JP5413505B2 - モータ駆動システムのための制御装置およびそれを搭載した車両 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動システムのための制御装置およびそれを搭載した車両に関し、より特定的には、弱め界磁制御の実行が可能なモータ駆動システムにおいて、損失を低減するモータ駆動制御に関する。

近年、環境に配慮した車両として、蓄電装置（たとえば二次電池やキャパシタなど）を搭載し、蓄電装置に蓄えられた電力から生じる駆動力を用いて走行する車両が注目されている。このような車両には、たとえば電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池車などが含まれる。

これらの車両においては、蓄電装置に蓄えられた電力から駆動力を生成するために、一般的にモータが備えられる。このモータとして、ロータ内に永久磁石を埋め込んだ永久磁石型同期電動機（ＰＭモータ）が採用される場合がある。このようなＰＭモータでは、モータを駆動するための電流をできるだけ少なくするために、磁石から発生される磁力が比較的強めになるように設定される場合がある。しかしながら、このような場合、モータの高速回転時においては、磁石によって発生するモータの誘起電圧（逆起電力）が、モータを駆動するインバータの入力電圧よりも大きくなる可能性があり得る。

このような課題に対して、磁石の磁力を滅殺するような方向の界磁電流を増加させることによってモータの誘起電圧を低減する、いわゆる弱め界磁制御が一般的に知られている。この弱め界磁制御を用いることで、制御の破綻を防止しつつ、高回転まで継続してモータを駆動することが可能となる。

特開２００８−２５９２７０号公報（特許文献１）は、電動車両において、気圧が低くなった場合などの状況において、部品保護の観点からインバータ入力電圧の目標値が変化した場合に、インバータのゲート遮断を行なうか、または、零トルク制御（弱め界磁制御）を行なうかを切替えるためのしきい値を、電圧目標値に連動させて変化させる技術を開示する。特開２００８−２５９２７０号公報（特許文献１）によれば、電動機で発生した逆起電力が回生電力としてながれることにより、意図しない回生制動が発生することを防止することができる。

特開２００８−２５９２７０号公報 特開２００９−０６５７５８号公報 特開平１０−０６６３８３号公報 特開平０７−１０７７７２号公報

このような弱め界磁制御を行なうことにより、制御の破綻なく高回転までモータの駆動が可能となる。その一方で、弱め界磁制御を行なうために、モータ電流を増加させることが必要であるため、逆に電流増加による損失が増加してしまう。そのため、高速領域において燃費（効率）が改善できない場合が発生し得る。

本発明は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、高速領域において弱め界磁制御を行なうモータ駆動システムにおいて、弱め界磁電流量を低減することによって効率を向上させることである。

本発明による制御装置は、ロータに磁石を有する交流電動機を駆動するためのモータ駆動システムのための制御装置である。モータ駆動システムは、充電可能に構成された直流電源と、直流電源から供給される電源電圧を昇圧するための第１のコンバータと、第１のコンバータからの直流電力を交流電力に変換して交流電動機を駆動するためのインバータとを含む。制御装置は、交流電動機のトルク指令値に基づいて、第１のコンバータに対する昇圧指令値を生成する。また、制御装置は、昇圧指令値および交流電動機の駆動状態に基づいて、インバータから交流電動機へ供給する磁石の力を弱める方向の電流を増加する弱め界磁制御を実行すべきか否かを判定する。そして、制御装置は、弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつトルク指令値の絶対値がしきい値よりも小さいときには、生成した昇圧指令値をさらに増加する。

好ましくは、制御装置は、弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつトルク指令値の絶対値がしきい値よりも小さいときには、制御による第１のコンバータの出力電圧変動を考慮して昇圧指令値を制限する第１の電圧変動成分に基づいて、生成した昇圧指令値をさらに増加する。

好ましくは、制御装置は、弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつトルク指令値の絶対値がしきい値よりも小さいときには、第１のコンバータに含まれるスイッチング素子のスイッチング動作時の電圧変動、およびインバータに含まれるスイッチング素子のスイッチング動作時の電圧変動のうちの小さい方を考慮して昇圧指令値を制限する第２の電圧変動成分に基づいて、生成した昇圧指令値をさらに増加する。

好ましくは、第２の電圧変動成分は、第１のコンバータについては第１のコンバータに流れる電流に応じて定められ、インバータについては交流電動機に流れる電流に応じて定められる。

好ましくは、第１のコンバータに流れる電流は、交流電動機に流れる電流に基づいて算出される。

好ましくは、制御装置は、弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつトルク指令値がほぼゼロのときには、第１のコンバータおよびインバータのスイッチング動作を停止するとともに、第１のコンバータおよびインバータに含まれるスイッチング素子の耐電圧まで、生成した昇圧指令値をさらに増加する。

好ましくは、第１のコンバータに含まれるスイッチング素子の耐電圧は、インバータに含まれるスイッチング素子の耐電圧よりも大きい。

好ましくは、モータ駆動システムは、第１のコンバータとインバータとの間の電源ノードに生じた電力を吸収するためのコンデンサと、電源ノードとコンデンサとの間に接続される第２のコンバータとをさらに含む。制御装置は、インバータおよび第１のコンバータを停止した状態を解除する場合には、第１のコンバータに含まれるスイッチング素子の耐電圧から第１の電圧変動成分および第２の電圧変動成分の少なくとも一方に対応する電圧を差し引いた電圧まで昇圧指令値を制限するとともに、電源ノードの電圧が制限された昇圧指令値よりも小さくなるように第２のコンバータを制御する。

本発明による車両は、ロータに磁石を有する交流電動機と、充電可能に構成された直流電源と、直流電源からの電力を用いて、交流電動機を駆動するための駆動装置と、駆動装置を制御するための制御装置とを備える。駆動装置は、交流電動機を駆動するためのインバータと、直流電源とインバータとの間に接続され、直流電源とインバータとの間で電圧変換を行なうように構成されたコンバータとを含む。制御装置は、交流電動機のトルク指令値に基づいて、コンバータに対する昇圧指令値を生成する。また、制御装置は、昇圧指令値および交流電動機の駆動状態に基づいて、インバータから交流電動機へ供給する磁石の力を弱める方向の電流を増加する弱め界磁制御を実行すべきか否かを判定する。そして、制御装置は、弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつトルク指令値の絶対値がしきい値よりも小さいときには、生成した昇圧指令値をさらに増加する。

好ましくは、交流電動機は、主に直流電源の充電電力を発生させるための第１の交流電動機と、主に車両を走行するための駆動力を発生させるための第２の交流電動機とを含む。インバータは、第１の交流電動機を駆動するための第１のインバータと、コンバータに対して第１のインバータに並列に接続され第２の交流電動機を駆動するための第２のインバータとを含む。また、車両は、エンジンと、ロック機構とをさらに備える。エンジンは、第１の交流電動機および第２の交流電動機に接続され、制御装置により第１の交流電動機および第２の交流電動機と協調的に制御されて、車両の駆動力を発生する。ロック機構は、予め定められた条件の場合に、第１の交流電動機の回転を機械的に固定できるように構成される。そして、制御装置は、ロック機構によって第１の交流電動機の回転が固定されている場合に、第２の交流電動機の駆動状態に基づいて、生成した昇圧指令値をさらに増加する。

好ましくは、制御装置は、ロック機構によって第１の交流電動機の回転が固定されている場合に、エンジンが発生する駆動力によって車両を駆動するとともに、第１のインバータ、第２のインバータおよびコンバータのスイッチング動作を停止する。

好ましくは、制御装置は、車両に与えられる駆動力をほぼゼロとするフリーランモードを有し、フリーランモードが設定された場合は、インバータおよびコンバータのスイッチング動作を停止する。

本発明よれば、高速領域において弱め界磁制御を行なうモータ駆動システムにおいて、弱め界磁電流量を低減することによって効率を向上させることができる。

本実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システムを搭載した車両の全体構成図である。 本実施の形態に従うモータ駆動システムにおける交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と制御モードとの対応関係を示す図である。 交流電動機の回転速度とトルク指令値の関係を示す図である。 交流電動機の回転速度と、交流電動機に発生する誘起電圧およびモータ電流との関係を示す図である。 コンバータおよびインバータの設計時において、システム電圧の最大値を定める概略的な手法を説明するための図である。 実施の形態１における、システム電圧の最大値を緩和する手法を説明するための図である。 実施の形態１における、交流電動機の回転速度とトルク指令値の関係を示す図である。 実施の形態１のモータ駆動制御を適用した場合の、交流電動機の回転速度と、交流電動機に発生する誘起電圧およびモータ電流との関係を示す図である。 実施の形態１を適用した場合の、システム電圧、トルク指令値、および回転速度の関係の一例を示すタイムチャートである。 実施の形態１において、制御装置で実行される、モータ駆動制御を説明するための機能ブロック図である。 実施の形態１において、制御装置で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２における、システム電圧の最大値を緩和する手法を説明するための図である。 インバータにおける、モータ電流と、そのときのスイッチング動作によって発生するスイッチングサージ電圧との関係の一例を示す図である。 コンバータにおける、リアクトルを流れるリアクトル電流と、そのときのスイッチング動作によって発生するスイッチングサージ電流との関係の一例を示す図である。 実施の形態２において、制御装置で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。 実施の形態３の概要を説明するための図である。 実施の形態３における、トルク指令値と回転速度との関係を示す図である。 実施の形態３における、交流電動機の回転速度と、交流電動機に発生する誘起電圧およびモータ電流との関係を示す図である。 実施の形態３を適用した場合の、システム電圧、トルク指令値、および回転速度の関係の一例を示すタイムチャートである。 実施の形態３において、制御装置で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。 実施の形態４における、コンバータおよびインバータの耐電圧の比較を示す図である。 実施の形態５に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システムを搭載した車両の全体構成図である。 実施の形態５を適用した場合の、システム電圧、トルク指令値、および回転速度の関係の一例を示すタイムチャートである。 実施の形態５において、制御装置で実行される、モータ駆動制御を説明するための機能ブロック図である。 実施の形態５において、制御装置で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。 実施の形態６に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システムを搭載した車両の全体構成図である。 実施の形態６における、モータ駆動制御の概要を説明するための共線図である。 実施の形態６において、制御装置で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。 実施の形態７において、制御装置で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。 実施の形態７の変形例において、制御装置で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

［電動機制御の全体構成］
図１は、本実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システム１００を搭載した車両１０の全体構成図である。

図１を参照して、車両１０は、モータ駆動システム１００と、動力伝達ギア１６０と、エンジン１７０と、駆動輪１８０とを備える。また、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部２０と、コンデンサＣ２と、インバータ１３０と、交流電動機ＭＧ１と、制御装置２００とを含む。

なお、本実施の形態においては、車両１０は、図１のように交流電動機ＭＧ１とエンジン１７０とを備えるハイブリッド車両を例として説明するが、車両１０は、電気エネルギを用いて電動機によって駆動力を発生する車両であればこの構成に制限されない、すなわち、車両１０は、ハイブリッド自動車のほかに、電気自動車や燃料電池車などを含む。

交流電動機ＭＧ１は、車両１０において、駆動輪１８０を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機ＭＧ１は、エンジン１７０にて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機ＭＧ１は、エンジン１７０に対して電動機として動作し、たとえば、エンジンの始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

交流電動機ＭＧ１の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギア１６０を介して駆動輪１８０に伝達されて、車両１０を走行させる。交流電動機ＭＧ１は、車両１０の回生制動動作時には、駆動輪１８０の回転力によって発電することができる。そして、その発電電力は、インバータ１３０によって直流電源１１０の充電電力に変換される。

また、交流電動機ＭＧ１は、動力伝達ギア１６０を介してエンジン１７０に接続される。そして、制御装置２００によって、エンジン１７０および交流電動機ＭＧ１が協調的に動作されることによって、必要な車両駆動力が発生される。この場合、エンジンの回転による発電電力を用いて、直流電源１１０を充電することも可能である。なお、図１においては、交流電動機およびインバータがそれぞれ１つずつである構成について示されるが、交流電動機およびインバータの対を複数備える構成とすることも可能である。

直流電圧発生部２０は、直流電源１１０と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１と、コンバータ１２０とを含む。

直流電源１１０は、代表的には、ニッケル水素電池またはリチウムイオン電池等の二次電池あるいは電気二重層キャパシタ等を有する蓄電装置を含んで構成される。直流電源１１０が出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１１２および電流センサ１１１によってそれぞれ検出される。これらの検出値は、制御装置２００へ伝達される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源１１０の正極端子および電力線ＰＬ１の間に接続される。システムリレーＳＲ２は、直流電源１１０の負極端子および接地線ＮＬ１の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置２００からの信号ＳＥによりオン・オフが制御され、直流電源１１０とコンバータ１２０との間の、電力の供給と遮断とを切替える。

コンバータ１２０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線ＨＰＬおよび接地線ＮＬ１の間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置２００からのスイッチング制御信号ＰＷＣ１によって制御される。

本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線ＰＬ１の間に接続される。また、コンデンサＣ２は、電力線ＨＰＬおよび接地線ＮＬ１の間に接続される。

インバータ１３０は、電力線ＨＰＬおよび接地線ＮＬ１の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１３１と、Ｖ相上下アーム１３２と、Ｗ相上下アーム１３３とを含んで構成される。各相上下アームは、電力線ＨＰＬおよび接地線ＮＬ１の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１３１はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含み、Ｖ相上下アーム１３２はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含み、Ｗ相上下アーム１３３はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置２００からのスイッチング制御信号ＰＷＩ１によって制御される。

代表的には、交流電動機ＭＧ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１３１〜１３２のスイッチング素子の中間点と接続される。

コンバータ１２０は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２０は、昇圧動作時には、直流電源１１０から供給された直流電圧Ｖｂを直流電圧ＶＨ（インバータ１３０への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線ＨＰＬへ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２０は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧Ｖｂに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、接地線ＮＬ１へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作および降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶｂの比）は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

コンデンサＣ２は、コンバータ１２０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１３０へ供給する。電圧センサ１４０は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置２００へ出力する。

インバータ１３０は、交流電動機ＭＧ１のトルク指令値が正（ＴＲ＞０）の場合には、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置２００からのスイッチング制御信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機ＭＧ１を駆動する。また、インバータ１３０は、交流電動機ＭＧ１のトルク指令値が零の場合（ＴＲ＝０）には、スイッチング制御信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機ＭＧ１を駆動する。これにより、交流電動機ＭＧ１は、トルク指令値ＴＲによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載された車両の回生制動時には、交流電動機ＭＧ１のトルク指令値ＴＲは負に設定される（ＴＲ＜０）。この場合には、インバータ１３０は、スイッチング制御信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、交流電動機ＭＧ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）をコンデンサＣ２を介してコンバータ１２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ１４１は、交流電動機ＭＧ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１を検出し、その検出したモータ電流を制御装置２００へ出力する。なお、Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相の三相電流の瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ１４１は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流とＷ相電流）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）１４２は、交流電動機ＭＧ１の回転角θ１を検出し、その検出した回転角θ１を制御装置２００へ出力する。制御装置２００では、回転角θ１に基づき交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１および角速度ω１（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ１４２については、回転角θ１を制御装置２００にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置２００は、電子制御ユニットにより構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置２００は、入力されたトルク指令値ＴＲ、電圧センサ１１２によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１４０によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ１４１からのモータ電流ＭＣＲＴ１、回転角センサ１４２からの回転角θ１等に基づいて、交流電動機ＭＧ１がトルク指令値ＴＲに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２０およびインバータ１３０の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２０およびインバータ１３０を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＰＷＣ１，ＰＷＩ１を生成して、コンバータ１２０およびインバータ１３０へ出力する。

コンバータ１２０の昇圧動作時には、制御装置２００は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが昇圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号ＰＷＣ１を生成する。

また、制御装置２００は、車両の回生制動モードのときには、交流電動機ＭＧ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号ＰＷＩ１を生成してインバータ１３０へ出力する。これにより、インバータ１３０は、交流電動機ＭＧ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２０へ供給する。

さらに、制御装置２００は、車両が回生制動モードのときには、インバータ１３０から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号ＰＷＣ１を生成し、コンバータ１２０へ出力する。これにより、交流電動機ＭＧ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、さらに降圧されて直流電源１１０に供給される。

［制御モードの説明］
制御装置２００による交流電動機ＭＧ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本実施の形態に従うモータ駆動システムにおける交流電動機ＭＧ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本実施の形態によるモータ駆動システム１００では、交流電動機ＭＧ１の制御、すなわち、インバータ１３０における電力変換について、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の３つの制御モードを切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機ＭＧ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１３０の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称する。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機ＭＧ１に印加される線間電圧が正弦波となる。

一方、矩形波制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機ＭＧ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

交流電動機ＭＧ１では、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機ＭＧ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波制御モードのいずれかが選択的に適用される。

矩形波制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、制御可能なパラメータはモータ印加電圧の位相のみとなる。矩形波制御においては、目標のトルク指令値とトルク実績値との偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を直接制御するトルクフィードバック制御を実行する場合、および、ＰＷＭ制御と同様にモータ電流のフィードバックによって、モータ印加電圧の位相を制御する場合がある。なお、矩形波制御においては、モータ印加電圧の位相を制御することによって、結果として、ロータの永久磁石の磁力を滅殺するような界磁成分の電流を制御することになる。すなわち、矩形波制御の領域は、後述する弱め界磁制御領域に相当する。

図３には、交流電動機ＭＧ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転域Ａ３では、矩形波制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の適用により、交流電動機ＭＧ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

［実施の形態１］
このようなモータ駆動システムにおいては、上述のように交流電動機ＭＧ１を高回転または高出力とするためには、システム電圧ＶＨを高くする必要がある。しかしながら、このシステム電圧ＶＨは、どこまでも高く設定することはできず、基本的にはコンバータやインバータなどの機器の耐電圧によって制限され得る。

図４は、図３と同様に交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１とトルク指令値ＴＲの関係を示す図である。図４においては、曲線Ｗ２がシステム電圧ＶＨが最大値となる限界値を示している。

すなわち、曲線Ｗ２より低回転側または低出力側は、システム電圧ＶＨが可変な領域であり、この領域では、上述のＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御）によって、モータ印加電圧の大きさを制御することによって所望の回転速度および出力トルクを得ることができる。しかしながら、曲線Ｗ２より高回転側または高出力側においては、すでにシステム電圧ＶＨが最大値に到達しているのでシステム電圧ＶＨの大きさを制御することはできない。そのため、上述のようにこの領域においては、モータに印加される矩形波電圧パルスの位相を制御する。換言すると、モータに供給される電流をｄ軸およびｑ軸の２相ベクトル変換した場合に、いわゆる界磁電流成分に相当するｄ軸電流を増加させて磁石の強さを弱めるように制御する、弱め界磁制御を行なう。このようにすることによって、システム電圧ＶＨを最大値に固定した状態で、高回転速度まで運転を継続することが可能となる。
なお、図４においては、トルク指令値ＴＲが正の場合、すなわち力行の場合のみが示されるが、トルク指令値ＴＲが負となる回生の場合も同様である。

図５は、交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１と、交流電動機ＭＧ１に発生する誘起電圧（逆起電圧）およびモータ電流ＭＣＲＴ１との関係の一例を示す図である。

交流電動機ＭＧ１に発生する誘起電圧は、界磁を一定とした場合には、図５中の曲線Ｗ５のように、回転速度ＭＲＮ１に比例して増加する。そして、コンバータやインバータなどの電気機器から定まるシステム電圧ＶＨの最大値をＶｄｃとした場合、この最大値Ｖｄｃと交流電動機ＭＧ１の誘起電圧とが釣り合う点Ｐ１となる回転速度Ｎ１よりも高回転速度になると、誘起電圧が最大システム電圧Ｖｄｃより大きくなってしまう。そうすると、電気機器の耐電圧を超過した電圧が印加されることによって、機器の破損や劣化等を招くおそれがある。

そのため、図５中の曲線Ｗ７で示すように、モータ電流ＭＣＲＴ１のうち、磁石の強さを弱める電流（界磁電流）を増加させることによって、交流電動機ＭＧ１に発生する誘起電圧を低減させ、誘起電圧が最大システム電圧Ｖｄｃを超えないように制御する。

このような、弱め界磁制御を行なうことによって、誘起電圧が最大システム電圧Ｖｄｃを超えないようにしつつ、高回転速度まで交流電動機ＭＧ１を運転させることが可能となるが、一方で、図５中のＷ７で示したように交流電動機ＭＧ１に供給する電流が増加する。そのため、この増加させた電流による損失が増加し、特に高速運転領域において効率が向上できない場合が起こり得る。

また、弱め界磁制御となる領域であっても、たとえば、図１に示す車両１０について、高速道路において高速で走行中にアクセルペダルをオフとして惰性で走行するようなトルク指令値が小さい運転状態の場合は、モータ電流のトルク成分であるｑ軸電流が減少するため、それに対応して制御に起因する電圧変動も小さくなり得る。そのため、この電圧変動を考慮して定められた最大システム電圧Ｖｄｃを緩和することが可能となる場合がある。

そこで、本実施の形態１においては、弱め界磁制御が行なわれるモータ駆動システムにおいて、トルク指令値が小さい場合には、弱め界磁制御を実行する領域をできるだけ高速側へシフトさせることによってＰＷＭ制御を高速側まで継続可能とするモータ駆動制御を行なう。これによって、高回転速度領域において弱め界磁制御のための電流を低減し、モータ駆動システムの効率を向上させることができる。

図６から図９を用いて、本実施の形態１におけるモータ駆動制御の概要について説明する。

図６は、コンバータ１２０およびインバータ１３０の設計時において、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを定める概略的な手法を説明するための図である。

図６を参照して、一般的に、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃは、これらの電気機器に含まれるスイッチング素子の静的な耐電圧によって定められる。すなわち、スイッチング素子単体の耐電圧Ｖｍａｘを図６中のＶ３とした場合、通常の制御変動に起因して発生し得る電圧変動成分ΔＶ１、スイッチング素子がスイッチング動作をする際に発生するサージ電流に起因して発生する電圧変動成分ΔＶ２、および電流センサや電圧センサの検出誤差に起因して発生する電圧変動成分ΔＶ３を、スイッチング素子単体の耐電圧Ｖｍａｘから差し引いた電圧Ｖ０が、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃとして定められる。

上述のように、トルク指令値が非常に小さい場合には、制御変動に起因して発生し得る電圧変動成分が小さくなるので、図６で説明したΔＶ１を考慮しないでよい場合がある。そのため、本実施の形態１では、通常であれば弱め界磁制御となる領域において、トルク指令値が所定の基準値よりも小さい場合には、図７のようにシステム電圧ＶＨの最大値をＶｄｃ１（＝Ｖ１）まで緩和することによって昇圧指令値を増加して弱め界磁制御を実行するか否かを判断する。

図８は、実施の形態１の場合における、図４と同様の交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１とトルク指令値ＴＲの関係を示す図である。図８において、本実施の形態１が対象とする領域は、破線で囲んだ領域ＲＧ１で示すような高回転速度かつ低トルク指令の領域である。本実施の形態においては、この領域ＲＧ１に該当する場合には、システム電圧ＶＨの最大値を緩和することによって、昇圧指令値を増加させる。これによって、システム電圧ＶＨが最大となる曲線が、破線のＷ１２から高回転速度側の実線のＷ１３へシフトする。その結果、弱め界磁制御が通常よりも高回転速度から開始されることになる。

図９は、本実施の形態１のモータ駆動制御を適用した場合の、図５に対応する、交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１と、交流電動機ＭＧ１に発生する誘起電圧およびモータ電流ＭＣＲＴ１との関係の一例を示す図である。

図９を参照して、図８の領域ＲＧ１で示すような高回転速度かつ低トルク指令となる運転状態では、図７のように、システム電圧ＶＨの最大値がＶｄｃ１（＝Ｖ１）に設定される。これによって、モータの誘起電圧が図９中の点Ｐ２となるまでＰＷＭ制御が継続され、モータの誘起電圧が点Ｐ２に到達した時点から弱め界磁制御が開始される。これによって、モータ電流ＭＣＲＴ１が、破線の曲線Ｗ１７から実線の曲線Ｗ１８のようになる。その結果、弱め界磁制御のために増加させる電流量が低減され、高回転速度側での損失が低減できる。

図１０は、本実施の形態１を適用した場合の、システム電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ、および回転速度ＭＲＮ１の関係の一例を示すタイムチャートである。図１０においては、横軸に時間が示され、縦軸にシステム電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ、および回転速度ＭＲＮ１が示される。

図１０を参照して、時刻ｔ１までは、回転速度ＭＲＮ１およびトルク指令値ＴＲが増加傾向にあり、これに伴って、システム電圧ＶＨが増加する。そして、時刻ｔ１になった時点でシステム電圧ＶＨが最大値Ｖｄｃに到達し、システム電圧ＶＨが最大値Ｖｄｃを超えないように制御される。

そして、徐々にトルク指令値ＴＲが低下し、トルク指令値ＴＲが｜ＴＲ｜≦ＴＲｔｈの所定範囲となる時刻ｔ２において、システム電圧ＶＨの最大値がＶｄｃ＋αに緩和される。これに応じて、昇圧指令値が増加され、上述のように弱め界磁制御がより高回転速度側で開始される。その後、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間は、トルク指令値ＴＲが所定範囲内であるため、システム電圧ＶＨの最大値が緩和された状態が維持される。

時刻ｔ３を過ぎると、トルク指令値ＴＲが所定範囲の下限値−ＴＲｔｈよりも小さくなるため、システム電圧ＶＨの最大値の緩和状態が解除され、再び最大値がＶｄｃに戻される。

図１１は、本実施の形態１において、図１の制御装置２００で実行される、モータ駆動制御を説明するための機能ブロック図である。図１１および後述する図２５で説明される機能ブロック図に記載された各機能ブロックは、制御装置２００によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図１および図１１を参照して、制御装置２００は、ＶＨ電圧指令生成部２１０と、指令修正部２２０と、コンバータ制御部２３０と、弱め界磁制御判定部２４０と、インバータ制御部２５０と、加算部２６０とを含む。

ＶＨ電圧指令生成部２１０は、トルク指令値ＴＲおよび交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１を受ける。そして、ＶＨ電圧指令生成部２１０は、これらの情報に基づいて、ＶＨ電圧指令生成部２１０内に予め記憶されたマップ等を参照することによって、システム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＲ＊を演算により生成する。ＶＨ電圧指令生成部２１０は、演算により求めた電圧指令値ＶＲ＊を、指令修正部２２０および加算部２６０へ出力する。

指令修正部２２０は、トルク指令値ＴＲおよび交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１と、ＶＨ電圧指令生成部２１０からの電圧指令値ＶＲ＊とを受ける。また、指令修正部２２０は、交流電動機ＭＧ１のモータ電流ＭＣＲＴ１を受ける。指令修正部２２０は、これらの情報に基づいて、たとえば図８における領域ＲＧ１のような高回転速度かつ低トルク領域であり、電圧指令値ＶＲ＊がシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃとなっているか否かを判定する。そして、指令修正部２２０は、上記の条件が成立していると判定した場合には、図７および図９で説明したように、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを緩和し、電圧指令値を増加するための修正量ΔＶＲを設定する。指令修正部２２０は、設定した修正量ΔＶＲを加算部２６０へ出力する。なお、修正が必要ない場合は、修正量ΔＶＲはゼロに設定される。

加算部２６０は、ＶＨ電圧指令生成部２１０からの電圧指令値ＶＲ＊と、指令修正部２２０からの修正量ΔＶＲとを受ける。そして、加算部２６０は、これらを加算して、修正後の電圧指令値ＶＲ（＝ＶＲ＊＋ΔＶＲ）を、コンバータ制御部２３０および弱め界磁制御判定部２４０へ出力する。

コンバータ制御部２３０は、加算部２６０からの修正後の電圧指令値ＶＲと、電圧センサ１４０で検出されたシステム電圧ＶＨとを受ける。そして、コンバータ制御部２３０は、システム電圧ＶＨが修正後の電圧指令値ＶＲとなるようにフィードバック制御を行ない、制御信号ＰＷＣ１を生成してコンバータ１２０へ出力する。

弱め界磁制御判定部２４０は、トルク指令値ＴＲおよび交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１と、加算部２６０からの修正後の電圧指令値ＶＲとを受ける。弱め界磁制御判定部２４０は、図８および図９で示したように、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃが緩和されて電圧指令値が増加された状態（すなわち、弱め界磁制御領域が高回転速度側へシフトされた状態）で、トルク指令値ＴＲと回転速度ＭＲＮ１とから弱め界磁制御を行なうか否かを判定する。そして、弱め界磁制御判定部２４０は、判定した結果を示す制御信号ＦＷＫを設定し、インバータ制御部２５０へ出力する。制御信号ＦＷＫは、たとえば、弱め界磁制御を行なう場合はオンに設定され、弱め界磁制御を行なわない場合はオフに設定される。

インバータ制御部２５０は、トルク指令値ＴＲおよび交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１と、弱め界磁制御判定部２４０からの制御信号ＦＷＫと、モータ電流ＭＣＲＴ１とを受ける。インバータ制御部２５０は、これらの情報に基づいて、インバータ１３０を駆動するための制御信号ＰＷＩ１を生成して、インバータ１３０へ出力する。このとき、制御信号ＦＷＫがオンに設定されている場合には、インバータ制御部２５０は、交流電動機ＭＧ１内の磁石の強さを弱める方向の電流を増加させるような制御信号ＰＷＩ１を生成する。

図１２は、実施の形態１において、制御装置２００で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図１２および後述する図１６，図２１，図２６，図２９に示すフローチャート中の各ステップについては、制御装置２００に予め格納されたプログラムが、メインルーチンから呼び出されて所定周期で実行されることによって実現される。あるいは、一部のステップについては、専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することも可能である。なお、図１２のフローチャートにおいては、図１１の機能ブロック図における、ＶＨ電圧指令生成部２１０、指令修正部２２０および加算部２６０で実行される処理について説明する。

図１および図１２を参照して、制御装置２００は、ステップ（以下、ステップをＳと略す。）１００にて、トルク指令値ＴＲおよび交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１に基づいて、コンバータ１２０の昇圧電圧指令値ＶＲ＊を演算により生成する。

そして、制御装置２００は、Ｓ１１０にて、電圧指令値ＶＲ＊がシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃとなっているか否かを判定する。

電圧指令値ＶＲ＊がシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃである場合（Ｓ１１０にてＹＥＳ）は、次に処理がＳ１２０に進められ、制御装置２００は、たとえば、図４に示すようなマップを用いて、トルク指令値ＴＲおよび回転速度ＭＲＮ１から、システム電圧ＶＨの最大値がＶｄｃの場合の弱め界磁制御領域であるか否かを判定する。なお、弱め界磁領域の判定については、図２において説明したように、変調率に基づいて矩形波制御モードに切替わっているか否かによって判定するようにしてもよい。

弱め界磁制御領域であると判定された場合（Ｓ１２０にてＹＥＳ）は、処理がＳ１３０に進められて、制御装置２００は、トルク指令値ＴＲの絶対値がしきい値ＴＲｔｈより小さいか否かを判定する。

トルク指令値ＴＲの絶対値がしきい値ＴＲｔｈより小さい場合（Ｓ１３０にてＹＥＳ）は、制御装置２００は、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを緩和することが可能であると判断する。そして、制御装置２００は、Ｓ１４０にて、緩和後の最大値（Ｖｄｃ＋α）を、コンバータ１２０への修正後の電圧指令値ＶＲとして設定する。なお、上述のαは、図１１の修正値ΔＶＲに対応する。

その後、メインルーチンに処理が戻され、修正後の電圧指令値ＶＲに基づいて、コンバータ１２０が制御されるとともに、弱め界磁制御の実施可否が判定されてインバータ１３０が制御される。

電圧指令値ＶＲ＊がシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃでない場合（Ｓ１１０にてＮＯ）、弱め界磁制御領域であると判定されなかった場合（Ｓ１２０にてＮＯ）、またはトルク指令値ＴＲの絶対値がしきい値ＴＲｔｈ以上の場合（Ｓ１３０にてＮＯ）は、いずれも電圧指令値ＶＲ＊の修正は不要であるので、メインルーチンに処理が戻される。そして、修正前の電圧指令値ＶＲ＊に基づいて弱め界磁制御の実施可否が判断されるとともに、コンバータ１２０およびインバータ１３０が制御される。

以上のような処理に従って制御を行なうことによって、低トルク指令の場合に、高回転速度までモータの運転を継続させつつ、弱め界磁制御のための電流を低減させることによって、制御の破綻なくモータ駆動システムの効率を向上させることが可能となる。

［実施の形態２］
実施の形態１においては、低トルク指令の場合に、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃについて、制御変動に起因する電圧変動分を緩和することによって昇圧指令値を増加させ、弱め界磁制御領域を高速側にシフトさせて、効率を改善する手法について説明した。

実施の形態２においては、さらに、インバータやコンバータに流れる電流の大きさを考慮して、インバータやコンバータがスイッチング動作する際に発生するスイッチングサージに起因する電圧変動分について昇圧指令値を増加することによって、効率をさらに改善する手法について説明する。

図１３は、図６および図７と同様に、インバータやコンバータに含まれるスイッチング素子の耐電圧を示す図である。実施の形態２では、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃについて、実施の形態１の制御変動に起因する電圧変動分であるΔＶ１に加えて、スイッチングサージに起因する電圧変動分ΔＶ２についても緩和することで、昇圧指令値を最大で電圧Ｖ２まで増加する。

図１４は、インバータ１３０における、モータ電流ＭＣＲＴ１と、そのときのスイッチング動作によって発生するスイッチングサージ電圧βとの関係の一例を示す図である。図１４からわかるように、スイッチングサージ電圧βは、概して、モータ電流ＭＣＲＴ１が増加するにつれて大きくなる。

また、図１５はコンバータ１２０における、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬと、そのときのスイッチング動作によって発生するスイッチングサージ電圧γとの関係の一例を示す図である。コンバータ１２０においても、インバータ１３０の場合と同様に、リアクトル電流ＩＬが増加するにつれて、スイッチングサージ電圧γが大きくなる。

この図１４および図１５のような関係を示すマップを、予め実験等によって求めておき、これらのマップに基づいてモータ運転中の電流に応じたスイッチングサージ電圧を推定する。そして、推定されたインバータ１３０およびコンバータ１２０のスイッチングサージ電圧のうちの小さいほうに対応する電圧変動分について、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを緩和する。

なお、コンバータ１２０のスイッチングサージ電圧を推定する場合に、図１５に示したコンバータ１２０のリアクトル電流ＩＬについては、交流電流であるモータ電流ＭＣＲＴ１を直流電流に換算した値をリアクトル電流ＩＬとして用いて推定してもよい。あるいは、図１には示さないが、リアクトルＬ１とシステムリレーＳＲ１との間に電流センサを設けて、電流センサによって検出された実際のリアクトル電流ＩＬを用いるようにしてもよい。

図１６は、実施の形態２において、制御装置２００で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図１６では、実施の形態１における図１２で示したフローチャートのステップＳ１４０がＳ１４５に置き換わったものとなっている。図１６において、図１２と重複するステップの説明は繰り返さない。

図１および図１６を参照して、コンバータ１２０の昇圧電圧指令値ＶＲ＊がシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃであり（Ｓ１１０にてＹＥＳ）、弱め界磁制御領域であり（Ｓ１２０にてＹＥＳ）、かつトルク指令値ＴＲの絶対値がしきい値ＴＲｔｈより小さい（Ｓ１３０にてＹＥＳ）場合は、Ｓ１４５に処理が進められる。制御装置２００は、モータ電流ＭＣＲＴ１およびリアクトル電流ＩＬに基づいて、インバータ１３０およびコンバータ１２０のそれぞれに発生すると推定されるスイッチングサージ電圧βおよびγを、図１４および図１５のようなマップから演算により求める。そして、制御装置２００は、緩和後のシステム電圧ＶＨの最大値（Ｖｄｃ＋α＋Ｍｉｎ（β，γ））をコンバータ１２０への修正後の電圧指令値ＶＲとして設定する。その後、メインルーチンに処理が戻されて、修正後の電圧指令値ＶＲに基づいて、コンバータ１２０が制御されるとともに、弱め界磁制御の実施可否を判定してインバータ１３０が制御される。

なお、Ｓ１４５において、実施の形態１で説明した制御変動に起因した電圧変動の修正量αについても増加するようにしているが、上述のスイッチングサージに起因する電圧変動のみを増加するようにしてもよい。

以上のような処理に従って制御することによって、低トルク指令の場合に、高回転速度までモータの運転を継続させつつ、弱め界磁制御のための電流を低減させることによって、制御の破綻なくモータ駆動システムの効率を向上させることが可能となる。

［実施の形態３］
実施の形態１および実施の形態２においては、低トルク指令の場合に、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを、制御変動およびスイッチングサージに起因する電圧変動分について緩和して、昇圧指令値を増加する手法について説明した。

実施の形態３においては、特にトルク指令値がほぼゼロとなる状態では、交流電動機に流れる電流が非常に少なくなることを利用し、スイッチング動作を停止させることによってシステム電圧ＶＨの制限を行なわない手法について説明する。

図１７は、実施の形態３の概要を説明するための図であり、実施の形態１および実施の形態２における図７および図１３と同様に、インバータやコンバータに含まれるスイッチング素子の耐電圧を示す図である。

図１７を参照して、実施の形態１，実施の形態２においては、制御変動に起因する電圧変動ΔＶ１およびスイッチングサージに起因する電圧変動ΔＶ２を緩和したが、いずれの場合でも電圧センサや電流センサの検出値に基づくスイッチング制御が継続して行なわれるので、センサ誤差に起因する電圧変動ΔＶ３については緩和することは困難である。しかしながら、スイッチング動作を停止させてしまえば、センサ誤差については考慮する必要がなくなるので、スイッチング素子の定格の耐電圧（Ｖｍａｘ）までシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを緩和することが可能となる。ここで、スイッチング素子の定格の耐電圧は、一般的に、スイッチング素子が非駆動の場合において、交流電動機が最大回転数となったときの誘起電圧に耐え得るように設計される。したがって、スイッチング素子の定格の耐電圧までシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを緩和するということは、言い換えれば、交流電動機で発生する成り行きの誘起電圧を許容することに相当する。

本実施の形態３が対象とする範囲は、図１８のトルク指令値ＴＲと回転速度ＭＲＮ１との関係を示す図においては、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを緩和しない場合の弱め界磁制御領域のうちの、トルク指令値ＴＲがゼロまたはそのごく近傍の領域、すなわち図１８の領域ＲＧ２に相当する。

図１９は、実施の形態３における、交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１と、交流電動機ＭＧ１に発生する誘起電圧およびモータ電流ＭＣＲＴ１との関係を示す図である。図１９に示すように、実施の形態３においては、交流電動機ＭＧ１に発生する誘起電圧がシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃになった時点（図１７中の点Ｐ１）で、コンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作を停止する。その結果、システム電圧ＶＨの制御が行われなくなるので、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃがスイッチング素子の定格の耐電圧まで緩和された状態となる。

これによって、交流電動機ＭＧ１の誘起電圧は成り行きのまま上昇するが、スイッチング動作が行なわれないのでモータ電流ＭＣＲＴ１は流れない。

図２０は、実施の形態３を適用した場合の、システム電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ、および回転速度ＭＲＮ１の関係の一例を示すタイムチャートである。

図２０を参照して、時刻０からモータの運転が開始される。時刻ｔ１１までは回転速度ＭＲＮ１およびトルク指令値ＴＲが徐々に上昇し、それに応じてシステム電圧ＶＨも最大値Ｖｄｃまで上昇する。

時刻ｔ１１において、トルク指令値ＴＲが所定範囲内になると、実施の形態１および実施の形態２と同様に、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃが制御変動および／またはスイッチングサージに起因する電圧変動について緩和される。

そして、時刻ｔ１２においてトルク指令値ＴＲがほぼゼロとなった時点で、コンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作が停止される。これによって、システム電圧ＶＨが無制御の状態になり、したがって、システム電圧ＶＨは交流電動機ＭＧ１の成り行きの誘起電圧まで上昇する。

その後、時刻ｔ１３において、トルク指令値ＴＲがゼロでなくなると、再びコンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作が再開されるとともに、制御変動および／またはスイッチングサージに起因する電圧変動について緩和された電圧までシステム電圧ＶＨの最大値が制限される。

そして、トルク指令値が所定範囲外となる時刻ｔ１４において、システム電圧ＶＨの最大値がＶｄｃに設定される。

図２１は、実施の形態３において、制御装置２００で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図２１では、実施の形態１における図１２で示したフローチャートのステップＳ１３０がＳ１３５に，Ｓ１４０がＳ１５０に置き換わったものとなっている。図２１において、図１２と重複するステップの説明は繰り返さない。

図１および図２１を参照して、コンバータ１２０の昇圧電圧指令値ＶＲ＊がシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃであり（Ｓ１１０にてＹＥＳ）、かつ弱め界磁制御領域である場合（Ｓ１２０にてＹＥＳ）は、Ｓ１３５に処理が進められる。制御装置２００は、Ｓ１３５にて、トルク指令値ＴＲがほぼゼロであるか否かを判定する。

トルク指令値ＴＲがほぼゼロである場合（Ｓ１３５にてＹＥＳ）は、処理がＳ１５０に進められ、制御装置２００は、コンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作を停止する（スイッチング停止モード）。

トルク指令値ＴＲがほぼゼロでない場合（Ｓ１３５にてＮＯ）は、メインルーチンに処理が戻される。

なお、図２０の例のように、本実施の形態３の制御を、実施の形態１および／または実施の形態２と組合せて適用するようにしてもよい。

以上のような処理に従って制御することによって、弱め界磁制御領域において、トルク指令値がほぼゼロとなるときには、コンバータおよびインバータが停止されて、交流電動機に流れるモータ電流が遮断される。これによって、モータ駆動システムの効率が向上できる。

［実施の形態４］
実施の形態３においては、トルク指令値がほぼゼロの場合にインバータおよびコンバータのスイッチング動作を停止させる手法について説明した。この手法においては、上述のようにスイッチング動作が停止している間は、システム電圧ＶＨは交流電動機の成り行きの誘起電圧まで上昇する。そして、トルク指令値がほぼゼロである条件が解除されると、スイッチング動作が再開されるが、このときに、誘起電圧まで上昇したシステム電圧ＶＨが所定の最大値以下まで低下する前（たとえば、図２０の領域Ｋ１）にスイッチング動作を再開すると、センサ誤差や制御変動などによって、システム電圧ＶＨがスイッチング素子の定格の耐電圧を超過してしまう可能性がある。

そのため、実施の形態４においては、システム電圧ＶＨを制御するコンバータ１２０に含まれるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の定格の耐電圧を、インバータ１３０に含まれるスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の定格の耐電圧よりも大きくなるように設計する。

図２２は、実施の形態４の概要を説明するための図であり、コンバータ１２０およびインバータ１３０の耐電圧の比較を示す。

図２２を参照して、実施の形態４においては、コンバータ１２０に含まれるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の耐電圧を設計する場合に、システム電圧ＶＨが所定の最大値以下まで低下していない状態でスイッチング動作が開始された場合に発生し得るスイッチングサージに相当する電圧変動を考慮して定格の耐電圧Ｖ３Ｃを設定する。

このようにすることによって、実施の形態３におけるスイッチング停止モードからの復帰の際に、スイッチング素子の耐電圧を超えることなく速やかにスイッチング動作を再開することができる。

なお、上記では、コンバータに含まれるスイッチング素子の定格の耐電圧をインバータに比べて大きく設計する場合を説明したが、逆に、インバータに含まれるスイッチング素子の耐電圧をコンバータに比べて大きく設計し、スイッチング動作再開時にインバータによって交流電動機の誘起電圧を速やかに低下させることも可能である。

ただし、図１からわかるように、インバータに含まれるスイッチング素子の数（３対）は、コンバータに含まれるスイッチング素子の数（１対）よりも多い。そのため、スイッチング素子数の少ないコンバータ側のスイッチング素子の耐電圧を大きくしたほうが、より低コストとなるので好適である。

［実施の形態５］
実施の形態４においては、スイッチング動作を再開する際のシステム電圧の変動を考慮して、スイッチング素子の定格の耐電圧を大きく設計する手法について説明した。

ところで、モータ駆動システムにおいては、図２３に示すように、インバータ１３０に対してコンバータ１２０と並列に接続された、コンデンサＣ３を含むバッファ回路１２１を備えるものが存在する。このバッファ回路１２１は、たとえば、急激な減速によって過大な回生電力が発生したような場合に、一時的に一部の電力を蓄えることによって、直流電源１１０に短時間に過大な電力が供給されないようにするための回路である。

実施の形態５においては、このようなバッファ回路を備える構成のモータ駆動システムに実施の形態３を適用した場合に、トルク指令値がほぼゼロである条件が解除された際に、このバッファ回路を駆動することによって誘起電圧まで上昇したシステム電圧を所定の最大値以下まで速やかに低下させる手法について説明する。

このようにすることによって、コンバータに含まれるスイッチング素子の耐電圧を大きくすることなく、実施の形態３において、速やかにスイッチング動作を再開することができる。

図２３は、実施の形態５に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システム１００Ａを搭載した車両１０Ａの全体構成図である。図２３においては、上述のように、図１のモータ駆動システム１００にバッファ回路１２１が追加されたものとなっている。図２３において、図１と重複する要素についての説明は繰り返さない。

図２３を参照して、バッファ回路１２１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２と、リアクトルＬ２と、コンデンサＣ３と、電圧センサ１４３とを含む。

直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、コンデンサＣ３に並列に接続される。ダイオードＤ１１，Ｄ１２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２にそれぞれ逆並列に接続される。リアクトルＬ２は、一方端がスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続ノードに接続され、他方端が電力線ＨＰＬとコンデンサＣ２との接続ノードに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタは、接地線ＮＬ１とコンデンサＣ２との接続ノードに接続される。

電圧センサ１４３は、コンデンサＣ３にかかる電圧を検出し、その検出値ＶＣを制御装置２００へ出力する。

スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２、ダイオードＤ１１，Ｄ１２およびリアクトルＬ２によってコンバータ１２５が構成される。コンバータ１２５は、制御装置２００からの制御信号ＰＷＣ２によって、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン・オフが制御され、電力線ＨＰＬおよび接地線ＮＬ１の間のシステム電圧ＶＨを昇圧してコンデンサＣ３を充電する。あるいは、コンバータ１２５は、制御信号ＰＷＣ２によって制御され、コンデンサＣ３に蓄えられた電力を降圧して、電力線ＨＰＬおよび接地線ＮＬ１に供給する。

なお、コンバータ１２５は、システム電圧ＶＨが高い場合に動作することが前提であるので、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の耐電圧は、コンバータ１２０およびインバータ１３０に含まれるスイッチング素子の耐電圧よりも、一般的に大きく設計される。

次に、図２４を用いて、実施の形態５における制御の概要について説明する。
図２４は、実施の形態５を適用した場合の、システム電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ、および回転速度ＭＲＮ１の関係の一例を示すタイムチャートである。

時刻ｔ２２までは、実施の形態３の図２０における時刻ｔ１２までの説明と同様であるので、その説明は繰り返さない。

時刻ｔ２２において、トルク指令値ＴＲがほぼゼロとなることに応じて、コンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作が停止される。これによって、システム電圧ＶＨが交流電動機ＭＧ１の誘起電圧まで上昇する。

時刻ｔ２３において、トルク指令値ＴＲがほぼゼロである状態が解除されるが、実施の形態５においては、スイッチング動作が停止された状態が継続される。そして、このときに、制御装置２００によってバッファ回路１２１が駆動され、図２４中の領域Ｋ１１で示す電力がバッファ回路１２１のコンデンサＣ３に蓄えられる。

その後、システム電圧ＶＨが緩和された所定の最大値以下となる時刻ｔ２４において、バッファ回路１２１が停止されるとともに、コンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作が再開される。

なお、コンデンサＣ３に蓄えられた電力は、システム電圧ＶＨがＶｄｃより小さくなった後の適当なときに、コンバータ１２５により降圧されて、電力線ＨＰＬおよび接地線ＮＬ１に供給される。

図２５は、実施の形態５において、図２３の制御装置２００で実行される、モータ駆動制御を説明するための機能ブロック図である。図２５は、実施の形態１で説明した図１１の機能ブロック図において、ＶＣ電圧指令生成部２７０が追加されたものとなっている。

図２３および図２５を参照して、指令修正部２２０は、図１１での説明と同様に、トルク指令値ＴＲ、回転速度ＭＲＮ１、電圧指令値ＶＲ＊、およびモータ電流ＭＣＲＴ１に基づいて、修正値ΔＶＲを演算する。さらに、指令修正部２２０は、トルク指令値ＴＲがほぼゼロの場合には、コンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作を停止するための停止モードフラグＳＴＰを生成して、コンバータ制御部２３０、インバータ制御部２５０およびＶＣ電圧指令生成部２７０へ出力する。具体的には、スイッチング動作を停止する場合（スイッチング停止モード時）には停止モードフラグＳＴＰはオンに設定され、スイッチング動作を停止しない場合には停止モードフラグＳＴＰはオフに設定される。

コンバータ制御部２３０およびインバータ制御部２５０は、指令修正部２２０からの停止モードフラグＳＴＰがオンに設定されている場合には、それぞれに含まれるスイッチング素子のスイッチング動作を停止する。

ＶＣ電圧指令生成部２７０は、電圧センサ１４０からの検出電圧ＶＨと、指令修正部２２０からの停止モードフラグＳＴＰと、トルク指令値ＴＲとを受ける。ＶＣ電圧指令生成部２７０は、停止モードフラグＳＴＰがオンの場合に、トルク指令値ＴＲがほぼゼロである状態が解除されとことを認識すると、コンデンサＣ３に供給するための昇圧電圧指令ＶＣ＊を生成してコンバータ制御部２３０へ出力する。

コンバータ制御部２３０は、ＶＣ電圧指令生成部２７０からの電圧指令ＶＣ＊を受ける。そして、コンバータ制御部２３０は、コンデンサＣ３の電圧ＶＣが電圧指令ＶＣ＊となるように制御信号ＰＷＣ２を生成して、コンバータ１２５へ出力する。

なお、指令修正部２２０は、システム電圧ＶＨと所定の最大値との差の絶対値がしきい値以下となったことに応じて、停止モードフラグＳＴＰをオフにして、スイッチング停止モードを解除する。

図２６は、実施の形態５において、制御装置２００で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図２６では、実施の形態３における図２１で示したフローチャートに、ステップＳ１５５，Ｓ１６０，Ｓ１７０，Ｓ１８０が追加されたものとなっている。図２６において、図１２および図２１と重複するステップの説明は繰り返さない。

図２３および図２６を参照して、制御装置２００は、コンバータ１２０の昇圧電圧指令値ＶＲ＊がシステム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃではない場合（Ｓ１１０にてＮＯ）、弱め界磁制御領域でない場合（Ｓ１２０にてＮＯ）、または、トルク指令値ＴＲがほぼゼロでない場合（Ｓ１３５にてＮＯ）は、次に処理をＳ１５５に進める。そして、制御装置２００は、コンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作が停止された、スイッチング停止モードであるか否かを判定する。

スイッチング停止モードでない場合（Ｓ１５５にてＮＯ）は、メインルーチンに処理が戻される。

一方、スイッチング停止モードである場合（Ｓ１５５にてＹＥＳ）は、処理がＳ１６０に進められ、制御装置２００は、バッファ回路１２１のコンバータ１２５を駆動することによってシステム電圧ＶＨを徐々に低下させる。

次に制御装置２００は、Ｓ１７０にて、電圧指令値ＶＲ＊が最大値Ｖｄｃで、かつシステム電圧ＶＨと最大値Ｖｄｃとの差の絶対値がしきい値δより小さいか否かを判定する。

電圧指令値ＶＲ＊が最大値Ｖｄｃで、かつシステム電圧ＶＨと最大値Ｖｄｃとの差の絶対値がしきい値δより小さい場合（Ｓ１７０にてＹＥＳ）は、処理がＳ１８０に進められ、制御装置２００は、スイッチング停止モードを解除し、コンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作を再開する。

電圧指令値ＶＲ＊が最大値Ｖｄｃで、かつシステム電圧ＶＨと最大値Ｖｄｃとの差の絶対値がしきい値δより小さい条件が成立しない場合（Ｓ１７０にてＮＯ）は、メインルーチンに処理が戻され、バッファ回路１２１によってシステム電圧ＶＨが低下するのを待つ。

以上のような処理に従って制御することによって、図２３のようなバッファ回路を有するモータ駆動システムにおいて、コンバータに含まれるスイッチング素子の耐電圧を大きくすることなく、実施の形態３におけるスイッチング停止モードからの復帰の際に、速やかにスイッチング動作を再開することができる。

［実施の形態６］
上述の実施の形態１〜実施の形態５においては、図１のように、交流電動機とインバータがそれぞれ１つ設けられる場合を例として説明した。実施の形態６では、エンジンと、２つの交流電動機およびインバータとを備えるハイブリッド車両において、上述の実施の形態１〜実施の形態５と同様の制御を適用する場合の一例について説明する。

図２７は、実施の形態６に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システムを搭載した車両１０Ｂの全体構成図である。

図２７を参照して、車両１０Ｂにおいては、図１に示した車両１０の構成に加えて、インバータ１３５、交流電動機ＭＧ２、電流センサ１４５、回転角センサ１４６およびロック機構１６５が追加されたものとなっている。なお、図２７において、動力伝達ギア１６０、エンジン１７０および駆動輪１８０を除いた部分によって、モータ駆動システムが構成される。図２７において、図１と重複する要素の説明は繰り返さない。

インバータ１３５は、コンバータ１２０に対してインバータ１３０と並列に、電力線ＨＰＬおよび接地線ＮＬ１に接続される。インバータ１３５の内部構成については図示しないが、インバータ１３０と同様であり、３対のスイッチング素子を含んで構成される。

インバータ１３５は、交流電動機ＭＧ２に接続され、制御装置２００からの制御信号ＰＷＩ２に従って交流電動機ＭＧ２を駆動する。

交流電動機ＭＧ２は、動力伝達ギア１６０を介して、交流電動機ＭＧ１およびエンジン１７０に接続される。また、交流電動機ＭＧ２は、駆動輪１８０にも接続される。そして、交流電動機ＭＧ１，ＭＧ２およびエンジン１７０が、制御装置２００によって協調的に制御される。

なお、車両１０Ｂにおいては、交流電動機ＭＧ２は、車両を走行するための駆動力を発生するために専ら用いられる。また、交流電動機ＭＧ１は、エンジン１７０により駆動されて、直流電源１１０の充電電力を発生するために専ら用いられる。

電流センサ１４５は、交流電動機ＭＧ２に流れるモータ電流ＭＣＲＴ２を検出し、その検出したモータ電流を制御装置２００へ出力する。回転角センサ１４６は、交流電動機ＭＧ２の回転角θ２を検出し、その検出した回転角θ２を制御装置２００へ出力する。制御装置２００では、回転角θ２に基づき交流電動機ＭＧ２の回転速度ＭＲＮ２および角速度ω２（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ１４６については、回転角θ２を制御装置２００にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

ロック機構１６５は、交流電動機ＭＧ１の回転を機械的に固定するための装置である。ロック機構１６５は、たとえば、クラッチやブレーキなどを含んで構成される。ロック機構１６５は、交流電動機ＭＧ１を回転しないようにするための定められた条件の場合に、制御装置２００からの制御信号ＬＣＫによって制御され、交流電動機ＭＧ１の回転を固定する。

図２８は、図２７に示されるような車両１０Ｂにおける、モータ駆動制御の概要を説明するための共線図である。

図２７および図２８を参照して、車両１０Ｂがある走行状態である場合の共線図が図２８中の実線Ｗ２１であったとする。そして、交流電動機ＭＧ２の回転速度ＭＲＮ２は、所定の回転速度のしきい値（図２８ではＮｘ）よりも大きい高速走行領域であるとする。

ここで、たとえば、高速道路を走行するときなどでは、エンジン１７０を用いて交流電動機ＭＧ１が駆動され、発生した発電電力を用いて直接交流電動機ＭＧ２を駆動することによって車両が走行される場合がある。このような場合、走行状態によっては、エンジン１７０によって発生する駆動力のみ、または、エンジン１７０によって発生する駆動力を主として利用して走行するほうが、全体として効率がよい場合がある。このような場合に、交流電動機ＭＧ１を機械的に固定して、電力消費を低減する手法が採用される場合がある。

このように、交流電動機ＭＧ１を停止する場合、制御装置２００は、まず、交流電動機ＭＧ２の回転速度ＭＲＮ２を維持しつつ、交流電動機ＭＧ１の回転速度ＭＲＮ１をゼロまで低下させる（図２８中の破線Ｗ２２）。次に、制御装置２００は、ロック機構１６５によって、交流電動機ＭＧ１の回転を機械的に固定する。そして、その後、制御装置２００は、実施の形態１〜実施の形態５で説明した制御を行なう。このようにすることによって、交流電動機ＭＧ２が高回転速度かつ低トルク指令の場合に、システム電圧ＶＨの最大値を緩和して効率を向上させることができる。

特に、エンジン１７０によって発生する駆動力のみを用いて走行する場合には、上述の実施の形態３のように、交流電動機ＭＧ１，ＭＧ２の両方のスイッチング動作を停止することによって、交流電動機による電力消費をさらに低減することが可能となる。

なお、交流電動機ＭＧ１を機械的にロックせずに交流電動機ＭＧ２のトルクを低下させる場合には、交流電動機ＭＧ１がエンジン１７０による反力を受けるようにトルクを発生するために、インバータ１３５のスイッチング動作を行なう必要があるので、システム電圧ＶＨの最大値を緩和できない場合が生じ得る。

図２９は、実施の形態６において、制御装置２００で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図２９では、実施の形態１における図１２で示したフローチャートに、ステップＳ５０が追加されたものとなっている。図２９において、図１２と重複するステップの説明は繰り返さない。

図２９を参照して、制御装置２００は、Ｓ５０にて、ロック機構１６５が動作し、交流電動機ＭＧ１の回転が固定されているか否かを判定する。

ロック機構１６５が動作している場合（Ｓ５０にてＹＥＳ）は、処理がＳ１００に進められる。そして、制御装置２００は、交流電動機ＭＧ２について以降の処理を行ない、条件が成立する場合には、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを緩和することによって、コンバータ１２０の昇圧指令値を増加する。

ロック機構１６５が動作していない場合（Ｓ５０にてＮＯ）は、メインルーチンに処理が戻される。

図２９においては、交流電動機ＭＧ１が機械的にロックされた場合に、実施の形態１を適用する場合について説明したが、図２９の破線部分のステップを、実施の形態２〜実施の形態５のいずれか、またはこれらの組み合わせとすることも可能である。

［実施の形態７］
図１の車両１０に実施の形態３を適用した場合、インバータ１３０のスイッチング動作を停止させたスイッチング停止モードにすると、交流電動機ＭＧ１による回生制動力が発生しない。そうすると、エンジンのみを駆動源とする車両で発生するエンジンブレーキに相当する減速力が発生しないので、運転者には空走感が感じられることがある。

一方で、アクセルペダルをオフとするとともに、クラッチを開放したり、減速機をニュートラルポジションに設定したりすることで、駆動輪に駆動力および減速力を伝達させずに惰性により走行する「フリーラン走行」という考え方がある。このフリーラン走行では、たとえば、平坦または緩やかな下り坂の高速道路を走行するときなどに、エンジンから発生する駆動力を低減しつつ、不必要な減速力によるエネルギの損失を抑制しながら走行を継続することができるので、燃費を向上することができる場合がある。

そのため、実施の形態３に示したスイッチング停止モードを適用することは、このようなフリーラン走行が志向される状況によく合致している。

そこで、実施の形態７においては、フリーラン走行が指示されている場合に、スイッチング停止モードを実行する構成について説明する。

図３０は、実施の形態７において、制御装置２００で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図３０では、実施の形態３における図２１で示したフローチャートに、ステップＳ７０が追加されたものとなっている。図３０において、図１２および図２１と重複するステップの説明は繰り返さない。

図３０を参照して、制御装置２００は、Ｓ７０にて、フリーラン指令ＦＲＮがオンであるか否かを判定する。フリーラン指令ＦＲＮは、たとえば、車内のコンソールやハンドル部分に設けられた「フリーランモードスイッチ」を運転者が操作することによって、制御装置２００において認識される。

フリーラン指令ＦＲＮがオンである場合（Ｓ７０にてＹＥＳ）は、処理がＳ１００に進められる。そして、制御装置２００は、以降のステップＳ１１０，Ｓ１２０，Ｓ１３５の処理において条件が成立した場合に、Ｓ１５０にてコンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作を停止する。

一方、フリーラン指令ＦＲＮがオフである場合（Ｓ７０にてＮＯ）は、メインルーチンに処理が戻される。

（変形例）
また、上述のフリーラン走行については、実施の形態１において、システム電圧ＶＨの最大値を緩和する条件が成立した場合において、フリーランモードが設定されているときには、スイッチング停止モードを適用するようにしてもよい。

図３１は、実施の形態７の変形例において、制御装置２００で実行される、モータ駆動制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図３１は、実施の形態１の図１２で示したフローチャートに、ステップＳ１３１およびＳ１４１が追加されたものとなっている。図３１において、図１２と重複するステップの説明は繰り返さない。

図３１を参照して、Ｓ１３０において、交流電動機ＭＧ１のトルク指令値ＴＲの絶対値が、しきい値ＴＲｔｈよりも小さいと判定された場合（Ｓ１３０にてＹＥＳ）は、次に処理がＳ１３１に進められる。

制御装置２００は、Ｓ１３１において、フリーラン指令ＦＲＮがオンであるか否かを判定する。

フリーラン指令ＦＲＮがオフである場合（Ｓ１３１にてＮＯ）は、制御装置２００は、Ｓ１４０にて、システム電圧ＶＨの最大値Ｖｄｃを緩和するとともに、コンバータ１２０の電圧指令値を修正する。

一方、フリーラン指令ＦＲＮがオンである場合（Ｓ１３１にてＹＥＳ）は、制御装置２００は、Ｓ１４１にて、コンバータ１２０およびインバータ１３０のスイッチング動作を停止する。

このような処理に従って制御することによって、所定条件の成立がした場合に、フリーランモードが設定されていないときにはシステム電圧ＶＨの最大値を緩和することで弱め界磁制御の開始を高速側にシフトさせ、フリーランモードが設定されているときにはスイッチング停止モードにさせることができる。これによって、モータ駆動システムの効率を向上することが可能となる。

なお、上述の変形例については、実施の形態２についても同様に適用可能である。
今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０，１０Ａ，１０Ｂ 車両、２０ 直流電圧発生部、１００，１００Ａ モータ駆動システム、１１０ 直流電源、１１１，１４１，１４５ 電流センサ、１１２，１４０，１４３ 電圧センサ、１２０，１２５ コンバータ、１２１ バッファ回路、１３０，１３５ インバータ、１３１ Ｕ相上下アーム、１３２ Ｖ相上下アーム、１３３ Ｗ相上下アーム、１４２，１４６ 回転角センサ、１６０ 動力伝達ギア、１６５ ロック機構、１７０ エンジン、１８０ 駆動輪、２００ 制御装置、２１０ ＶＨ電圧指令生成部、２２０ 指令修正部、２３０ コンバータ制御部、２４０ 弱め界磁制御判定部、２５０ インバータ制御部、２６０ 加算部、２７０ ＶＣ電圧指令生成部、Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８，Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード、ＨＰＬ，ＰＬ１ 電力線、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、ＭＧ１，ＭＧ２ 交流電動機、ＮＬ１ 接地線、Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ１１，Ｑ１２ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (12)

1. ロータに磁石を有する交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）を駆動するためのモータ駆動システムのための制御装置であって、
   前記モータ駆動システムは、
   充電可能に構成された直流電源（１１０）と、
   前記直流電源（１１０）から供給される電源電圧を昇圧するための第１のコンバータ（１２０）と、
   前記第１のコンバータ（１２０）からの直流電力を交流電力に変換して前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）を駆動するためのインバータ（１３０，１３５）とを含み、
   前記制御装置（２００）は、前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）のトルク指令値に基づいて、前記第１のコンバータ（１２０）に対する昇圧指令値を生成し、前記昇圧指令値および前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）の駆動状態に基づいて、前記インバータ（１３０，１３５）から前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）へ供給する前記磁石の力を弱める方向の電流を増加する弱め界磁制御を実行すべきか否かを判定し、前記弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつ前記トルク指令値の絶対値がしきい値よりも小さいときには、生成した前記昇圧指令値をさらに増加する、モータ駆動システムのための制御装置。
2. 前記弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつ前記トルク指令値の絶対値が前記しきい値よりも小さいときには、制御による前記第１のコンバータ（１２０）の出力電圧変動を考慮して前記昇圧指令値を制限する第１の電圧変動成分に基づいて、生成した前記昇圧指令値をさらに増加する、請求の範囲第１項に記載のモータ駆動システムのための制御装置。
3. 前記弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつ前記トルク指令値の絶対値が前記しきい値よりも小さいときには、前記第１のコンバータ（１２０）に含まれるスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング動作時の電圧変動、および前記インバータ（１３０，１３５）に含まれるスイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ８）のスイッチング動作時の電圧変動のうちの小さい方を考慮して前記昇圧指令値を制限する第２の電圧変動成分に基づいて、生成した前記昇圧指令値をさらに増加する、請求の範囲第１項に記載のモータ駆動システムのための制御装置。
4. 前記第２の電圧変動成分は、前記第１のコンバータ（１２０）については前記第１のコンバータ（１２０）に流れる電流に応じて定められ、前記インバータ（１３０，１３５）については前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）に流れる電流に応じて定められる、請求の範囲第３項に記載のモータ駆動システムのための制御装置。
5. 前記第１のコンバータ（１２０）に流れる電流は、前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）に流れる電流に基づいて算出される、請求の範囲第４項に記載のモータ駆動システムのための制御装置。
6. 前記弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつ前記トルク指令値がほぼゼロのときには、前記第１のコンバータ（１２０）および前記インバータ（１３０，１３５）のスイッチング動作を停止するとともに、前記第１のコンバータ（１２０）および前記インバータ（１３０，１３５）に含まれるスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ８）の耐電圧まで、生成した前記昇圧指令値をさらに増加する、請求の範囲第１項〜第５項のいずれか１項に記載のモータ駆動システムのための制御装置。
7. 前記第１のコンバータ（１２０）に含まれるスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）の耐電圧は、前記インバータ（１３０，１３５）に含まれるスイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ８）の耐電圧よりも大きい、請求の範囲第６項に記載のモータ駆動システムのための制御装置。
8. 前記モータ駆動システムは、
   前記第１のコンバータ（１２０）と前記インバータ（１３０，１３５）との間の電源ノードに生じた電力を吸収するためのコンデンサ（Ｃ３）と、
   前記電源ノードと前記コンデンサ（Ｃ３）との間に接続される第２のコンバータ（１２５）とをさらに含み、
   前記制御装置（２００）は、前記インバータ（１３０，１３５）および前記第１のコンバータ（１２０）を停止した状態を解除する場合には、前記第１のコンバータ（１２０）に含まれるスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）の耐電圧から前記第１の電圧変動成分および前記第２の電圧変動成分の少なくとも一方に対応する電圧を差し引いた電圧まで前記昇圧指令値を制限するとともに、前記電源ノードの電圧が制限された前記昇圧指令値よりも小さくなるように前記第２のコンバータ（１２５）を制御する、請求の範囲第６項に記載のモータ駆動システムのための制御装置。
9. 車両であって、
   ロータに磁石を有する交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）と、
   充電可能に構成された直流電源（１１０）と、
   前記直流電源（１１０）からの電力を用いて、前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）を駆動するための駆動装置と、
   前記駆動装置を制御するための制御装置（２００）とを備え、
   前記駆動装置は、
   前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）を駆動するためのインバータ（１３０，１３５）と、
   前記直流電源（１１０）と前記インバータ（１３０，１３５）との間に接続され、前記直流電源（１１０）と前記インバータ（１３０，１３５）との間で電圧変換を行なうように構成されたコンバータ（１２０）とを含み、
   前記制御装置（２００）は、前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）のトルク指令値に基づいて、前記コンバータ（１２０）に対する昇圧指令値を生成し、前記昇圧指令値および前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）の駆動状態に基づいて、前記インバータ（１３０，１３５）から前記交流電動機（ＭＧ１，ＭＧ２）へ供給する前記磁石の力を弱める方向の電流を増加する弱め界磁制御を実行すべきか否かを判定し、前記弱め界磁制御を実行すべき場合であって、かつ前記トルク指令値の絶対値がしきい値よりも小さいときには、生成した前記昇圧指令値をさらに増加する、車両。
10. 前記交流電動機は、
    主に前記直流電源（１１０）の充電電力を発生させるための第１の交流電動機（ＭＧ１）と、
    主に前記車両（１０Ｂ）を走行するための駆動力を発生させるための第２の交流電動機（ＭＧ２）とを含み、
    前記インバータは、
    前記第１の交流電動機（ＭＧ１）を駆動するための第１のインバータ（１３０）と、
    前記コンバータ（１２０）に対して前記第１のインバータ（１３０）に並列に接続され、前記第２の交流電動機（ＭＧ２）を駆動するための第２のインバータ（１３５）とを含み、
    前記車両（１０Ｂ）は、
    前記第１の交流電動機（ＭＧ１）および前記第２の交流電動機（ＭＧ２）に接続され、前記制御装置（２００）により前記第１の交流電動機（ＭＧ１）および前記第２の交流電動機（ＭＧ２）と協調的に制御されて、前記車両（１０Ｂ）の駆動力を発生するように構成されたエンジン（１７０）と、
    予め定められた条件の場合に、前記第１の交流電動機（ＭＧ１）の回転を機械的に固定できるように構成されたロック機構（１５０）とをさらに備え、
    前記制御装置（２００）は、前記ロック機構（１５０）によって前記第１の交流電動機（ＭＧ１）の回転が固定されている場合に、前記第２の交流電動機（ＭＧ２）の駆動状態に基づいて、生成した前記昇圧指令値をさらに増加する、請求の範囲第９項に記載の車両。
11. 前記制御装置（２００）は、前記ロック機構（１５０）によって前記第１の交流電動機（ＭＧ１）の回転が固定されている場合に、前記エンジン（１７０）が発生する駆動力によって前記車両（１０Ｂ）を駆動するとともに、前記第１のインバータ（１３０）、前記第２のインバータ（１３５）および前記コンバータ（１２０）のスイッチング動作を停止する、請求の範囲第１０項に記載の車両。
12. 前記制御装置（２００）は、前記車両（１０，１０Ａ，１０Ｂ）に与えられる駆動力をほぼゼロとするフリーランモードを有し、前記フリーランモードが設定された場合は、前記インバータ（１３０，１３５）および前記コンバータ（１２０）のスイッチング動作を停止する、請求の範囲第９項に記載の車両。

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