルギヤＤＧと、ギヤ４，６とを含む。

ハイブリッド自動車１は、さらに、バッテリＢと、バッテリＢの出力する直流電力を昇圧する昇圧ユニット２０と、昇圧ユニット２０との間で直流電力を授受するインバータ１４，１４Ａとを含む。

ハイブリッド自動車１は、さらに、プラネタリギヤＰＧを介してエンジン２００の動力を受けて発電を行なうモータジェネレータＭＧ１と、回転軸がプラネタリギヤＰＧに接続されるモータジェネレータＭＧ２とを含む。インバータ１４，１４ＡはモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に接続され交流電力と昇圧回路からの直流電力との変換を行なう。

プラネタリギヤＰＧは、サンギヤと、リングギヤと、サンギヤおよびリングギヤの両方に噛合うピニオンギヤと、ピニオンギヤをサンギヤの周りに回転可能に支持するプラネタリキャリヤとを含む。プラネタリギヤＰＧは第１〜第３の回転軸を有する。第１の回転軸はエンジン２００に接続されるプラネタリキャリヤの回転軸である。第２の回転軸はモータジェネレータＭＧ１に接続されるサンギヤの回転軸である。第３の回転軸はモータジェネレータＭＧ２に接続されるリングギヤの回転軸である。

この第３の回転軸にはギヤ４が取付けられ、このギヤ４はギヤ６を駆動することによりデファレンシャルギヤＤＧに動力を伝達する。デファレンシャルギヤＤＧはギヤ６から受ける動力を前輪２０Ｒ，２０Ｌに伝達するとともに、ギヤ６，４を介してプラネタリギヤ前輪２０Ｒ，２０Ｌの回転力をＰＧの第３の回転軸に伝達する。

プラネタリギヤＰＧはエンジン２００，モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の間で動力を分割する役割を果たす。すなわちプラネタリギヤＰＧの３つの回転軸のうちの２つの回転軸の回転が定まれば残る１つの回転軸の回転は自ずと定められる。したがって、エンジン２００を最も効率のよい領域で動作させつつ、モータジェネレータＭＧ１の発電量を制御してモータジェネレータＭＧ２を駆動させることにより車速の制御を行ない、全体としてエネルギ効率のよい自動車を実現している。

直流電源であるバッテリＢは、たとえば、ニッケル水素またはリチウムイオンなどの二次電池からなり、直流電力を昇圧ユニット２０に供給するとともに、昇圧ユニット２０からの直流電力によって充電される。

昇圧ユニット２０はバッテリＢから受ける直流電圧を昇圧し、その昇圧された直流電圧をインバータ１４，１４Ａに供給する。インバータ１４，１４Ａは供給された直流電圧を交流電圧に変換してエンジン始動時にはモータジェネレータＭＧ１を駆動制御する。また、エンジン始動後にはモータジェネレータＭＧ１が発電した交流電力はインバータ１４，１４Ａによって直流に変換されて昇圧ユニット２０によってバッテリＢの充電に適切な電圧に変換されバッテリＢが充電される。

また、インバータ１４，１４ＡはモータジェネレータＭＧ２を駆動する。モータジェネレータＭＧ２はエンジン２００を補助して前輪２０Ｒ，２０Ｌを駆動する。制動時には、モータジェネレータＭＧ２は回生運転を行ない、車輪の回転エネルギを電気エネルギに変換する。得られた電気エネルギは、インバータ１４，１４Ａおよび昇圧ユニット２０を経由してバッテリＢに戻される。

バッテリＢは、組電池であり、直列に接続された複数の電池ユニットＢ０〜Ｂｎを含む。昇圧ユニット２０とバッテリＢとの間にはシステムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２が設けられ車両非運転時には高電圧が遮断される。

ハイブリッド自動車１は、さらに、運転者からの加速要求指示を受ける入力部であるアクセルペダルの位置を検知するアクセルセンサ９と、バッテリＢに取付けられる電圧センサ１０と、アクセルセンサ９からのアクセル開度Ａｃｃおよび電圧センサ１０の電圧値ＶＢに応じてエンジン２００、インバータ１４，１４Ａおよび昇圧ユニット２０を制御する制御装置３０とを含む。電圧センサ１０は、バッテリＢの電圧ＶＢを検知して制御装置３０に送信する。

図２は、図１に示したハイブリッド自動車１についてインバータおよび昇圧ユニット周辺を詳細に示した回路図である。

図２を参照して、ハイブリッド自動車１は、バッテリＢと、電圧センサ１０と、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２と、キャパシタＣ１と、昇圧ユニット２０と、インバータ１４，１４Ａと、電流センサ２４Ｕ、２４Ｖと、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、エンジン２００と、制御装置３０とを備える。

モータジェネレータＭＧ１は走行時においては主として発電機として動作し、車両停止状態やエンジン停止状態で走行するＥＶ走行からの加速時においてはエンジン２００をクランキングするためのモータとして動作する。モータジェネレータＭＧ２は駆動輪の回転と同期して回転する。エンジン２００、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、図１に示したプラネタリギヤＰＧに接続されている。したがってエンジンの回転軸およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転軸のうちのいずれか２つの回転軸の回転数が定められると、他の１つの回転軸の回転数は強制的に定まる。

バッテリＢは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池である。電圧センサ１０は、バッテリＢから出力される直流電圧値ＶＢを検出し、検出した直流電圧値ＶＢを制御装置３０へ出力する。システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２は、Ｈ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、Ｌ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。キャパシタＣ１は、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２オン時において、バッテリＢの端子間電圧を平滑化する。

昇圧ユニット２０は、電圧センサ２１と、リアクトルＬ１と、コンバータ１２と、キャパシタＣ２とを含む。リアクトルＬ１は、一方端がシステムメインリレーＳＲ１を介してバッテリＢの正極と接続される。

電流センサ１１は、バッテリＢと昇圧ユニット２０との間に流れる直流電流を検出し、その検出した電流を直流電流値ＩＢとして制御装置３０へ出力する。

コンバータ１２は、電圧ＶＨを出力するコンバータ１２の出力端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

リアクトルＬ１の他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタに接続される。ダイオードＤ１のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタと接続され、ダイオードＤ１のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタと接続される。ダイオードＤ２のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタと接続され、ダイオードＤ２のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタと接続される。

電圧センサ２１はコンバータ１２の入力側の電圧を電圧値ＶＬとして検知する。電流センサ１１はリアクトルＬ１に流れる電流を電流値ＩＢとして検知する。キャパシタＣ２はコンバータ１２の出力側に接続されコンバータ１２から送られたエネルギを蓄積するとともに、電圧の平滑化を行なう。電圧センサ１３は、コンバータ１２の出力側の電圧すなわちキャパシタＣ２の電極間の電圧を電圧値ＶＨとして検知する。

ハイブリッド車においては、エンジン２００とモータジェネレータＭＧ１とが機械的動力をやり取りし、あるときにはモータジェネレータＭＧ１はエンジンの始動を行ない、またあるときにはモータジェネレータＭＧ１はエンジンの動力を受けて発電を行なうジェネレータとして働く。モータジェネレータＭＧ１はインバータ１４によって駆動される。

インバータ１４は、コンバータ１２から昇圧電位を受けてモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、回生制動に伴いモータジェネレータＭＧ１において発電された電力をコンバータ１２に戻す。このときコンバータ１２は、降圧回路として動作するように制御装置３０によって制御される。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、コンバータ１２の出力ライン間に並列に接続される。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４と、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。ダイオードＤ３のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタと接続され、ダイオードＤ３のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ３のエミッタと接続される。ダイオードＤ４のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ４のコレクタと接続され、ダイオードＤ４のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ４のエミッタと接続される。

Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６と、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ５，Ｄ６とを含む。ダイオードＤ５のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ５のコレクタと接続され、ダイオードＤ５のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ５のエミッタと接続される。ダイオードＤ６のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ６のコレクタと接続され、ダイオードＤ６のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ６のエミッタと接続される。

Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８と、ＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ７，Ｄ８とを含む。ダイオードＤ７のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタと接続され、ダイオードＤ７のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ７のエミッタと接続される。ダイオードＤ８のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ８のコレクタと接続され、ダイオードＤ８のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ８のエミッタと接続される。

各相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータジェネレータＭＧ１は、三相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルは各々一方端が中点に共に接続されている。そして、Ｕ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の接続ノードに接続される。またＶ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の接続ノードに接続される。またＷ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の接続ノードに接続される。

電流センサ２４Ｕ，２４Ｖは、モータジェネレータＭＧ１のＵ，Ｖ相のステータコイルに流れる電流の電流値ＩＵ１，ＩＶ１をモータ電流値ＭＣＲＴ１として検出し、モータ電流値ＭＣＲＴ１を制御装置３０へ出力する。モータジェネレータＭＧ１の回転数Ｎｇは車速センサ２７によって検知されている。

制御装置３０は、トルク指令値ＴＲ１、モータ回転数Ｎｇ、電圧値ＶＢ，ＶＬ，ＶＨ、電流値ＩＢ，ＩＣおよびモータ電流値ＭＣＲＴ１を受ける。

インバータ１４Ａは、コンバータ１２から昇圧電位を受けてモータジェネレータＭＧ２を駆動する。また、インバータ１４Ａは、回生制動に伴いモータジェネレータＭＧ２において発電された電力をコンバータ１２に戻す。このときコンバータ１２は、降圧回路として動作するように制御装置３０によって制御される。モータジェネレータＭＧ２の回転数Ｎｍは車速センサ７によって検知されている。

インバータ１４Ａは、Ｕ相アーム１５Ａと、Ｖ相アーム１６Ａと、Ｗ相アーム１７Ａとを含む。Ｕ相アーム１５Ａ、Ｖ相アーム１６Ａ、およびＷ相アーム１７Ａは、コンバータ１２の出力ライン間に並列に接続される。Ｕ相アーム１５Ａ、Ｖ相アーム１６Ａ、およびＷ相アーム１７Ａの構成は、Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７とそれぞれ同様であるので説明は繰返さない。

インバータ１４ＡのＵ，Ｖ，Ｗ相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧ２のＵ，Ｖ，Ｗ相コイルの各一方端にそれぞれ接続されている。すなわち、モータジェネレータＭＧ２は、三相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの他方端が中点に共に接続されている。

電流センサ２８Ｕ，２８Ｖは、モータジェネレータＭＧ２のＵ，Ｖ相のステータコイルに流れる電流の電流値ＩＵ２，ＩＶ２をモータ電流値ＭＣＲＴ２として検出し、モータ電流値ＭＣＲＴ２を制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、トルク指令値ＴＲ１、モータ回転数Ｎｇ、電圧値ＶＢ，ＶＬおよびＶＨ、電流値ＩＢ，ＩＣおよびモータ電流値ＭＣＲＴ１に加えて、さらにモータジェネレータＭＧ２に対応するトルク指令値ＴＲ２、モータ回転数Ｎｍ、およびモータ電流値ＭＣＲＴ２を受ける。

制御装置３０は、これらの受けた入力に応じて、昇圧ユニット２０に対して昇圧指示ＰＷＵ，降圧指示ＰＷＤおよび停止指示ＳＴＰを出力する。

また、制御装置３０は、インバータ１４に対しては、コンバータ１２の出力である直流電圧をモータジェネレータＭＧ１を駆動するための交流電圧に変換する駆動指示ＰＷＭＩ１と、モータジェネレータＭＧ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２側に戻す回生指示ＰＷＭＣ１とを出力する。

さらに、制御装置３０は、インバータ１４Ａに対しては、コンバータ１２の出力である直流電圧をモータジェネレータＭＧ２を駆動するための交流電圧に変換する駆動指示ＰＷＭＩ２と、モータジェネレータＭＧ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２側に戻す回生指示ＰＷＭＣ２とを出力する。

次に、昇圧ユニット２０の動作について簡単に説明する。昇圧ユニット２０中のコンバータ１２は、力行運転時にはバッテリＢからの電力をインバータ１４に供給する順方向変換回路としての昇圧回路として動作する。逆に、回生運転時には、コンバータ１２は、バッテリＢにモータジェネレータＭＧ１で発電された電力を回生する逆方向変換回路としての降圧回路としても動作する。

コンバータ１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１をオフにした状態で、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のオンとオフとを行なうことにより、昇圧回路として動作する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ２がオンの状態においては、バッテリＢの正極からリアクトルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｑ２を経由してバッテリＢの負極に電流が流れる経路が形成される。この電流が流れている間に、リアクトルＬ１にエネルギが蓄積される。

そして、ＩＧＢＴ素子Ｑ２をオフ状態にすると、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギはダイオードＤ１を介してインバータ１４側に流れる。これによりキャパシタＣ２の電極間の電圧が増大する。したがって、インバータ１４に与えられるコンバータ１２の出力電圧は昇圧される。なお、このとき損失を低減させるために、ダイオードＤ１の導通期間に同期させてＩＧＢＴ素子Ｑ１を導通させても良い。

一方、コンバータ１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２をオフにした状態で、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のオンとオフとを行なうことにより降圧回路として動作する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１がオンの状態においては、インバータ１４から回生される電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１、リアクトル、バッテリＢへと流れる。

また、ＩＧＢＴ素子Ｑ１がオフの状態においては、リアクトルＬ１、バッテリＢおよびダイオードＤ２からなるループが形成され、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギがバッテリＢに回生される。なお、このとき損失を低減させるために、ダイオードＤ２の導通期間に同期させてＩＧＢＴ素子Ｑ２を導通させても良い。この逆方向変換においては、インバータ１４が電力を供給する時間よりも、バッテリＢが電力を受ける時間の方が長くなり、インバータ１４における電圧は降圧されてバッテリＢに回生される。昇圧ユニット２０の動作は、以上の力行動作と回生動作とを適切に制御することで行なわれる。

なお、回生制御には、ハイブリッド自動車または電気自動車等を運転するドライバによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動が含まれる。また、フットブレーキを操作しない場合であっても、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速させたりまたは加速を中止させたりするときが含まれる。

インバータ１４Ａは、ノードＮ１とノードＮ２との間にインバータ１４と並列的に接続され、また共に昇圧ユニット２０に接続される。

図３は、ハイブリッド自動車１に搭載されるインバータの制御モードの状態遷移図である。

図３を参照して、図１の制御装置３０は、インバータ１４，１４Ａに対して３つの制御モードすなわち矩形波制御モード、過変調制御モード、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御モードを切替えて制御を行なう。

ＰＷＭ（パルス幅変調）制御は、電圧波形の基本波成分の実効値すなわち変調率が０〜０．６１の間に収まるものであり、基本波を搬送波でパルス幅変調したパルス電圧または電流をモータに供給するものである。ＰＷＭ波形電圧を交流電動機に印加するＰＷＭ電流制御では、低回転域であっても滑らかな回転が得られる。しかし、直流電源の電圧利用率に限界があるという問題がある。これに対しては、弱め界磁電流を交流電動機に与えることにより高回転を得る方法もあるが、銅損が増加してしまうので完全とはいえない。

一方、交流電動機の駆動制御には、交流電動機に矩形波電圧を印加するという方法もある。この矩形波制御方法では、基本波に同期させた矩形波を与える。この矩形波制御方法では、直流電源の電圧利用率を変調率０．７８程度に向上させることができ、その結果、高回転域での出力を向上させることができる。また、弱め界磁電流を減少させることができるため、銅損の発生を抑えてエネルギ効率を向上させることができる。さらに、インバータでのスイッチング回数を少なくすることができるため、スイッチング損失も抑えることができるという利点もある。しかし、スイッチング周期が長いので低回転域では滑らかな回転を得ることができない。

また、ＰＷＭ制御と矩形波制御の中間的な制御として過変調制御も行なわれる。過変調制御では、変調率は０．６１〜０．７８の範囲となる。過変調制御ではＰＷＭ制御の個々のパルスのデューティー比を基本波成分の山側で正弦波ＰＷＭ制御よりも大きくし、谷側では小さくする。

このため、ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれも交流電動機に対して行なうことが可能な構成とし、それらを状況に応じて使い分け、特に高回転域での電動機の出力を向上させるようにすることが行なわれる。

図３に示すように矩形波制御モードを実行する状態８０、過変調制御モードを実行する状態８２、ＰＷＭ制御モードを実行する状態８４は、矢印８６，９０で示す通常切替動作においては、たとえばモータ回転数に応じて切替が行なわれる。つまり回転速度が遅い領域では滑らかに回転をさせることが可能なＰＷＭ制御モード実行状態８４で制御を行ない、モータ回転数が上昇するに従い次第に過変調制御モード実行状態８２、矩形波制御モード実行状態８０と状態を遷移させることにより直流電源の電圧利用率を向上させる。

これに対し、スリップ・グリップ等が発生してモータ電流に乱れが生じ矩形波制御モード状態８０ではモータの同期が乱れてしまう場合には、矢印８８に示すように緊急切替を行ない、インバータでのスイッチング回数がより多く制御性が良い過変調制御モード状態８２に状態を遷移させる。

さらに、過変調制御モード状態８２において同様なモータ電流の乱れが生じた場合には、同期が外れることを避けるために、矢印９２に示すようにさらにスイッチング回数が多く細かい制御が可能なＰＷＭ制御モード状態８４に緊急切替を行なう。

図４は、制御装置３０で実行される昇圧コンバータおよびインバータの制御に関するプログラムの制御構造を示すフローチャートである。

図１、図４を参照して、本発明の実施の形態の車両の制御装置は、インバータに対して矩形波制御と非矩形波制御とを切替えて行なう制御装置３０を備える。制御装置３０は、インバータからモータに流れる電流に応じて矩形波制御から過変調制御に制御を切り替える緊急切替条件を判定基準の一つとして有し、矩形波制御実行中に緊急切替条件が成立した場合に（ステップＳ５でＹＥＳ）、昇圧ユニット２０に対して目標出力電圧を低下させる指示（Ｓ７）を行なう。好ましくは、制御部は、インバータ１４，１４ＡからモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に供給されるｑ軸電流が所定のしきい値を超えた場合に緊急切替条件が成立したと判定する。

まず処理が開始されるとステップＳ１において、制御装置３０は図２の電流センサ２８Ｕ，２８Ｖからそれぞれ電流値ＩＵ２，ＩＶ２を取得する。

続いてステップＳ２において取得したこれらの電流値をｄ軸（direct-axis）電流Ｉｄ，ｑ軸（quadrature-axis）電流Ｉｑに変換する。

図５は、ｄ軸電流、ｑ軸電流を説明するための第１の図である。
図６は、ｄ軸電流、ｑ軸電流を説明するための第２の図である。

図５、図６を参照して、コイルＬＵ，ＬＶ，ＬＷは、それぞれステータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルである。電流値ＩＵ，ＩＶは図２の電流センサ２８Ｕ，２８Ｖで測定される電流値である。ロータＲのＵ相コイルＬＵを基準としたロータ位相を電気角で回転角θとすると、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑはそれぞれ次の式（１）および（２）で表わされる。

Ｉｄ＝√２×（ＩＶ・ｓｉｎθ−ＩＵ・ｓｉｎ（θ−１２０°）） … （１）
Ｉｑ＝√２×（ＩＶ・ｃｏｓθ−ＩＵ・ｃｏｓ（θ−１２０°）） … （２）
また、ステータコイルに流れている電流（合成電流）｜Ｉ｜をｄｑ平面上で表現すると図６に示すようになる。すなわち図５からもわかるように、ｄ軸電流はロータＲの磁極方向の成分であり、ｑ軸電流はロータＲの磁極方向に垂直な電流の成分であることがわかる。

図４のステップＳ２において式による電流の変換が行なわれた後には、処理はステップＳ３に進む。

ステップＳ３では、現在の制御が矩形波制御中であるか否かが判断される。
現在の制御モードが矩形波制御モードである場合には処理はステップＳ４に進み、矩形波制御モードでない場合には処理はステップＳ１０に進む。

ステップＳ４では、ｄ軸電流Ｉｄに対応するｑ軸電流Ｉｑのしきい値を予め定められているマップＸから取得する。

図７は、矩形波制御中に参照されるしきい値のマップＸである。
図７を参照して、矩形波制御においては、たとえば要求トルクが２００Ｎ・ｍであるときは図７のＡ点で表されるｄ軸電流およびｑ軸電流が流れるようにインバータの制御が行なわれる。同様に要求トルクが１５０，１００，５０Ｎ・ｍである場合にはそれぞれ、Ｂ，Ｃ，Ｄ点で表される電流がモータに与えられるようにインバータの制御が行なわれる。

これらの電流を示す点の位置は矩形波制御可能範囲に入っていなければならない。この矩形波制御可能範囲から大きく外れてしまうと、モータの同期が取れなくなり矩形波制御ができなくなってしまう。そこでｄ軸電流にそれぞれ対応するｑ軸電流のしきい値、つまり切替しきい値ＩｑｔがマップＸに定められている。この切替しきい値Ｉｑｔを超えるｑ軸電流が流れるか否かがステップＳ５で判断される。

しきい値を超えるｑ軸電流Ｉｑが流れる場合には、処理はステップＳ６に進む。一方、ｑ軸電流Ｉｑがしきい値を超えない場合には処理はステップＳ８に進む。

ステップＳ６においては、図３の矢印８８で示す緊急切替が行なわれ、矩形波制御モードから過変調制御モードに制御モードの切替が行なわれる。そしてステップＳ７に処理が進み、昇圧コンバータの目標電圧Ｖを電流の乱れが生じていなかった場合の目標値Ｖ０からαだけ低下させＶ＝Ｖ０−αとする。

なお、ステップＳ７においてα＝０であってもよい。すなわち目標出力電圧を積極的に低下させることに加えてまたは代えて、目標出力電圧を現状維持して上昇させない等のインバータの過電圧防止するための何らかの処理を実行してもよい。

ステップＳ７の処理が終了すると処理はステップＳ１４に進み制御はメインルーチンに移される。一方ステップＳ８に処理が進んだ場合には、以前ステップＳ７で目標電圧を下げてからβ秒が経過したか否かが判断される。β秒はスリップ・グリップが発生してグリップ時のインバータ過電圧が解消されるのに十分な時間である。

ステップＳ８においてβ秒が経過していた場合には（ステップＳ８でＹＥＳの場合）処理はステップＳ９に進み昇圧コンバータの目標電圧Ｖを電流が乱れていなかった場合の目標電圧Ｖ０に戻す。

なお、ステップＳ７において目標出力電圧を積極的に低下させる以外のインバータの過電圧防止するための処理を実行した場合には、ステップＳ９においてその過電圧防止するための処理の設定を通常に戻す。

一方、ステップＳ８においてβ秒がまだ経過していない場合（ステップＳ８でＮＯの場合）には処理はステップＳ１４に進み制御はメインルーチンに戻される。

また、ステップＳ３からステップＳ１０に処理が進んだ場合には、過変調制御中であるか否かが判断される。

過変調制御中でない場合には制御性が一番良いＰＷＭ制御中であるため処理はステップＳ１４に進み制御はメインルーチンに戻される。

一方、ステップＳ１０において過変調制御中である場合にはステップＳ１１に処理が進みｄ軸電流Ｉｄに対応するｑ軸電流Ｉｑのしきい値をマップＹから取得する。

図８は、過変調制御中に参照されるしきい値のマップＹである。
図８を参照して、過変調制御が行なわれる場合には、過変調制御電流指令ライン上に制御電流を示す点が位置する。つまりたとえば要求トルクが２００，１５０，１００，５０Ｎ・ｍである場合にはそれぞれ点Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈで表わされるｄ軸電流およびｑ軸電流が流れるように制御が行なわれる。

マップＹにおいてもｄ軸電流に対応する切替しきい値Ｉｑｔが定められており、ステップＳ１２においてｑ軸電流Ｉｑがしきい値Ｉｑｔを超えたか否かが判断される。ステップＳ１２においてＩｑ＞しきい値Ｉｑｔが成立しない場合には過変調制御が維持できるためステップＳ１４に進み処理はメインルーチンに戻される。

一方ステップＳ１２においてＩｑ＞Ｉｑｔが成立した場合には処理はステップＳ１３に進む。

ステップＳ１３では、図３の矢印９２で示される緊急切替が行なわれ、過変調制御からＰＷＭ制御に制御モードが切替えられる。この切替が終了すると処理はステップＳ１４に進み制御はメインルーチンに戻される。

図９は、本発明が適用された車両の動作を説明するための動作波形図である。
図９を参照して、時刻ｔ０〜ｔ１は通常の安定した走行状態を示す。このときに昇圧ユニット出力指令値ＶＨ０は目標値としてＶ０＝６５０Ｖに設定されており、昇圧ユニット２０はこの指令値どおりの電圧６５０Ｖを出力している。

ここで時刻ｔ１において図２０に示すようにタイヤがスリップ状態になり、時刻ｔ２において着地してグリップ状態に変化したとする。このとき時刻ｔ１〜ｔ２の間においてはモータ回転数Ｎｍが上昇し、このときモータの回転トルクは一定となるように制御されている。エネルギ＝トルク×回転数であるため、モータジェネレータＭＧ２の消費電力Ｐｍは上昇する。

これに対してモータジェネレータＭＧ１はエンジンが回転しておりこれによって一定値の発電量が保持されている。その結果インバータ１４Ａにおいて電力の消費が増加するので、昇圧ユニットの出力電圧ＶＨは低下し、これを回復させようと昇圧ユニット２０が制御される結果、一旦低下した出力電圧ＶＨは再び６５０Ｖに戻る。

時刻ｔ２においてグリップ状態となると、モータ回転数Ｎｍは急速に減少するので、モータジェネレータＭＧ２における消費電力Ｐｍもこれに応じて低下する。その結果昇圧ユニット２０およびインバータ１４Ａにおいてエネルギ過多の状態となり、時刻ｔ２から時刻ｔ２Ａにかけて出力電圧ＶＨは６５０Ｖを超えた状態となる。

このとき時刻ｔ２Ａにおいて制御モードが矩形波制御から過変調制御に変更される緊急切替が起こり、これに応じて昇圧ユニットの出力電圧値も波形Ｗ１に示すようにα＝５０Ｖだけ低下され、昇圧ユニット出力指令値ＶＨ０は６００Ｖに設定される。その結果、昇圧ユニットの出力電圧ＶＨは波形Ｗ３で示すように上限値に対して余裕を持った状態で制御され、時刻ｔ３以降は安定な状態に収束していく。

たとえばモータジェネレータＭＧ２の消費電力Ｐｍを観測しておいてこれが急速に減少するような傾きを検出した場合に昇圧ユニットの出力指令値を下げる制御も考えられるが、この場合は制御モードの切替に応じて出力指令値ＶＨ０を切替えるよりも演算のために時間がかかってしまうので、破線の波形Ｗ２で示すタイミングで電圧切替指示が発生し、出力電圧ＶＨは破線の波形Ｗ４に示すように上限値に対してあまり余裕がない状態となってしまう。

したがって本発明の実施の形態によれば、インバータの制御モードの緊急切替に連係して昇圧ユニットの出力指令値を低下させることによってスリップ・グリップの判定が早くなり、余裕を持ってインバータの過電圧を防止できるようになる。

また、インバータの緊急切替制御と別の判定基準、たとえば消費電力の計算でインバータの過電圧を防止するための昇圧コンバータの制御を行なうよりも、制御装置の計算処理負担が少なくて済む。

［実施の形態２］
図１に示したハイブリッド自動車は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２およびエンジン２００のトルクを制御してこれらを動力分配機構であるプラネタリギヤＰＧで結合することにより無段階変速を行なっていた。

しかし、モータジェネレータの小型化と高速走行時の加速性の要求とを両立させるため、プラネタリギヤからデファレンシャルギヤＤＧに動力を伝達するプロペラシャフトの部分に、変速機を入れギヤ比を変えられるようにすることも検討されている。

図１０は、ギヤ比を２段階に切替可能な変速機を搭載するハイブリッド自動車３００の構成を示した図である。

図１０を参照して、自動車３００は、エンジン２００と、モータジェネレータＭＧ１と、プラネタリギヤＰＧと、モータジェネレータＭＧ２と、変速機３０７とを含む。なお、昇圧ユニット２０およびインバータ１４，１４Ａについては、自動車４００は図２に示すハイブリッド自動車１と同様の構成を有するため説明は繰返さない。

プラネタリギヤＰＧは、モータジェネレータＭＧ１のロータ３０４と一体的に回転するサンギヤ３０６と、エンジン２００のクランクシャフト３０２に結合されたプラネタリキャリヤ３１２で回転中心を支持され、サンギヤ３０６の周りに回転するピニオンギヤ３０８と、ピニオンギヤの外周と噛合う内歯歯車であるリングギヤ３１０とを含む。リングギヤ３１０はモータジェネレータＭＧ２のロータ３１４と一体的に回転する。

変速機３０７は、１組のラビニョ型遊星歯車機構によって構成されている。すなわちそれぞれ外歯歯車であるサンギヤ３２１とサンギヤ３２２とが設けられている。そして、サンギヤ３２１にピニオンギヤ３２３が噛合うとともに、そのピニオンギヤ３２３が第２のピニオンギヤ３２４に噛合い、その第２のピニオンギヤ３２４がサンギヤ３２１，３２２と同心円上に配置されたリングギヤ３２５に噛合っている。

なおピニオンギヤ３２３，３２４は、ともにプラネタリキャリヤ３２６によって自転かつ公転自在に支持されている。

そしてサンギヤ３２２はピニオンギヤ３２４に噛合っている。したがってサンギヤ３２１とリングギヤ３２５とはピニオンギヤ３２３，３２４とともにダブルピニオン型遊星歯車機構に相当する機構を構成する。またサンギヤ３２２とリングギヤ３２５とはピニオンギヤ３２４とともにシングルピニオン型遊星歯車機構に相当する機構を構成している。

さらに、変速機３０７には、サンギヤ３２１を選択的に固定するブレーキＢＨと、リングギヤ３２５を選択的に固定するブレーキＢＬとが設けられている。これらのブレーキＢＨ，ＢＬは摩擦力によって係合力を生じるいわゆる摩擦係合装置であり、多板形式の係合装置あるいはバンド形式の係合装置を採用することができる。

図１１は、図１０の変速機３０７の切替を説明するための図である。
図１０、図１１を参照して、変速機３０７は、サンギヤ３２２がいわゆる入力要素であり、またキャリヤ３２６が出力要素となっている。ブレーキＢＨを係合させることにより変速比が小さい高速段が設定され、ブレーキＢＨに換えてブレーキＢＬを係合させることにより高速段より変速比の大きい低速段が設定されるよう構成されている。

図１２は、実施の形態２において実行される昇圧コンバータの制御について説明するためのフローチャートである。

図１２を参照して、まず処理が開始されるとステップＳ１０１において駆動輪においてスリップが生じたか否かが判断される。

スリップが生じた場合には、同一トルク指令が制御装置３０からモータジェネレータＭＧ２に出されている場合には回転数が急上昇し、このためモータジェネレータＭＧ２における電力消費が急増する。この電力変化量が所定値を超えたことを検知しスリップしたと判断する。

ステップＳ１０１においてスリップしたと判断された場合には処理はステップＳ１０２に進む。一方ステップＳ１０１においてスリップしていないと判断された場合には処理はステップＳ１０４に進む。

ステップＳ１０２においては変速機３０７のギヤ段がローであるかハイであるかが判断される。すなわちブレーキＢＨが係合状態に制御されている場合にはギヤ段はハイであると判断され、ブレーキＢＬが係合状態に制御されている場合にはギヤ段はローであると判断される。

ステップＳ１０２においてギヤ段がローギヤであると判断された場合にはステップＳ１０３に処理が進む。一方、ギヤ段がハイギヤであると判断された場合にはステップＳ１０４に処理が進む。

ステップＳ１０３においては、スリップが発生してそのときギヤ段がローギヤであったことになる。この場合にはスリップの際に回転変動幅が大きくグリップ時のエネルギの余剰量も大きくなる。よってスリップ後にタイヤが接地してグリップする前にステップＳ１０３において予め昇圧電圧指令値Ｖ０を−αだけ低下させる。これによりグリップ時のエネルギ過多の状態を緩和することができる。

一方、ステップＳ１０４に処理が進んだ場合にはスリップが発生していないかまたはスリップが発生したとしてもギヤ段がハイギヤでありスリップ時の回転変動幅が比較的小さいことになる。このような場合には昇圧電圧指令値を変更しなくても制御を追従させることが可能であるので昇圧電圧指令値はＶ０のまま維持される。

ステップＳ１０３またはステップＳ１０４の処理が終了するとステップＳ１０５において制御はメインルーチンに移される。

図１３は、４速の変速機を搭載したハイブリッド自動車４００の構成を示す図である。
図１３を参照して、ハイブリッド自動車４００は、エンジン２００と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、プラネタリギヤＰＧと、変速機４０１とを含む。エンジン２００，モータジェネレータＭＧ１，プラネタリギヤＰＧおよびモータジェネレータＭＧ２の部分については、図１０において説明した自動車３００と同様な構成であるので説明は繰返さない。

変速機４０１は、クラッチＣ１〜Ｃ３と、ブレーキＢ１，Ｂ２と、ワンウェイクラッチＦ１と、第１，第２の遊星歯車機構とを含む。

第１の遊星歯車機構は、サンギヤ４０２と、ピニオンギヤ４０４と、リングギヤ４０６と、プラネタリキャリヤ４０８とを含む。

第２の遊星歯車機構は、サンギヤ４６１と、ピニオンギヤ４１２と、リングギヤ４１０と、プラネタリキャリヤ４１４とを含む。

サンギヤ４０２はブレーキＢ１によって固定可能であり、クラッチＣ３によってモータジェネレータＭＧ２のロータ３１４と一体的に回転するように固定可能である。ピニオンギヤ４０４はサンギヤ４０２と噛合い、自転および公転自在にプラネタリキャリヤ４０８によって支持されている。このプラネタリキャリヤ４０８はクラッチＣ２によってモータジェネレータＭＧ２のロータ３１４と一体的に回転するように固定可能であり、かつブレーキＢ２によって回転しないように固定することが可能である。さらにワンウェイクラッチＦ１が設けられ、プラネタリキャリヤ４０８は一方向にのみ回転するように動作が制限されている。

ピニオンギヤ４０４には内歯歯車であるリングギヤ４０６がさらに噛合っている。リングギヤ４０６はプラネタリキャリヤ４１４およびプロペラシャフトＰＳと繋がっており、これらと一体的に回転する。

サンギヤ４１６は外歯歯車であり、クラッチＣ１によってモータジェネレータＭＧ２のロータ３１４と一体的に回転するように固定することが可能である。ピニオンギヤ４１２はサンギヤ４１６と噛合っておりプラネタリキャリヤ４１４によって自転および公転自在に支持されている。

ピニオンギヤ４１２の外周を内歯歯車であるリングギヤ４１０が噛合っている。リングギヤ４１０はプラネタリキャリヤ４０８と一体的に回転するように繋がっておりブレーキＢ２で固定が可能である。

図１４は、変速機４０１の変速動作を説明するための図である。
図１３、図１４を参照して、第１速（１ＳＴ）のギヤ比にする場合にはクラッチＣ１が係合状態に制御されクラッチＣ２，Ｃ３およびブレーキＢ１は開放状態に制御される。そしてブレーキＢ２はエンジンブレーキを発生させるときにのみ係合状態に制御される。第１速ではワンウェイクラッチＦ１によってリングギヤ４１０が一方向にのみ回転するようになる。

第２速（２ＮＤ）のギヤ比に設定するにはクラッチＣ１およびブレーキＢ１を係合状態とし、クラッチＣ２，Ｃ３およびブレーキＢ２は開放状態に制御される。

第３速（３ＲＤ）のギヤ比に設定するには、クラッチＣ１，Ｃ２が係合状態に制御されてクラッチＣ３およびブレーキＢ１，Ｂ２は開放状態に制御される。

第４速（４ＴＨ）のギヤ比に設定するにはクラッチＣ２およびブレーキＢ１が係合状態とされクラッチＣ１，Ｃ３およびブレーキＢ２は開放状態に制御される。

また後進（ＲＥＶ）用にギヤをセットするには、クラッチＣ３およびブレーキＢ２を係合状態とし、クラッチＣ１，Ｃ２およびブレーキＢ１は開放状態に制御する。

図１５は、自動車４００の昇圧電圧の指令値を決定する制御についてのフローチャートである。このフローチャートの処理は、所定のメインルーチンから一定時間毎または所定の条件が成立する毎に呼び出されて実行される。

図１５を参照して、まず処理が開始されるとステップＳ２０１においてスリップしたか否かの判定が行なわれる。スリップしたと判定された場合にはステップＳ２０２に処理が進み、スリップしていないと判定された場合は、ステップＳ２１０に処理が進む。

ステップＳ２０２においては、変速機４０１のギヤ段が第１速であるか否かが判断される。そしてギヤ段が第１速であると判断された場合にはステップＳ２０３に処理が進み、第１速でないと判断された場合にはステップＳ２０４に処理が進む。

ステップＳ２０３においては昇圧コンバータ１２の昇圧電圧指令値Ｖ０を−１００Ｖだけ低下させるように指令が行なわれる。

一方、ステップＳ２０４においては変速機４０１のギヤ段が２速であるか否かが判断される。ギヤ段が２速であると判断された場合には処理はステップＳ２０５に進み、ギヤ段が２速でないと判断された場合には処理はステップＳ２０６に進む。

ステップＳ２０５においては昇圧コンバータ１２の昇圧電圧指令値Ｖ０を−８０Ｖだけ低下させるように指示が行なわれる。

一方、ステップＳ２０６に処理が進んだ場合にはさらに変速機４０１のギヤ段が３速であるか否かが判断される。ギヤ段が３速であると判断された場合にはステップＳ２０７に処理が進み、ギヤ段が３速でないと判断された場合にはステップＳ２０８に処理が進む。

ステップＳ２０７においては昇圧電圧指令値Ｖ０から−６０Ｖだけ指令値を低下させるように処理が行なわれる。

一方、ステップＳ２０８に処理が進んだ場合にはさらに変速機４０１のギヤ段が４速であるか否かが判断される。ギヤ段が４速であった場合にはステップＳ２０９に処理が進み、ギヤ段が４速でなかった場合にはステップＳ２１０に処理が進む。

ステップＳ２０９においては昇圧電圧指令値Ｖ０から−４０Ｖだけ指令値を低下させるように処理が行なわれる。

一方、ステップＳ２１０においては現在の昇圧電圧指令値Ｖ０がそのまま維持される。
ステップＳ２０３、Ｓ２０５、Ｓ２０７，Ｓ２０９，Ｓ２１０のいずれかの処理が終了するとステップＳ２１１において制御はメインルーチンに移される。

以上説明したように、モータジェネレータＭＧ２の出力軸と車輪との間に変速機を配置した場合には、変速機のギヤ段によってスリップ時のインバータおよび昇圧コンバータに対する影響が異なってくるためギヤ段に応じて昇圧コンバータの指令値を制御することにより制御の最適化を図ることができる。

同様に制御モードの切替においてもギヤ段の情報を利用して設定を行なうことができる。

図１６は、ギヤ段の情報を利用して制御モードを切替える制御についてのフローチャートである。このフローチャートの処理は、所定のメインルーチンから一定時間毎または所定の条件が成立する毎に呼び出されて実行される。

図１６を参照して、まず処理が開始されるとステップＳ２５１においてスリップしたか否かの判定が行なわれる。スリップしたと判定された場合にはステップＳ２５２に処理が進み、スリップしていないと判定された場合は、ステップＳ２６０に処理が進む。

ステップＳ２５２においては、変速機４０１のギヤ段が第１速であるか否かが判断される。そしてギヤ段が第１速であると判断された場合にはステップＳ２５３に処理が進み、第１速でないと判断された場合にはステップＳ２５４に処理が進む。

ステップＳ２５３においては、制御装置３０で実行されるインバータ１４Ａの制御モードが応答性の良い正弦波ＰＷＭモードに設定される。

一方、ステップＳ２５４においては変速機４０１のギヤ段が２速であるか否かが判断される。ギヤ段が２速であると判断された場合には処理はステップＳ２５５に進み、ギヤ段が２速でないと判断された場合には処理はステップＳ２５６に進む。

ステップＳ２５５においては、インバータ１４Ａの制御モードは、前回このフローチャートのルーチンで決定された制御モードがそのまま保持される。

一方、ステップＳ２５６に処理が進んだ場合にはさらに変速機４０１のギヤ段が３速であるか否かが判断される。ギヤ段が３速であると判断された場合にはステップＳ２５７に処理が進み、ギヤ段が３速でないと判断された場合にはステップＳ２５８に処理が進む。

ステップＳ２５７においては、インバータ１４Ａの制御モードは、前回このフローチャートのルーチンで決定された制御モードがそのまま保持される。

一方、ステップＳ２５８に処理が進んだ場合にはさらに変速機４０１のギヤ段が４速であるか否かが判断される。ギヤ段が４速であった場合にはステップＳ２５９に処理が進み、ギヤ段が４速でなかった場合にはステップＳ２６０に処理が進む。

ステップＳ２５９においては、インバータ１４Ａの制御モードは、前回このフローチャートのルーチンで決定された制御モードがそのまま保持される。

一方、ステップＳ２１０においても、インバータ１４Ａの制御モードは、前回このフローチャートのルーチンで決定された制御モードがそのまま保持される。

ステップＳ２５３，Ｓ２５５，Ｓ２５７，Ｓ２５９，Ｓ２６０のいずれかの処理が終了するとステップＳ２１１において制御はメインルーチンに移される。

なお、たとえば、ステップＳ２５５，Ｓ２５７，Ｓ２５９，の処理を、正弦波ＰＷＭ制御モードの次に応答性の良い過変調ＰＷＭ制御モードに設定しても良い。

図１７は、実施の形態２における制御が実行された一例を示した動作波形図である。
図１７を参照して、横軸に時刻が示され、モータ回転数Ｎｍ、制御モード、トルク指令ＴＲおよび昇圧コンバータ１２の目標電圧指令ＶＨ０が示される。

時刻ｔ１までは通常の走行をしており、たとえば障害物に乗り上げることによって時刻ｔ１〜ｔ２において車輪の空転が発生しスリップ状態となる。このとき電流増加などによりスリップ判定フラグＦがオフ状態からオン状態となる。これに応じて制御モードが時刻ｔ１において正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードに切替り、さらに時刻ｔ２においては過変調ＰＷＭ制御モードから矩形制御モードに切替る。

図１８は、制御モードの切替りについて説明するための図である。
たとえばスリップした場合の変速機のギヤ段がローギヤである場合にはスリップしたときは初期トルクが大きいために回転数の変化幅が大きい。つまり高い回転まで回転数が上昇する。したがって、図１８においてトルクＴはほぼ等しいまま回転数Ｎが増加し、制御モードは点Ｐ１における正弦波ＰＷＭ制御モードから点Ｐ２における過変調ＰＷＭ制御モードとなりさらに点Ｐ３においては矩形制御モードに遷移する。

このスリップした直後時刻ｔ２〜ｔ３の間で、車輪がグリップ状態に遷移し時刻ｔ３〜ｔ４の間ではモータ回転数Ｎｍが低下する。このようにスリップした直後制御モードが矩形制御である場合には、急激なグリップが発生した場合に制御では応答できず制御破綻を起こす可能性がある。

これを防ぐためには、スリップ判定となったときにギヤ段が影響の大きいローギヤであった場合には制御性のよい正弦波ＰＷＭ制御モードへ予め移行させてしまえばよい。

図１９は、グリップ発生後の制御モードの切替についてさらに説明するための図である。

図１７、図１９を参照して、時刻ｔ３〜ｔ４においては、制御モードが矩形制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードを経て正弦波ＰＷＭ制御モードに切替えられている。

図１９では、点Ｐ３から点Ｐ４を経て点Ｐ５で制御モードが正弦波ＰＷＭモードに切替えられている。このとき図１９に示した回転数とトルクのマップ上の領域によってはトルクが大きく絞られてときには図１９に示すように０トルクとなる場合があるがこれは許容することとする。ここでトルクを絞ることにより、モータジェネレータＭＧ２の消費電力が急激に減少するため、モータジェネレータＭＧ１で発電した発電量が過多となって図２のコンデンサＣ２の電圧が上昇する恐れがある。

これに対しては、スリップ判定となったときに変速機のギヤ段がローギヤである場合には予め昇圧電圧目標値を下げることによって対応する。また図１５に示すように、ギヤ段の切替えが複数段ある場合には、この段数に応じて昇圧電圧指令値を低下させる量を複数段階に変更してもよい。

このように実施の形態２においては、変速機によってギヤ段の切替えを行なう車両においてギヤ段によってグリップ時のエネルギ変動幅が異なるため、ギヤ段に応じた制御モードおよび目標電圧を設定することで目標電圧の変化幅を最小にしつつ、インバータ過電圧を防止することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に係るハイブリッド自動車１の構成を示すブロック図である。 図１に示したハイブリッド自動車１についてインバータおよび昇圧ユニット周辺を詳細に示した回路図である。 ハイブリッド自動車１に搭載されるインバータの制御モードの状態遷移図である。 制御装置３０で実行される昇圧コンバータおよびインバータの制御に関するプログラムの制御構造を示すフローチャートである。 ｄ軸電流、ｑ軸電流を説明するための第１の図である。 ｄ軸電流、ｑ軸電流を説明するための第２の図である。 矩形波制御中に参照されるしきい値のマップＸである。 過変調制御中に参照されるしきい値のマップＹである。 本発明が適用された車両の動作を説明するための動作波形図である。 ギヤ比を２段階に切替可能な変速機を搭載するハイブリッド自動車３００の構成を示した図である。 図１０の変速機３０７の切替を説明するための図である。 実施の形態２において実行される昇圧コンバータの制御について説明するためのフローチャートである。 ４速の変速機を搭載したハイブリッド自動車４００の構成を示す図である。 変速機４０１の変速動作を説明するための図である。 自動車４００の昇圧電圧の指令値を決定する制御についてのフローチャートである。 ギヤ段の情報を利用して制御モードを切替える制御についてのフローチャートである。 実施の形態２における制御が実行された一例を示した動作波形図である。 制御モードの切替りについて説明するための図である。 グリップ発生後の制御モードの切替についてさらに説明するための図である。 車両のスリップ状態とグリップ状態を説明するための図である。

符号の説明

１，３００，４００ ハイブリッド自動車、４，６ ギヤ、７，２７ 車速センサ、９ アクセルセンサ、１０，１３，２１ 電圧センサ、１１，２４Ｕ，２４Ｖ，２８Ｕ，２８Ｖ 電流センサ、１２ 昇圧コンバータ、１４，１４Ａ インバータ、１５，１５Ａ Ｕ相アーム、１６，１６Ａ Ｖ相アーム、１７，１７Ａ Ｗ相アーム、２０Ｒ，２０Ｌ 前輪、２０ 昇圧ユニット、２２Ｒ，２２Ｌ 後輪、３０ 制御装置、２００ エンジン、Ｂ バッテリ、Ｂ０〜Ｂｎ 電池ユニット、Ｃ１，Ｃ２ キャパシタ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、ＤＧ デファレンシャルギヤ、Ｌ１ リアクトル、ＬＵ，ＬＶ，ＬＷ コイル、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、ＰＧ プラネタリギヤ、Ｑ１〜Ｑ８ ＩＧＢＴ素子、Ｒ，３０４，３１４ ロータ、ＳＲ１，ＳＲ２ システムメインリレー、Ｘ，Ｙ マップ、３０２ クランクシャフト、３０６，３２１，３２２，４０２，４１６，４６１ サンギヤ、３０７，４０１ 変速機、３０８，３２３，３２４，４０４，４１２ ピニオンギヤ、３１０，３２５，４０６，４１０ リングギヤ、３１２，３２６，４０８，４１４ プラネタリキャリヤ、Ｂ１，Ｂ２ ブレーキ、ＢＨ，ＢＬ ブレーキ、Ｃ１〜Ｃ３ クラッチ、Ｆ１ ワンウェイクラッチ、ＰＳ プロペラシャフト。

Claims (12)

1. 車輪を駆動する少なくとも１つのモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータに直流電源電流を供給する昇圧コンバータとを備える車両の制御装置であって、
   前記インバータに対して矩形波制御と非矩形波制御とを切替えて行なう制御部を備え、
   前記制御部は、車輪のスリップを検出して前記矩形波制御から前記非矩形波制御に制御を切替える緊急切替条件を判定基準の一つとして有し、前記矩形波制御実行中に前記緊急切替条件が成立した場合に前記昇圧コンバータに対して前記インバータの過電圧を防止するための処理を指示し、
   前記制御部は、前記昇圧コンバータに対して昇圧の目標電圧を指示し、前記インバータの過電圧を防止するための処理として、前記目標電圧を下げる、車両の制御装置。
2. 前記非矩形波制御は、過変調ＰＷＭ制御または正弦波ＰＷＭ制御である、請求項１に記載の車両の制御装置。
3. 前記制御部は、前記インバータから前記モータに流れる電流に応じて前記緊急切替条件の成立を判定する、請求項１に記載の車両の制御装置。
4. 前記制御部は、前記インバータから前記モータに供給されるｑ軸電流が所定のしきい値を超えた場合に前記緊急切替条件が成立したと判定する、請求項３に記載の車両の制御装置。
5. 前記ｑ軸電流の前記所定のしきい値は、前記インバータから前記モータに供給されるＩ軸電流に対応して予め定められる、請求項４に記載の車両の制御装置。
6. 前記車両は、
   前記モータの駆動力を変速して車軸に伝える多段変速機をさらに備え、
   前記制御部は、前記緊急切替条件成立時に前記多段変速機の変速段に応じて前記昇圧コンバータに対して指示を変更する、請求項１〜５のいずれか１項に記載の車両の制御装置。
7. 車輪を駆動する少なくとも１つのモータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータに直流電源電流を供給する昇圧コンバータと、
   前記インバータに対して矩形波制御と非矩形波制御とを切替えて行なう制御部を備え、
   前記制御部は、車輪のスリップを検出して前記矩形波制御から前記非矩形波制御に制御を切替える緊急切替条件を判定基準の一つとして有し、前記矩形波制御実行中に前記緊急切替条件が成立した場合に前記昇圧コンバータに対して前記インバータの過電圧を防止するための処理を指示し、
   前記制御部は、前記昇圧コンバータに対して昇圧の目標電圧を指示し、前記インバータの過電圧を防止するための処理として、前記目標電圧を下げる、車両。
8. 前記非矩形波制御は、過変調ＰＷＭ制御または正弦波ＰＷＭ制御である、請求項７に記載の車両。
9. 前記制御部は、前記インバータから前記モータに流れる電流に応じて前記緊急切替条件の成立を判定する、請求項７に記載の車両。
10. 前記制御部は、前記インバータから前記モータに供給されるｑ軸電流が所定のしきい値を超えた場合に前記緊急切替条件が成立したと判定する、請求項９に記載の車両。
11. 前記ｑ軸電流の前記所定のしきい値は、前記インバータから前記モータに供給されるＩ軸電流に対応して予め定められる、請求項１０に記載の車両。
12. 前記モータの駆動力を変速して車軸に伝える多段変速機をさらに備え、
    前記制御部は、前記緊急切替条件成立時に前記多段変速機の変速段に応じて前記昇圧コンバータに対して指示を変更する、請求項７〜１１のいずれか１項に記載の車両。

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