JP6500877B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御装置の技術分野に関する。

この種の装置として、例えば、モータに電力を供給するインバータを、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号によってスイッチング制御する装置が提案されている（特許文献１参照）。特許文献１では特に、モータの回転周波数及びトルク指令に基づいて、インバータのスイッチング周波数及びモータ電流の歪み率が少なくなることを条件として、モータの１電気周期中のパルス数を生成し、電圧指令と該生成されたパルス数とに基づいて、該電圧指令に同期したＰＷＭ信号を生成することが開示されている。

特開２０１３−１８７９３３号公報

この種の装置には、バッテリとインバータとの間に配置された昇圧回路を備える装置がある。昇圧回路はリアクトル及びキャパシタを有し、該リアクトル及びキャパシタによりＬＣ回路が構成される。すると、モータの動作点によっては、該ＬＣ回路が共振する（即ち、昇圧回路で共振が発生する）。上記特許文献１に記載の技術では、昇圧回路の共振については考慮されていないという技術的問題点がある。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、昇圧回路の共振を抑制しつつ、エネルギー効率を向上させることができるモータ制御装置を提供することを課題とする。

本発明の第１のモータ制御装置は、上記課題を解決するために、バッテリに電気的に接続された昇圧回路と、一端が前記昇圧回路に電気的に接続されると共に、他端がモータに電気的に接続されたインバータと、を備えるモータ制御装置であって、前記モータに矩形波電圧を出力するように前記インバータを制御して、前記モータを駆動する制御手段を備え、前記制御手段は、前記モータの動作点が、前記昇圧回路で共振が生じる動作領域である共振領域に該当することを条件に、前記モータに係る電圧指令と前記モータに係る電流との位相差に基づいて、前記矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転するように前記インバータを制御する。

上述したように、モータの動作点によっては、昇圧回路で共振が発生する。具体的には、モータの駆動電力における電気周波数の６次成分（電気６次周波数）が、昇圧回路におけるＬＣ回路の共振周波数を含む所定の周波数帯に該当すると、モータの駆動電力における高調波によりＬＣ回路が共振する。この結果、昇圧回路からインバータに供給される電圧である昇圧電圧が変動し、バッテリから出力される電流も変動する。

本願発明者の研究によれば、昇圧回路で共振が発生する場合に、インバータからモータへ出力される矩形波電圧の矩形波の形状を所定のタイミングで変化させる（例えば、１８０度毎にハイレベル・ローレベルが反転する矩形波を、９０度及び２７０度で更にハイレベル・ローレベルを反転させる等）と、電気６次周波数を高周波化することができ、結果として、昇圧回路での共振の発生を回避できることが判明している。

本発明の第１のモータ制御装置では、モータの動作点が共振領域に該当することを条件に、制御手段により、モータに係る電圧指令とモータに係る電流との位相差に基づいて、矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転するようにインバータが制御される。

矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転されることにより元の矩形波（例えば、１８０度毎に電圧極性が反転する矩形波）の形状が変化するので、当該モータ制御装置によれば、昇圧回路での共振の発生を抑制することができる。加えて、当該モータ制御装置では、矩形波電圧を用いてモータが駆動されるので（即ち、矩形波制御によりモータが駆動されるので）、ＰＷＭ制御によりモータが駆動される場合に比べてインバータにおけるスイッチング損失を低減することができ、エネルギー効率を向上させることができる。

特に、モータに係る電圧指令とモータに係る電流との位相差に基づいて、矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転するようにインバータが制御されることにより、昇圧回路での共振の発生を好適に抑制できることが、本願発明者の研究により判明している。

本発明の第２のモータ制御装置は、上記課題を解決するために、バッテリに電気的に接続された昇圧回路と、一端が前記昇圧回路に電気的に接続されると共に、他端が三相コイルを有するモータに接続されたインバータと、を備えるモータ制御装置であって、前記モータに矩形波電圧を出力するように前記インバータを制御して、前記モータを駆動する制御手段を備え、前記制御手段は、前記出力される矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転するように前記インバータを制御し、前記制御手段は、前記モータに供給される矩形波電圧に係るＵ相電圧波形、Ｖ相電圧波形及びＷ相電圧波形と、前記モータに供給される電流に係るＵ相電流波形、Ｖ相電流波形及びＷ相電流波形と、前記インバータに係る入力電圧とに基づいて、前記出力される矩形波電圧に係る電圧極性を一時的に反転すべき電圧位相と、反転を継続すべき電圧位相範囲とを決定する。

第２のモータ制御装置においても、上述した第１のモータ制御装置と同様に、矩形波電圧に係る電圧極性を一時的に反転するようにインバータが制御されるので、モータの動作点が共振領域に該当することとなったとしても、昇圧回路での共振の発生を抑制することができる。当該モータ制御装置でも、矩形波制御によりモータが駆動されるので、ＰＷＭ制御によりモータが駆動される場合に比べてインバータにおけるスイッチング損失を低減することができ、エネルギー効率を向上させることができる。

本願発明者の研究によれば、Ｕ相電圧波形、Ｖ相電圧波形、Ｗ相電圧波形、Ｕ相電流波形、Ｖ相電流波形、Ｗ相電流波形、及びインバータに係る入力電圧から、矩形波電圧に係る電圧極性を反転させるべき電圧位相と、反転を継続すべき電圧位相範囲とを適切に決定することができることが判明している（具体的な決定方法については、後述する第４実施形態参照）。

本発明の作用及び他の利得は次に説明する実施するための形態から明らかにされる。

第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す概略構成図である。 第１実施形態に係るモータの制御モードを設定するための設定マップの一例である。 （ａ）昇圧回路で共振が発生する場合のモータ電圧、モータ電流及びモータ電力各々の時間変動の一例を示す図である。（ｂ）昇圧回路で共振が発生しない場合のモータ電圧、モータ電流及びモータ電力各々の時間変動の一例を示す図である。 第１実施形態に係る矩形波制御方式によるモータ制御の一例を示す制御ブロック図である。 第１実施形態に係るパルスパターンの決定処理を示すフローチャートである。 第１実施形態に係る新パルスパターンの一例を示す図である。 第１実施形態に係るパルス発生器の動作を説明するための図である。 第１実施形態の変形例に係るＰＷＭ信号生成部の動作を説明するための図である。 第１実施形態の変形例に係る新パルスパターンの一例を示す図である。 第２実施形態に係る新パルスパターンの概念を示す概念図である。 第２実施形態に係る位相関係検出の概念を示す概念図である。 第２実施形態に係る新パルスパターンの一例を示す図である。 第３実施形態に係る力行時の新パルスパターンの一例を示す図である。 （ａ）従来の矩形波パルスパターンに従ってモータが制御される場合のモータ電圧、モータ電流及びモータ電力各々の一周期分の波形の一例を示す図である。（ｂ）新パルスパターンに従ってモータが制御される場合のモータ電圧、モータ電流及びモータ電力各々の一周期分の波形の一例を示す図である。 （ａ）第３実施形態に係る回生時の新パルスパターンの一例を示す図である。（ｂ）第３実施形態に係る力行時の新パルスパターンの他の一例を示す図である。 第４実施形態に係る制御装置の要部を示すブロック図である。 第４実施形態に係る新パルスパターンの決定処理の概要を示すフローチャートである。 第４実施形態に係る波形取得処理を示すフローチャートである。 第４実施形態に係るパルス位置算出処理を示すフローチャートである。 ３相電力に係る６次高調波の波形の一例を示す図である。 第４実施形態に係るパルス幅算出処理を示すフローチャートである。 第４実施形態に係る電圧波形生成処理を示すフローチャートである。 第４実施形態に係る電圧波形生成処理により生成された電圧波形の一例を示す図である。 第４実施形態に係るパルスパターン決定処理を示すフローチャートである。

本発明のモータ制御装置に係る実施形態を図面に基づいて説明する。以下の実施形態では、本発明のモータ制御装置の一例として、例えばハイブリッド自動車又は電気自動車の駆動用のモータを制御するモータ制御装置を挙げる。モータ制御装置の制御対象としてのモータは、三相の交流モータであり、電動機及び発電機の機能を併せ持つように構成されている。

実施形態に係るモータ制御装置は、バッテリとインバータとの間に配置された昇圧回路を備えている。実施形態に係るモータ制御装置では、モータに供給される矩形波電圧の矩形波の形状が所定のタイミングで変化するようにインバータが制御される。具体的には、矩形波電圧に係る電圧極性を所定のタイミングで一時的に反転するようにインバータが制御される。この結果、モータの駆動電力における電気６次周波数が高周波化され、昇圧回路での共振の発生を回避することができる。

＜第１実施形態＞
本発明のモータ制御装置に係る第１実施形態について、図１乃至図７を参照して説明する。以下では、先ずモータ制御装置の構成とモータ制御動作の概要を説明し、次に本願独自の新パルスパターンについて説明する。

（装置の構成）
第１実施形態に係るモータ制御装置の構成について、図１を参照して説明する。図１は、第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す概略構成図である。

図１において、モータ制御装置１は、例えば２次電池等であるバッテリ１２から出力される直流電力を交流電力に変換し、交流電力をモータ１１に供給するインバータ２１と、バッテリ１２及びインバータ２１間に配置された昇圧回路２２と、インバータ２１及び昇圧回路２２を制御する制御装置１００と、を備えて構成されている。

インバータ２１は、スイッチング素子としての６つのトランジスタと、該６つのトランジスタに夫々対応する６つの逆並列ダイオードと、を有する。インバータ２１には、既存の各種態様を適用可能であるので、その詳細についての説明は省略する。

昇圧回路２２は、リアクトル２２１と、平滑キャパシタ２２２と、上アームのトランジスタ２２３及びダイオード２２４と、下アームのトランジスタ２２５及びダイオード２２６と、を有する。

トランジスタ２２３のエミッタとトランジスタ２２５のコレクタとは電気的に接続されており、更に、リアクトル２２１の一端とも電気的に接続されている。リアクトル２２１の他端は、バッテリ１２の正極に電気的に接続されている。トランジスタ２２３のコレクタは、インバータ２１の電源ラインと電気的に接続されている。トランジスタ２２５のエミッタは、インバータ２１のアースライン及びバッテリ１２の負極に電気的に接続されている。インバータ２１の電源ラインとアースラインとの間には、平滑キャパシタ２２２が電気的に接続されている。

当該モータ制御装置１の動作時に、トランジスタ２２３及び２２５が夫々スイッチング制御されることにより、昇圧回路２２によって、バッテリ１２から出力された直流電力の電圧（昇圧前電圧ＶＬ）が所定の電圧（昇圧電圧ＶＨ）まで昇圧されインバータ２１に供給される。また、トランジスタ２２３及び２２５が夫々スイッチング制御されることにより、昇圧回路２２によって、インバータ２１からの回生電力の電圧が降圧されるので、該回生電力によりバッテリ１２を充電することもできる。

昇圧前電圧ＶＬは、電圧センサ２３により検出され、制御装置１００に送信される。また、昇圧電圧ＶＨは、平滑キャパシタ２２２の端子間に電気的に接続された電圧センサ２４により検出され、制御装置１００に送信される。

（モータ制御動作）
上述の如く構成されたモータ制御装置１において実行されるモータ制御動作について、図１に加え、図２を参照して説明する。図２は、実施形態に係るモータの制御モードを設定するための設定マップの一例である。

制御装置１００は、外部に設けられた車両制御用の電子制御ユニット（図示せず）から入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ２３により検出された昇圧前電圧ＶＬ、電圧センサ２４により検出された昇圧電圧ＶＨ、電流センサ２６ｖ及び２６ｗ（図４参照）により検出されたモータ電流ｉｖ及びｉｗ、並びに、例えばレゾルバ、ホール素子等である回転検出器２５により検出されたモータ１１の回転角θに基づいて、後述する方法によりモータ１１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ２１及び昇圧回路２２をスイッチング制御する。

制御装置１００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ等に基づいて目標昇圧電圧を算出し、該算出された目標昇圧電圧に昇圧電圧ＶＨが一致するように昇圧回路２２を制御する。

モータ制御装置１では、インバータ２１における電圧変換について３つの制御モードが存在する。具体的には、図２に示すように、制御モードとして、正弦波ＰＷＭ電圧を用いる正弦波ＰＷＭ制御方式、過変調ＰＷＭ電圧を用いる過変調ＰＷＭ制御方式、及び矩形波電圧を用いる矩形波制御方式が存在する。

制御装置１００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍとモータ１１の回転数とからモータ必要電圧（即ち、誘起電圧）を算出する。制御装置１００は、モータ必要電圧と昇圧電圧ＶＨの最大値（即ち、システム電圧の最大値）との関係に従って（具体的には、変調度が０．７８より大きいか否かを判定して）、矩形波制御方式と、正弦波ＰＷＭ制御方式及び過変調ＰＷＭ制御方式とのいずれによりモータ１１を制御するかを決定する。

正弦波ＰＷＭ制御方式及び過変調ＰＷＭ制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調度範囲に応じて決定される。

このように制御モードが決定されることにより、低回転数領域ではトルク変動を抑えて滑らかな出力特性を得ることができ、中高回転数領域ではモータ１１の出力をより向上させることができる。

（昇圧回路に起因する問題点）
ところで、昇圧回路２２は、図１に示すように、リアクトル２２１及び平滑キャパシタ２２２を有している。該リアクトル２２１及び平滑キャパシタ２２２によりＬＣ回路が構成される。ＬＣ回路の共振周波数ｆｒ（中心周波数）は、リアクトル２２１のリアクタンスＬ及び平滑キャパシタ２２２のキャパシタンスＣを用いて、ｆｒ＝１／｛２π√（ＬＣ）｝と表せる。

ＬＣ回路は、中心周波数のみで共振するのではなく、中心周波数を中心にある程度の範囲内の周波数（ｆｒ（下限）〜ｆｒ（上限））で共振する。ここで、ｆｒ（下限）は、ＬＣ回路が共振するリアクタンスＬ及びキャパシタンスＣ各々の最小値により決定される。他方、ｆｒ（上限）は、ＬＣ回路が共振するリアクタンスＬ及びキャパシタンスＣ各々の最大値により決定される。尚、ＬＣ回路が共振するリアクタンスＬの最小値及び最大値、キャパシタンスＣの最小値及び最大値は、回路定数として予め設定される。

モータ１１の動作点によっては、モータ１１の駆動電力における電気６次周波数が、ｆｒ（下限）〜ｆｒ（上限）の範囲内に該当する場合がある。この場合、昇圧回路２２を構成するＬＣ回路がモータ１１の駆動電力における高調波により共振する。この結果、昇圧電圧ＶＨが変動することとなり、バッテリ１２から出力される電流も変動する。

（昇圧回路の共振回避方法）
本願発明者は、モータ１１に対しインバータ２１から出力される矩形波電圧の矩形波の形状を所定のタイミングで変化させると（図３（ｂ）の“モータ電圧”の矢印参照）、モータ１１の駆動電力における電気６次周波数が高周波化することができることを見出した（図３の“モータ電力”参照）。この結果、電気６次周波数が、ｆｒ（下限）〜ｆｒ（上限）の範囲から外れ、昇圧回路２２を構成するＬＣ回路の共振を回避することができる。

本実施形態では、矩形波制御方式によりモータ１１が制御される際に、モータ１１の動作点が、昇圧回路２２で共振が発生する動作領域である共振領域に該当することを条件に、矩形波電圧の矩形波の形状が変化され（即ち、矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転され）、モータ１１の駆動電力における電気６次周波数が高周波化される。

（矩形波制御方式）
上述した昇圧回路２２での共振を回避する制御は、矩形波制御方式を基礎としているので、先ず、矩形波制御方式によりモータ１１が制御される場合のモータ制御動作について、図４を参照して説明する。

制御装置１００は、矩形波制御方式によるモータ制御動作を実行するために、その内部に実現される論理的な処理ブロック又は物理的な処理回路として、３相／ｄｑ相変換部１０１、トルク推定部１０２、減算器１０３、ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ：比例−積分）制御部１０４、位相リミッタ１０５及びパルス発生器１０６を備えて構成されている。

３相／ｄｑ相変換部１０１は、回転検出器２５により検出されたモータ１１の回転角θを参照して、電流センサ２６ｖ及び２６ｗにより夫々検出されたＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換する。

トルク推定部１０２は、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに基づいて、モータ１１の出力トルクＴｒｑを推定する。尚、出力トルクＴｒｑの推定方法については、既存の方法を適用可能であるので、その詳細についての説明は省略する。

減算器１０３は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと出力トルクＴｒｑとからトルク偏差ΔＴｒｑ（＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）を求める。ＰＩ制御部１０４は、トルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行って、制御偏差を求め、該求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φを設定する（つまり、ＰＩ制御部１０４は、トルクフィードバック制御を行う）。

具体的には、ＰＩ制御部１０４は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが正である場合、トルク不足時には電圧位相を進め、トルク過剰時には電圧位相を遅らせる。他方、ＰＩ制御部１０４は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが負である場合、トルク不足時には電圧位相を遅らせ、トルク過剰時には電圧位相を進める。

位相リミッタ１０５は、ＰＩ制御部１０５により設定された電圧位相φが所定範囲（例えば、前回の電圧位相からの変化量に起因してショックが発生しないような範囲）内であるか否かを判定する。電圧位相φが所定範囲内であれば、位相リミッタ１０５は、電圧位相φをパルス発生器１０６に供給する。他方、電圧位相φが所定範囲内ではない場合、位相リミッタ１０５は、所定範囲の上限値に相当する電圧位相φをパルス発生器１０６に供給する。

パルス発生器１０６は、位相リミッタ１０５から供給された電圧位相φと、回転検出器２５により検出されたモータ１１の回転角θとに基づいて、各相電圧指令値（即ち、Ｕ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値、Ｗ相電圧指令値）を生成する。そして、パルス発生器１０６は、生成された各相電圧指令値に基づいて、インバータ２１をスイッチング制御するためのスイッチング制御信号としての、電圧パルス指令値（図１参照）をインバータ２１に出力する。

（パルスパターンの決定方法）
制御装置１００は、更に、パルスパターン決定部１０７を備えて構成されている。パルスパターン決定部１０７は、パルス発生器１０６により生成される電圧パルス指令値が、昇圧回路２２で共振が発生しないようなパルスパターン（以降、適宜“新パルスパターン”と称する）に従うものとするか否かを決定する。ここで、「パルスパターン」は、各相の電圧位相と電圧指令値との関係（言い換えれば、電圧指令値の電圧位相に対する変化）を規定するものを意味する。

パルスパターン決定部１０７におけるパルスパターンの決定方法について、図５のフローチャートを参照して説明する。以下に説明する処理は、制御装置１００のパルスパターン決定部１０７により所定周期で繰り返し実行される。

図５において、パルスパターン決定部１０７は、現在の制御モードが、矩形波制御方式であるか否かを判定する（ステップＳ１０１）。この判定の結果、現在の制御モードが矩形波制御方式ではないと判定された場合（ステップＳ１０１：Ｎｏ）、パルスパターン決定部１０７は、処理を終了する。この場合、モータ制御装置１は、正弦波ＰＷＭ制御方式又は過変調ＰＷＭ制御方式によりモータ１１を制御している。

他方、ステップＳ１０１の判定の結果、現在の制御モードが矩形波制御方式であると判定された場合（ステップＳ１０１：Ｙｅｓ）、パルスパターン決定部１０７は、モータ１１の動作点が共振領域に該当するか否かを判定する（即ち、モータ１１の駆動電力における電気６次周波数が、昇圧回路２２を構成するＬＣ回路が共振する周波数範囲ｆｒ（下限）〜ｆｒ（上限）に該当するか否かを判定する）（ステップＳ１０２）。尚、電気６次周波数は、モータ１１の回転数Ｎ（ｒｐｍ：回転／分）を用いて、Ｎ／６０×（モータ１１の対極数）×６と表せる。

ステップＳ１０２の判定の結果、モータ１１の動作点が共振領域に該当すると判定された場合（ステップＳ１０２：Ｙｅｓ）、パルスパターン決定部１０７は、新パルスパターンに従う電圧パルス指令値を生成するようにパルス発生器１０６を制御する（ステップＳ１０３）。

他方、ステップＳ１０２の判定の結果、モータ１１の動作点が共振領域に該当しないと判定された場合（ステップＳ１０２：Ｎｏ）、パルスパターン決定部１０７は、従来の矩形波制御方式により（即ち、昇圧回路２２の共振を考慮しない）電圧パルス指令値を生成するようにパルス発生器１０６を制御する（ステップＳ１０４）。

（新パルスパターン）
パルス発生器１０６における新パルスパターンに従う電圧パルス指令値の生成方法の一例について、図６及び図７を参照して説明する。図６は、第１実施形態に係る新パルスパターンの一例を示す図である。図７は、第１実施形態に係るパルス発生器の動作を説明するための図である。

上述の「矩形波制御方式」において説明したように、パルス発生器１０６には、電圧位相φと回転角θとが供給される。そして、パルス発生器１０６は、電圧位相φ及び回転角θに基づく各相電圧指令値から電圧パルス指令値を生成する。

しかしながら、新パルスパターンに従う電圧パルス指令値の生成には、モータ１１の回転角θに応じて電圧パルス指令値が決定されるようなテーブルを用意し、該テーブルを用いるとよい。

図６（ａ）に、新パルスパターンに係る各相の波形の一例を示す。具体的には、Ｕ相電圧パルスの波形は、回転角θが１８０度でハイレベルとローレベルとが反転する矩形波において、回転角θが９０度近傍及び２７０度近傍で、更にハイレベルとローレベルとが一時的に反転されている。Ｖ相電圧パルスの波形は、Ｕ相電圧パルスの波形の位相を１２０度遅らせた波形である。Ｗ相電圧パルスの波形は、Ｕ相電圧パルスの波形の位相を２４０度遅らせた（又は位相を１２０度進めた）波形である。

ハイレベルを“１”、ローレベルを“０”として、図６（ａ）に示す波形を数値で表すと、例えば位相α１（回転角θ＝０度）の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順に“１０１”となる。このようにして、位相（回転角θ）と波形とが関連付けられることによって、図６（ｂ）に示すようなテーブルが構築される。尚、図６（ｂ）における“０、１、２、…”は、位相に対応付けられた参照符号である。

パルス発生器１０６は、その内部に実現される論理的な処理ブロック又は物理的な処理回路として、角度一致検出部１０６１及びパターン選択部１０６２を有する（図７参照）。

角度一致検出部１０６１は、回転検出器２５により検出されたモータ１１の回転角θと、テーブルに含まれる位相のいずれかとが一致した場合に、一致した位相に対応する参照符号ｎを出力する。具体的には例えば、回転角θと位相α３とが一致した場合、角度一致検出部１０６１は、参照符号“２”を出力する（図６（ｂ）参照）。

パターン選択部１０６２は、角度一致検出部１０６１から出力された参照符号ｎに基づいて、テーブルから各相のパターンを取得し、電圧パルス指令値を生成する。具体的には例えば、角度一致検出部１０６１から参照符号“２”が出力された場合、パターン選択部１０６１は、テーブルから“１０１”というパターンを取得する。そして、パターン選択部１０６２は、Ｕ相及びＷ相の電圧パルス指令値としてハイレベルに対応する電圧パルス指令値を生成し、Ｖ相の電圧パルス指令値としてローレベルに対応する電圧パルス指令値を生成する。

尚、パターン選択部１０６２は、角度一致検出部１０６１から新たな参照符号ｎが出力されるまでは、前回出力された参照符号ｎに基づく電圧パルス指令値を生成する。つまり、パターン選択部１０６２は、回転角θが、例えば位相α１と一致した後位相α２に一致するまでは、位相α１に対応する参照符号“０”に基づいて電圧パルス指令値を生成する。

電圧パルス指令値によりインバータ２１がスイッチング制御されることによって、所定のタイミングで、モータ１１に供給される矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転される。具体的には例えば、Ｕ相電圧の場合、モータ１１の回転角θが、位相α５と一致したタイミングで、矩形波電圧に係る電圧極性が正から負に反転され、モータ１１の回転角θが、位相α６と一致したタイミングで、矩形波電圧に係る電圧極性が負から正に再び反転される。

（効果）
本実施形態に係るモータ制御装置１では、モータ１１の動作点が、昇圧回路２２で共振が発生する共振領域に該当する場合に、新パルスパターンに従う電圧パルス指令値が生成される。該生成された電圧パルス指令値に従ってインバータ２１がスイッチング制御されることにより、モータ１１の駆動電力における電気６次周波数が高周波化され、結果として、昇圧回路２２での共振の発生を回避することができる。

本実施形態では、矩形波制御方式を基礎として新パルスパターンを実現しているので、正弦波ＰＷＭ制御方式及び過変調ＰＷＭ制御方式に比べて、インバータ２１におけるスイッチング損失を抑えてエネルギー効率を向上させることができる。

＜変形例＞
次に、第１実施形態の変形例について、図８及び図９を参照して説明する。図８は、第１実施形態の変形例に係るＰＷＭ信号生成部の動作を説明するための図である。図９は、第１実施形態の変形例に係る新パルスパターンの一例を示す図である。

上述した第１実施形態では、矩形波制御方式を基礎としていたが、本変形例では、ＰＷＭ制御方式を基礎として新パルスパターンが実現される。ＰＷＭ制御方式によるモータ１１の制御動作には、既存の各種態様を適用可能であるので、その詳細についての説明は省略する。ここでは、制御装置１００がＰＷＭ制御方式によりモータ１１を制御するために、その内部に実現される論理的な処理ブロック又は物理的な処理回路として、備えるＰＷＭ信号生成部１１１の動作のみを図８及び図９を参照して説明する。

本変形例に係るＰＷＭ信号生成部１１１は、三角波比較方式によりＰＷＭ制御を実現する（図８参照）。ＰＷＭ信号生成部１１１は、Ｕ相電圧パルスを生成する比較器１１１１と、Ｖ相電圧パルスを生成する比較器１１１２と、Ｗ相電圧パルスを生成する比較器１１１３と、を有する。比較器１１１１、１１１２及び１１１３の各々には、同一のキャリア（三角波）が入力される。

図９に示すような波形を有するＵ相電圧指令、Ｖ相電圧指令及びＷ相電圧指令が、変調波として、比較器１１１１、１１１２及び１１１３に入力されれば、図６（ａ）に示した新パルスパターンに係るパルス波形と同様のパルス波形が生成される（図９の“Ｕ相電圧パルス”、“Ｖ相電圧パルス”、“Ｗ相電圧パルス”参照）。

このように、変調波及びキャリア各々の波形を適切に選択することにより、ＰＷＭ制御方式であっても、昇圧回路２２での共振の発生を回避できる新パルスパターンを実現することができる。

＜第２実施形態＞
本発明のモータ制御装置に係る第２実施形態について、図１０乃至図１２を参照して説明する。第１実施形態では、モータ１１の電圧と電流との位相差（即ち、力率）は固定値（具体的には位相差ゼロ）とされている。第２実施形態では新パルスパターンに係るパルス波形が力率を考慮して決定される点で、第１実施形態と異なっている以外は、上述した第１実施形態と同様である。よって、第２実施形態ついて、第１実施形態と重複する説明を省略すると共に、図面上における共通箇所には同一符号を付して示し、基本的に異なる点についてのみ、図１０乃至図１２を参照して説明する。

図１０は、第２実施形態に係る新パルスパターンの概念を示す概念図である。図１１は、第２実施形態に係る位相関係検出の概念を示す概念図である。図１２は、第２実施形態に係る新パルスパターンの一例を示す図である。

（新パルスパターン）
矩形波制御に係る、例えばＵ相電圧指令（即ち、Ｕ相電圧パルス）が、便宜上、図１０に示すような正弦波で表されるとする。モータ１１の電圧（ここでは、Ｕ相電圧指令）とモータ１１のＵ相電流との位相差ΔΦがゼロである場合（即ち、力率が１である場合）、Ｕ相については、図６（ａ）に示したモータ１１の回転角θが９０度近傍及び２７０度近傍で、ハイレベルとローレベルとが反転するパルスパターンが、新パルスパターンとして決定される。

他方、位相差ΔΦがゼロでない場合、モータ１１のＵ相電流のピークに合わせて、矩形波電圧に係る電圧極性の一時的な反転が行われると、モータ１１の電力変動を抑制することができることが、本願発明者の研究により判明している。この場合、モータ１１に供給されるＵ相電圧の波形の９０度対称性を維持するために、Ｕ相電圧指令のピークから位相差ΔΦだけ進んだ（又は遅れた）タイミングでも、矩形波電圧に係る電圧極性の一時的な反転が行われる。このため、Ｕ相については、図１０の下段に示すパルスパターンが、新パルスパターンとして決定される。

本実施形態に係るパルス発生器１０６（図４参照）は、位相リミッタ１０５（図４参照）から供給された電圧位相φと、３相／ｄｑ相変換部１０１（図４参照）により変換されたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと、に基づいて、位相差ΔΦを求める。具体的には、図１１に示すように、ｄｑ座標において、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑにより表される電流ベクトルＩのｄ軸からの回転角を電流位相Φｉとする。パルス発生器１０６は、電圧位相φと電流位相Φｉとから位相差ΔΦ（＝φ−Φｉ）を求める。

図１２（ａ）に、位相差ΔΦが“ｍ”である場合の新パルスパターンに係る各相の波形の一例を示す。ハイレベルを“１”、ローレベルを“０”として、図１２（ａ）に示す波形を数値で表すことにより、位相差ΔΦが“ｍ”である場合のテーブル（モータ１１の回転角θに応じて電圧パルス指令値を決定するテーブル）が構築される（図１２（ｂ）参照）。

本実施形態では、このようにして構築された複数の位相差ΔΦに夫々対応する複数のテーブルがパルス発生器１０６に予め格納されている。

モータ制御装置１が矩形波制御方式によりモータ１１を制御する場合であって、パルスパターン決定部１０７により新パルスパターンに従う電圧パルス指令値を生成するようにパルス発生器１０６が制御される場合、パルス発生器１０６は、先ず、上述の如く位相差ΔΦを求める。

次に、パルス発生器１０６は求められた位相差ΔΦに対応するテーブルを選択する。そして、パルス発生器１０６の角度一致検出部１０６１（図８参照）は、回転検出器２５により検出されたモータ１１の回転角θと、選択されたテーブルに含まれる位相のいずれかとが一致した場合に、一致した位相に対応する参照符号ｎを出力する。

続いて、パルス発生器１０６のパターン選択部１０６２（図８参照）は、角度一致検出部１０６１から出力された参照符号ｎに基づいて、選択されたテーブルから各相のパターンを取得し、電圧パルス指令値を生成する。

（効果）
力率が考慮された新パルスパターンでは、矩形波電圧に係る電圧極性の一時的な反転が、モータ１１の電力変動がピークとなるタイミングで行われることとなる。この結果、モータ１１の電力変動が抑制されると共に、モータ１１の駆動電力における電気６次周波数が高周波化される。従って、本実施形態に係るモータ制御装置１によれば、モータ１１の電力変動を好適に抑制しつつ、昇圧回路２２での共振の発生を回避することができる。

尚、本実施形態に係る「制御装置１００」は、本発明に係る「制御手段」の一例である。

＜第３実施形態＞
本発明のモータ制御装置に係る第３実施形態について、図１３乃至図１５を参照して説明する。第３実施形態では、モータ１１の動作態様（具体的には、力行か回生か）によって新パルスパターンに係るパルス波形が決定される点で、第１実施形態と異なっている以外は、上述した第１実施形態と同様である。よって、第３実施形態について、第１実施形態と重複する説明を省略すると共に、図面上における共通箇所には同一符号を付して示し、基本的に異なる点についてのみ、図１３乃至図１５を参照して説明する。図１３は、第３実施形態に係る力行時の新パルスパターンの一例を示す図である。

（新パルスパターン）
（１）力行時
駆動力を出力するようにモータ１１が制御される場合（即ち、力行時）、例えば図１３（ａ）に示すパルスパターンが、新パルスパターンとして決定される。具体的には、Ｕ相電圧パルスの波形は、回転角θが１８０度でハイレベルとローレベルとが反転する矩形波において、回転角θが、例えば１６２度近傍及び、例えば３４２度近傍で、更にハイレベルとローレベルとが一時的に反転されている。Ｖ相電圧パルスの波形は、Ｕ相電圧パルスの波形の位相を１２０度遅らせた波形である。Ｗ相電圧パルスの波形は、Ｕ相電圧パルスの波形の位相を２４０度遅らせた（又は位相を１２０度進めた）波形である。

ハイレベルを“１”、ローレベルを“０”として、図１３（ａ）に示す各相電圧パルスの波形を数値で表すことにより、力行時のテーブル（モータ１１の回転角θに応じて電圧パルス指令値を決定するテーブル）が構築される（図１３（ｂ）参照）。

モータ制御装置１が、矩形波制御方式により、駆動力を出力するようにモータ１１を制御する場合であって、パルスパターン決定部１０７により新パルスパターンに従う電圧パルス指令値を生成するようにパルス発生器１０６が制御される場合、パルス発生器１０６は、力行時に対応するテーブルを選択する。そして、パルス発生器１０６の角度一致検出部１０６１（図８参照）は、回転検出器２５により検出されたモータ１１の回転角θと、選択されたテーブルに含まれる位相のいずれかとが一致した場合に、一致した位相に対応する参照符号ｎを出力する。

続いて、パルス発生器１０６のパターン選択部１０６２（図８参照）は、角度一致検出部１０６１から出力された参照符号ｎに基づいて、選択されたテーブルから各相のパターンを取得し、電圧パルス指令値を生成する。

ここで、図１３（ａ）に示すパルスパターンに従ってモータ１１が制御される場合の３相電力に係る波形について、図１４を参照して説明する。尚、３相電力に係る波形とは、各相の電力波形が重ね合わされた波形を意味する。図１４（ａ）は、従来の矩形波制御方式によりモータ１１が制御される場合のモータ電圧、モータ電流及びモータ電力各々の一周期分の波形の一例を示す図である。図１４（ｂ）は、新パルスパターンに従ってモータ１１が制御される場合のモータ電圧、モータ電流及びモータ電力各々の一周期分の波形の一例を示す図である。

図１４（ａ）の「３相電力」と図１４（ｂ）の「３相電力」とを比較すると、新パルスパターンに従ってモータ１１が制御される場合（図１４（ｂ）参照）、インバータ２１から出力される矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転されることに起因して（図１４（ｂ）の“モータ電圧”の矢印参照）、３相電力に係る波形の山部分に切れ込みが生じていることがわかる。尚、切れ込みが６箇所で発生している理由は、各相のモータ電圧において電圧極性の一時的な反転が２回ずつ起こり、３相合わせて６回電圧極性の一時的な反転が起こるからである。

図１４（ａ）の「３相電力」に示す波形、及び図１４（ｂ）の「３相電力」に示す波形各々に高調波解析を施すと、次の結果が得られることが、本願発明者の研究により判明している。即ち、電気周波数の６次成分は、新パルスパターンに従ってモータ１１が制御される場合のほうが、従来の矩形波制御方式によりモータ１１が制御される場合に比べて著しく小さい。他方、電気周波数の１２次成分や１８次成分については、新パルスパターンに従ってモータ１１が制御される場合のほうが、従来の矩形波制御方式によりモータ１１が制御される場合に比べて大きい。つまり、新パルスパターンに従ってモータ１１が制御されることによって、３相電力に係る波形の電気周波数の６次成分が高周波化される。

（２）回生時
モータ１１で回生が行われる場合、例えば図１５（ａ）に示すパルスパターンが、新パルスパターンとして決定される。具体的には、Ｕ相電圧パルスの波形は、回転角θが１８０度でハイレベルとローレベルとが反転する矩形波において、回転角θが、例えば１８度近傍及び、例えば１９８度近傍で、更にハイレベルとローレベルとが一時的に反転されている。Ｖ相電圧パルスの波形（図示せず）は、Ｕ相電圧パルスの波形の位相を１２０度遅らせた波形である。Ｗ相電圧パルスの波形（図示せず）は、Ｕ相電圧パルスの波形の位相を２４０度遅らせた（又は位相を１２０度進めた）波形である。

（３）力行時（変形例）
駆動力を出力するようにモータ１１が制御される場合、例えば図１５（ｂ）に示すパルスパターンが、新パルスパターンとして決定されてよい。具体的には、Ｕ相電圧パルスの波形は、回転角θが１８０度でハイレベルとローレベルとが反転する矩形波において、回転角θが、例えば１０２度近傍及び、例えば２８２度近傍で、更にハイレベルとローレベルとが一時的に反転されている。Ｖ相電圧パルスの波形（図示せず）は、Ｕ相電圧パルスの波形の位相を１２０度遅らせた波形である。Ｗ相電圧パルスの波形（図示せず）は、Ｕ相電圧パルスの波形の位相を２４０度遅らせた（又は位相を１２０度進めた）波形である。

（新パルスパターンの実験的な求め方）
図１３及び図１５に示すパルスパターンを、実験的に求める方法の一例について説明する。以下では、例えば図１３（ａ）に示すＵ相電圧パルスの波形において、１８０度以下で、ハイレベルからローレベルに反転される位相α８に相当する位相を「開始位置θｓ１」、ローレベルからハイレベルに再び反転される位相α９に相当する位相を「終了位置θｅ１」と称する。尚、図１３（ａ）に示すＵ相電圧パルスの波形における位相α１７及び位相α１８は、夫々、「θｓ１＋１８０」及び「θｅ１＋１８０」と表される。また、Ｖ相電圧パルス及びＷ相電圧パルスについては、Ｕ相電圧パルスについて求められた開始位置θｓ１及び終了位置θｅ１を、１２０度又は２４０度ずらせばよい。

先ず、１８０度以下で開始位置θｓ１及び終了位置θｅ１の探索範囲を設定する。尚、探索範囲の上限値と下限値との差は３０度以下にすることが望ましい。次に、設定された探索範囲内で開始位置θｓ１及び終了位置θｅ１各々を変化させつつ、実機により３相電圧波形及び３相電流波形を取得する。この際、開始位置θｓ１と終了位置θｅ１との差は一定にすることが望ましい。

次に、取得された３相電圧波形及び３相電流波形から、開始位置θｓ１及び終了位置θｅ１の組合せ毎に３相電力に係る波形を求め、該求められた３相電力に係る波形に高調波解析を施す。次に、高調波解析の結果、電気周波数の６次成分が最も小さくなる開始位置θｓ１及び終了位置θｅ１の組合せを、最適開始位置θｓｍｉｎ及び最適終了位置θｅｍｉｎとして決定する。

上述した手順を、回転数及びトルクにより規定されるモータ１１の複数の動作点各々について繰り返し行うことにより、モータ１１の各動作点に対応する新パルスパターンを求めることができる。

（効果）
本実施形態に係るモータ制御装置１によれば、特に、モータ１１の動作態様に応じた最適なパルスパターンが新パルスパターンとして選択されるので、昇圧回路２２における共振の発生を好適に回避することができる。加えて、本実施形態では、矩形波制御方式を基礎として新パルスパターンを実現しているので、正弦波ＰＷＭ制御方式及び過変調ＰＷＭ制御方式に比べて、インバータ２１におけるスイッチング損失を抑えてエネルギー効率を向上させることができる。

＜第４実施形態＞
本発明のモータ制御装置に係る第４実施形態について、図１６乃至図２４を参照して説明する。第４実施形態では、新パルスパターンに係るパルス波形の求め方が異なっている以外は、上述した第３実施形態と同様である。よって、第４実施形態について、第３実施形態と重複する説明を省略すると共に、図面上における共通箇所には同一符号を付して示し、基本的に異なる点についてのみ、図１６乃至図２４を参照して説明する。

（新パルスパターンの求め方）
先ず、新パルスパターンの求め方の概要を説明し、その後、各処理の詳細について説明する。

（１）概要
先ず、本実施形態に係る新パルスパターンに係るパルス波形の求め方の概要について、図１７のフローチャートを参照して説明する。ここで、本実施形態に係る制御装置１００は、図１６に示すように、その内部に実現される論理的な処理ブロック又は物理的な処理回路として、パルスパターン演算装置（以降、“演算装置”と称する）１２０を備えて構成されている。

図１７において、演算装置１２０は、３相電力に係る波形を取得する（ステップＳ１０）。次に、演算装置１２０は、取得された３相電力に係る波形に基づいて、矩形波電圧に係る電圧極性を一時的に反転すべき電圧位相を、パルス位置として計算する（ステップＳ２０）。尚、本実施形態に係る「パルス位置」は、上述した第３実施形態とは異なり、電圧極性が一時的に反転されている電圧位相範囲の中央値を意味する（例えば図２３の“θｍｉｎ”参照）。

次に、演算装置１２０は、計算されたパルス位置等に基づいて、一時的な電圧極性の反転を継続すべき電圧位相範囲を、パルス幅として計算する（ステップＳ３０）。最後に、演算装置１２０は、計算されたパルス位置及びパルス幅に基づいて、新パルスパターンに係るパルス波形を決定する（ステップＳ４０）。

（２）波形取得処理
上述したステップＳ１０の処理の詳細について、図１８のフローチャートを参照して説明する。

図１８において、演算装置１２０は、各相（即ち、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の電圧波形及び電流波形、並びにインバータ２１の入力電圧（即ち、昇圧電圧ＶＨ）を取得する（ステップＳ１０１）。尚、取得される各相の電圧波形及び電流波形は、モータ１１のある動作点について実測又はシミュレーションにより求められた波形である（尚、モータ１１は、従来の矩形波制御方式により、又は予め求められた新パルスパターンに従って、制御されるものとする）。

次に、演算装置１２０は、取得された各相の電圧波形及び電流波形から、同期された少なくとも１周期分の各相の電圧波形及び電流波形を抽出する（ステップＳ１０２）。ここで、抽出された各相の電圧波形及び電流波形を次のように表す。即ち、Ｕ相電圧波形はｖｕ（θ）、Ｕ相電流波形はｉｕ（θ）、Ｖ相電圧波形はｖｖ（θ）、Ｖ相電流波形はｖｉ（θ）、Ｗ相電圧波形はｖｗ（θ）、Ｗ相電流波形はｖｗ（θ）。ここで、θは、“０≦θ≦３６０”の関係を満たすものとする。

次に、演算装置１２０は、各相の電圧波形及び電流波形に基づいて３相電力に係る波形を計算する（ステップＳ１０３）。ここで、３相電力に係る波形をＰ（θ）とすると、波形Ｐ（θ）＝ｖｕ（θ）×ｉｕ（θ）＋ｖｖ（θ）×ｉｖ（θ）＋ｖｗ（θ）×ｉｗ（θ）と表される。

（３）パルス位置算出処理
上述したステップＳ２０の処理の詳細について、図１９のフローチャートを参照して説明する。

図１９において、演算装置１２０は、位相αを初期値である“−９０”に設定する（ステップＳ２０１）。次に、演算装置１２０は、波形Ｐ（θ）に基づいて、“Ｐ（θ）×ｓｉｎ（６θ＋α）”を“Ｐｓｉｎ６（θ、α）”として求める（即ち、Ｐｓｉｎ６（θ、α）＝Ｐ（θ）×ｓｉｎ（６θ＋α））。また、演算装置１２０は、“Ｐ（θ）×ｃｏｓ（６θ＋α）”を“Ｐｃｏｓ６（θ、α）”として求める（即ち、Ｐｃｏｓ６（θ、α）＝Ｐ（θ）×ｃｏｓ（６θ＋α））。

次に、演算装置１２０は、Ｐｓｉｎ６（θ、α）及びＰｃｏｓ６（θ、α）を、０〜３６０で、θについて積分して、Ｐａ（α）（＝∫Ｐｓｉｎ６（θ、α）×ｄθ）及びＰｂ（α）（＝∫Ｐｃｏｓ６（θ、α）×ｄθ）を求める（ステップＳ２０２）。

次に、演算装置１２０は、位相αをΔαだけ増加して（ステップＳ２０３）、新たな位相αについて、上述したステップＳ２０２の処理と同様に、Ｐａ（α）及びＰｂ（α）を求める（ステップＳ２０４）。

次に、演算装置１２０は、今回ステップＳ２０４の処理において求められたＰａ（α）及びＰｂ（α）と、前回の処理（即ち、ステップＳ２０２の処理、又は前回のステップＳ２０４の処理）において求められたＰａ（α−Δα）及びＰｂ（α−Δα）（図１８のステップＳ２０３に示すように、位相αは毎回更新されるので、前回の位相αを便宜上“α−Δα”と記載する）とに基づいて、Ｐａ（α）−Ｐｂ（α）の絶対値が、Ｐａ（α−Δα）−Ｐｂ（α−Δα）の絶対値以下であるか否かを判定する（ステップＳ２０５）。

ステップＳ２０５の判定において、Ｐａ（α）−Ｐｂ（α）の絶対値が、Ｐａ（α−Δα）−Ｐｂ（α−Δα）の絶対値より大きいと判定された場合（ステップＳ２０５：Ｎｏ）、後述するステップＳ２０７の処理が行われる。

他方、ステップＳ２０５の判定において、Ｐａ（α）−Ｐｂ（α）の絶対値が、Ｐａ（α−Δα）−Ｐｂ（α−Δα）の絶対値以下であると判定された場合（ステップＳ２０５：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、現在の位相αを、αｍｉｎとして記憶する（ステップＳ２０６）。

次に、演算装置１２０は、位相αが９０度以上であるか否かを判定する（ステップＳ２０７）。この判定において、位相αが９０度未満であると判定された場合（ステップＳ２０７：Ｎｏ）、上述したステップＳ２０３の処理が行われる。

他方、ステップＳ２０７の判定において、位相αが９０度以上であると判定された場合（ステップＳ２０７：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、θを初期値である“θｃ−θａ”に設定する（ステップＳ２０８）。尚、“θａ”、“θｃ”及び後述する“θｂ”は定数である。“θａ”、“θｂ”及び“θｃ”は、後述するステップＳ２０９以降の処理において、θの変化範囲を規定する値である。具体的には、θは、θｃ−θａ〜θｃ＋θｂの範囲で変化する。

次に、演算装置１２０は、Ｐｓｉｎ６（θ、αｍｉｎ）（＝Ｐ（θ）×ｓｉｎ（６θ＋αｍｉｎ））及びＰｃｏｓ６（θ、αｍｉｎ）（＝Ｐ（θ）×ｃｏｓ（６θ＋αｍｉｎ））を求める（ステップＳ２０９）。

次に、演算装置１２０は、θをΔθだけ増加して（ステップＳ２１０）、新たなθについて、上述したステップＳ２０９と同様に、Ｐｓｉｎ６（θ、αｍｉｎ）及びＰｃｏｓ６（θ、αｍｉｎ）を求める（ステップＳ２１１）。

次に、演算装置１２０は、今回ステップＳ２１１の処理において求められたＰｓｉｎ６（θ、αｍｉｎ）及びＰｃｏｓ６（θ、αｍｉｎ）と、前回の処理（即ち、ステップＳ２０９の処理、又は前回のステップＳ２１１の処理）において求められたＰｓｉｎ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）及びＰｃｏｓ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）（図１８のステップＳ２１０に示すように、θは毎回更新されるので、前回のθを便宜上“θ−Δθ”と記載する）とに基づいて、Ｐｓｉｎ６（θ、αｍｉｎ）−Ｐｃｏｓ６（θ、αｍｉｎ）の絶対値が、Ｐｓｉｎ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）−Ｐｃｏｓ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）の絶対値以下であるか否かを判定する（ステップＳ２１２）。

尚、図１８では、便宜上、“Ｐｓｉｎ６（θ、αｍｉｎ）−Ｐｃｏｓ６（θ、αｍｉｎ）”を、“Ｐｓｉｎ６（ｎ）−Ｐｃｏｓ６（ｎ）”と、“Ｐｓｉｎ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）−Ｐｃｏｓ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）”を、“Ｐｓｉｎ６（ｎ−１）−Ｐｃｏｓ６（ｎ−１）”と記載している。

ステップＳ２１２の判定において、Ｐｓｉｎ６（θ、αｍｉｎ）−Ｐｃｏｓ６（θ、αｍｉｎ）の絶対値が、Ｐｓｉｎ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）−Ｐｃｏｓ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）の絶対値より大きいと判定された場合（ステップＳ２１２：Ｎｏ）、後述するステップＳ２１４の処理が行われる。

他方、ステップＳ２１２の判定において、Ｐｓｉｎ６（θ、αｍｉｎ）−Ｐｃｏｓ６（θ、αｍｉｎ）の絶対値が、Ｐｓｉｎ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）−Ｐｃｏｓ６（θ−Δθ、αｍｉｎ）の絶対値以下であると判定された場合（ステップＳ２１２：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、現在のθを、θｍｉｎとして記憶する（ステップＳ２１３）。

次に、演算装置１２０は、θが“θｃ＋θｂ”以上であるか否かを判定する（ステップＳ２１３）。この判定において、θが“θｃ＋θｂ”未満であると判定された場合（ステップＳ２１３：Ｎｏ）、上述したステップＳ２１０の処理が行われる。他方、この判定において、θが“θｃ＋θｂ”以上であると判定された場合（ステップＳ２１３：Ｙｅｓ）、図１８に示す処理が終了される。

ここで、上述したステップＳ２０８〜Ｓ２１４の処理は、例えば図２０に示すＰｓｉｎ６（θ）に係る波形と、Ｐｃｏｓ６（θ）に係る波形との交点を探索するための処理である。図１８に示す処理が終了されたときに、θｍｉｎとして記憶されている値が、交点を示す位相である。具体的には例えば、図１３におけるＵ相電圧パルスにおいて、ハイレベルとローレベルとが一時的に反転される１６２度は、図２０において円Ｃ１で囲った交点の位相に対応する。また、図１５（ｂ）におけるＵ相電圧パルスにおいて、ハイレベルとローレベルとが一時的に反転される１０２度は、図２０において円Ｃ２で囲った交点の位相に対応する。

（４）パルス幅算出処理
上述したステップＳ３０の処理の詳細について、図２１及び図２２のフローチャートを参照して説明する。

図２１において、演算装置１２０は、パルス幅ｗを初期値である“ｗａ”に設定する（ステップＳ３０１）。次に、演算装置１２０は、θｍｉｎ及びパルス幅ｗに基づいて、矩形波電圧の電圧波形を生成する（ステップＳ３０２）。

ここで、ステップＳ３０２の処理について、図２２のフローチャートを参照して説明を加える。尚、図２２は、Ｕ相電圧の電圧波形の生成処理を示しているが、Ｖ相電圧及びＷ相電圧についても同様の処理が行われる。

図２２において、演算装置１２０は、θを初期値である“０”に設定する（ステップＳ３００１）。次に、演算装置１２０は、θが０以上且つ“θｍｉｎ―ｗ／２”未満であるか否かを判定する（ステップＳ３００２）。この判定において、θが０以上且つ“θｍｉｎ―ｗ／２”未満であると判定された場合（ステップＳ３００２：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、現在のθ及びパルス幅ｗについてのＵ相電圧ｖｕ（θ、ｗ）を“Ｖｈ（θ）／２”とする（ステップＳ３００３）。ここで、“Ｖｈ（θ）”は、図１８のステップＳ１０１の処理において取得されたインバータ２１の入力電圧の電圧波形である。

次に、演算装置１２０は、θをΔθだけ増加して（ステップＳ３００４）、新たなθについて、３６０以上であるか否かを判定する（ステップＳ３００５）。この判定において、θが３６０以上であると判定された場合（ステップＳ３００５：Ｙｅｓ）、図２２に示す処理が終了される。他方、ステップＳ３００５の判定において、θが３６０未満であると判定された場合（ステップＳ３００５：Ｎｏ）、上述したステップＳ３００２の処理が行われる。

ステップＳ３００２の判定において、θが“θｍｉｎ―ｗ／２”以上であると判定された場合（ステップＳ３００２：Ｎｏ）、演算装置１２０は、θが“θｍｉｎ＋ｗ／２”未満であるか否かを判定する（ステップＳ３００６）。この判定において、θが“θｍｉｎ＋ｗ／２”未満であると判定された場合（ステップＳ３００６：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、現在のθ及びパルス幅ｗについてのＵ相電圧ｖｕ（θ、ｗ）を“−Ｖｈ（θ）／２”として（ステップＳ３００７）、ステップＳ３００４の処理を行う。

ステップＳ３００６の判定において、θが“θｍｉｎ＋ｗ／２”以上であると判定された場合（ステップＳ３００６：Ｎｏ）、演算装置１２０は、θが“１８０”未満であるか否かを判定する（ステップＳ３００８）。この判定において、θが“１８０”未満であると判定された場合（ステップＳ３００８：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、現在のθ及びパルス幅ｗについてのＵ相電圧ｖｕ（θ、ｗ）を“Ｖｈ（θ）／２”として（ステップＳ３００９）、ステップＳ３００４の処理を行う。

ステップＳ３００８の判定において、θが“１８０”以上であると判定された場合（ステップＳ３００８：Ｎｏ）、演算装置１２０は、θが“１８０＋θｍｉｎ−ｗ／２”未満であるか否かを判定する（ステップＳ３０１０）。この判定において、θが“１８０＋θｍｉｎ−ｗ／２”未満であると判定された場合（ステップＳ３０１０：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、現在のθ及びパルス幅ｗについてのＵ相電圧ｖｕ（θ、ｗ）を“−Ｖｈ（θ）／２”として（ステップＳ３０１１）、ステップＳ３００４の処理を行う。

ステップＳ３０１０の判定において、θが“１８０＋θｍｉｎ−ｗ／２”以上であると判定された場合（ステップＳ３０１０：Ｎｏ）、演算装置１２０は、θが“１８０＋θｍｉｎ＋ｗ／２”未満であるか否かを判定する（ステップＳ３０１２）。この判定において、θが“１８０＋θｍｉｎ＋ｗ／２”未満であると判定された場合（ステップＳ３０１２：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、現在のθ及びパルス幅ｗについてのＵ相電圧ｖｕ（θ、ｗ）を“Ｖｈ（θ）／２”として（ステップＳ３０１３）、ステップＳ３００４の処理を行う。

ステップＳ３０１２の判定において、θが“１８０＋θｍｉｎ＋ｗ／２”以上であると判定された場合（ステップＳ３０１２：Ｎｏ）、演算装置１２０は、現在のθ及びパルス幅ｗについてのＵ相電圧ｖｕ（θ、ｗ）を“−Ｖｈ（θ）／２”として（ステップＳ３０１４）、ステップＳ３００４の処理を行う。

図２２に示す処理が行われた結果、例えば図２３に示すような矩形波電圧の電圧波形が生成される。

再び図２１に戻り、演算装置１２０は、ステップＳ３０２の処理において生成された各相の電圧波形等に基づいて、３相電力に係る波形を計算する（ステップＳ３０３）。パルス幅ｗについての３相電力に係る波形を“Ｐ１（θ、ｗ）”とする。尚、この処理において、各相の電流波形には、図１８のステップＳ１０１の処理において取得された各相の電流波形が用いられてよい。

次に、演算装置１２０は、図１９に示す処理において求められたαｍｉｎと、波形Ｐ１（θ、ｗ）とに基づいて、“Ｐ１（θ、ｗ）×ｓｉｎ（６θ＋αｍｉｎ）”を“Ｐ１ｓｉｎ６（θ、ｗ）”として求める（即ち、Ｐ１ｓｉｎ６（θ、ｗ）＝Ｐ１（θ、ｗ）×ｓｉｎ（６θ＋αｍｉｎ））。また、演算装置１２０は、“Ｐ１（θ、ｗ）×ｃｏｓ（６θ＋αｍｉｎ）”を“Ｐ１ｃｏｓ６（θ、ｗ）”として求める（即ち、Ｐ１ｃｏｓ６（θ、ｗ）＝Ｐ１（θ、ｗ）×ｃｏｓ（６θ＋αｍｉｎ））。（ステップＳ３０４）
Ｐ１ｓｉｎ６（θ、ｗ）により示される波形とＰ１ｃｏｓ６（θ、ｗ）により示される波形とを重ねて示すと、図２０と同様になる。

次に、演算装置１２０は、Ｐ１ｓｉｎ６（θ、ｗ）及びＰ１ｃｏｓ６（θ、ｗ）各々を、０〜３６０で、θについて積分して、Ｐ１ａ（αｍｉｎ）（＝∫Ｐ１ｓｉｎ６（θ、ｗ）×ｄθ）及びＰ１ｂ（αｍｉｎ）（＝∫Ｐ１ｃｏｓ６（θ、ｗ）×ｄθ）を求める（ステップＳ３０５）。

次に、演算装置１２０は、Ｐ１ａ（αｍｉｎ）及びＰ１ｂ（αｍｉｎ）に基づいて、Ｐ１ａ（αｍｉｎ）の２乗とＰ１ｂ（αｍｉｎ）の２乗との差分の平方根を、パルス幅ｗについての電気周波数の６次成分の変動Ｐ６（ｗ）として計算する（ステップＳ３０６）。

次に、演算装置１２０は、パルス幅ｗをΔｗだけ増加して（ステップＳ３０７）、新たなパルス幅ｗについて、上述したステップＳ３０２〜Ｓ３０６と同じ処理を、ステップＳ３０８〜Ｓ３１２として行う。

次に、演算装置１２０は、今回ステップＳ３１２の処理において求められたＰ６（ｗ）が、前回の処理（即ち、ステップＳ３０６の処理、又は前回のステップＳ３１２の処理）において求められたＰ６（ｗ−Δｗ）（図２１のステップＳ３０７に示すように、パルス幅ｗは毎回更新されるので、前回のパルス幅ｗを便宜上“ｗ−Δｗ”と記載する）以下であるか否かを判定する（ステップＳ３１３）。

ステップＳ３１３の判定において、Ｐ６（ｗ）がＰ６（ｗ−Δｗ）より大きいと判定された場合（ステップＳ３１３：Ｎｏ）、後述するステップＳ３１５の処理が行われる。他方、ステップＳ３１３の判定において、Ｐ６（ｗ）がＰ６（ｗ−Δｗ）以下であると判定された場合（ステップＳ３１３：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、現在のパルス幅ｗを、ｗｍｉｎとして記憶する（ステップＳ３１４）。

次に、演算装置１２０は、パルス幅ｗが、定数ｗｂ（ｗｂ＞ｗａ）未満であるか否かを判定する（ステップＳ３１５）。この判定において、パルス幅ｗが定数ｗｂ未満であると判定された場合（ステップＳ３１５：Ｙｅｓ）、上述したステップＳ３０８の処理が行われる。他方、この判定において、パルス幅ｗが定数ｗｂ以上であると判定された場合（ステップＳ３１５：Ｎｏ）、図２１に示す処理が終了される。

（５）パルスパターン決定処理
上述したステップＳ４０の処理の詳細について、図２４のフローチャートを参照して説明する。図２４では、パルスパターンの波形を“Ｐｌｓ（θ）”とする。尚、図２４は、Ｕ相電圧に係るパルスパターン（即ち、Ｕ相電圧パルスの波形）の生成処理を示しているが、Ｖ相電圧及びＷ相電圧についても同様の処理が行われる。

図２４において、演算装置１２０は、θを初期値である“０”に設定する（ステップＳ４０１）。次に、演算装置１２０は、θが“θｍｉｎ―ｗｍｉｎ／２”より大きいか否かを判定する（ステップＳ４０２）。この判定において、θが“θｍｉｎ―ｗ／２”以下であると判定された場合（ステップＳ４０２：Ｎｏ）、演算装置１２０は、現在のθについての波形Ｐｌｓ（θ）の値を“１（即ち、ハイレベル）”とする（ステップＳ４０３）。

次に、演算装置１２０は、θをΔθだけ増加して（ステップＳ４０４）、新たなθについて、３６０以上であるか否かを判定する（ステップＳ４０５）。この判定において、θが３６０以上であると判定された場合（ステップＳ４０５：Ｙｅｓ）、図２４に示す処理が終了される。他方、ステップＳ４０５の判定において、θが３６０未満であると判定された場合（ステップＳ４０５：Ｎｏ）、上述したステップＳ４０２の処理が行われる。

ステップＳ４０２の判定において、θが“θｍｉｎ―ｗｍｉｎ／２”より大きいと判定された場合（ステップＳ４０２：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、θが“θｍｉｎ＋ｗｍｉｎ／２”より大きいか否かを判定する（ステップＳ４０６）。この判定において、θが“θｍｉｎ＋ｗｍｉｎ／２”以下であると判定された場合（ステップＳ４０６：Ｎｏ）、演算装置１２０は、現在のθについての波形Ｐｌｓ（θ）の値を“０（即ち、ローレベル）”として（ステップＳ４０７）、ステップＳ４０４の処理を行う。

ステップＳ４０６の判定において、θが“θｍｉｎ＋ｗｍｉｎ／２”より大きいと判定された場合（ステップＳ４０６：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、θが“１８０”より大きいか否かを判定する（ステップＳ４０８）。この判定において、θが“１８０”以下であると判定された場合（ステップＳ４０８：Ｎｏ）、演算装置１２０は、現在のθについての波形Ｐｌｓ（θ）の値を“１”として（ステップＳ４０９）、ステップＳ４０４の処理を行う。

ステップＳ４０８の判定において、θが“１８０”より大きいと判定された場合（ステップＳ４０８：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、θが“１８０＋θｍｉｎ−ｗｍｉｎ／２”より大きいか否かを判定する（ステップＳ４１０）。この判定において、θが“１８０＋θｍｉｎ−ｗｍｉｎ／２”以下であると判定された場合（ステップＳ４１０：Ｎｏ）、演算装置１２０は、現在のθについての波形Ｐｌｓ（θ）の値を“０”として（ステップＳ４１１）、ステップＳ４０４の処理を行う。

ステップＳ４１０の判定において、θが“１８０＋θｍｉｎ−ｗｍｉｎ／２”より大きいと判定された場合（ステップＳ４１０：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、θが“１８０＋θｍｉｎ＋ｗｍｉｎ／２”より大きいか否かを判定する（ステップＳ４１２）。この判定において、θが“１８０＋θｍｉｎ＋ｗｍｉｎ／２”以下であると判定された場合（ステップＳ４１２：Ｎｏ）、演算装置１２０は、現在のθについての波形Ｐｌｓ（θ）を“１”として（ステップＳ４１３）、ステップＳ４０４の処理を行う。

ステップＳ４１２の判定において、θが“１８０＋θｍｉｎ＋ｗ／２”より大きいと判定された場合（ステップＳ４１２：Ｙｅｓ）、演算装置１２０は、現在のθについての波形Ｐｌｓ（θ）を“０”として（ステップＳ４１４）、ステップＳ４０４の処理を行う。

図２４に示す処理が行われた結果、振幅が規格化された（即ち、振幅が１である）、例えば図２３に示すパルス波形のパルスパターンが生成される。

（効果）
本実施形態に係るモータ制御装置１によれば、新パルスパターンを演算処理により求めることができるので、実用上非常に有利である。そして、求められた新パルスパターンに従ってモータ１１が制御されれば、モータ１１の動作点が共振領域に該当することとなったとしても、昇圧回路２２における共振の発生を好適に回避することができる。加えて、本実施形態では、矩形波制御方式を基礎として新パルスパターンを実現しているので、正弦波ＰＷＭ制御方式及び過変調ＰＷＭ制御方式に比べて、インバータ２１におけるスイッチング損失を抑えてエネルギー効率を向上させることができる。

本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴うモータ制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

１…モータ制御装置、１１…モータ、１２…バッテリ、２１…インバータ、２２…昇圧回路、１００…制御装置

Claims (3)

1. バッテリに電気的に接続された昇圧回路と、一端が前記昇圧回路に電気的に接続されると共に、他端がモータに電気的に接続されたインバータと、を備えるモータ制御装置であって、
   前記モータに矩形波電圧を出力するように前記インバータを制御して、前記モータを駆動する制御手段を備え、
   前記制御手段は、前記モータの動作点が、前記昇圧回路で共振が生じる動作領域である共振領域に該当することを条件に、前記モータに係る電圧指令と前記モータに係る電流との位相差に基づいて、前記矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転するように前記インバータを制御する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. バッテリに電気的に接続された昇圧回路と、一端が前記昇圧回路に電気的に接続されると共に、他端が三相コイルを有するモータに接続されたインバータと、を備えるモータ制御装置であって、
   前記モータに矩形波電圧を出力するように前記インバータを制御して、前記モータを駆動する制御手段を備え、
   前記制御手段は、前記出力される矩形波電圧に係る電圧極性が一時的に反転するように前記インバータを制御し、
   前記制御手段は、前記モータに供給される矩形波電圧に係るＵ相電圧波形、Ｖ相電圧波形及びＷ相電圧波形と、前記モータに供給される電流に係るＵ相電流波形、Ｖ相電流波形及びＷ相電流波形と、前記インバータに係る入力電圧とに基づいて、前記出力される矩形波電圧に係る電圧極性を一時的に反転すべき電圧位相と、反転を継続すべき電圧位相範囲とを決定する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 前記制御手段は、（ｉ）前記Ｕ相電圧波形、前記Ｖ相電圧波形、前記Ｗ相電圧波形、前記Ｕ相電流波形、前記Ｖ相電流波形及び前記Ｗ相電流波形から三相電力に係る三相電力波形を求め、（ｉｉ）前記三相電力波形から、前記三相電力に係る周波数の６次成分を求め、（ｉｉｉ）前記６次成分に基づいて前記電圧位相を決定し、（ｉｖ）前記決定された電圧位相及び前記入力電圧から、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相各々の電圧波形を生成し、前記生成された電圧波形に基づいて、前記電圧位相範囲を決定することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。