JP5423777B2 - 車両用コンバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両に搭載され、直流電源から供給される直流電圧を変換してモータ駆動用の直流の駆動用電圧を生成するコンバータを制御するための車両用コンバータ制御装置に関する。

近年、走行用駆動源として内燃機関に加えてモータを備えたいわゆるハイブリッド自動車や、内燃機関を備えずモータのみを備えた電気自動車が、急速に普及しつつある。このような、走行用駆動源としてモータを備えた車両における、モータを駆動するための駆動システムとしては、例えば特許文献１に記載されているものが知られている。

即ち、特許文献１には、モータとして三相同期モータを備え、高圧バッテリの直流電圧を昇圧回路で所定の駆動用電圧に変換（昇圧）し、これを更にインバータで三相交流電圧に変換してモータへ供給することによってモータを駆動するよう構成された駆動システムが記載されている。

昇圧回路の基本的構成は一般に良く知られており、特許文献１にも示されているように、スイッチング素子のオン・オフによって、高圧バッテリのエネルギーのリアクトル（コイル）への蓄積及びリアクトルからの放出を繰り返すことにより、直流電圧を昇圧させる。又、昇圧回路における出力段には、出力電圧の平滑化のためにコンデンサが設けられる。

特開２００９−２７３２８６号公報

ところで、上記構成の駆動システムにおいては、種々の要因によりモータトルクの変動が生じる。例えば、三相交流モータの構造に起因するモータ電流周期の６次変動が生じる。また、インバータを制御するにあたってはモータに供給される電流を電流センサで検出する必要があるが、その電流センサのオフセット誤差や、電流センサの検出値が入力されるインタフェース回路の誤差等によって、モータの電気角周期と同期して発生する周期的なトルク変動（１次変動）が生じる。更に、電流センサのゲイン誤差等に起因して上記１次変動の２倍の周波数で変動する２次変動も生じる。尚、これらトルク変動の中でも、昇圧回路に影響を与える最も支配的なものは、１次変動である。

ここで、モータに供給される電力（モータパワー）は、トルクと回転数の積に依存する。そのため、上記のように、モータにおいて周期的なトルク変動が生じると、モータに供給されるモータパワーもそれに追随して周期的に変動することになり、これにより、インバータに入力される電圧（即ち昇圧回路から出力される駆動用電圧）の周期的変動を引き起こしてしまう。

つまり、モータのトルクが変動すると、それに応じて昇圧回路の出力電圧である駆動用電圧も変動してしまう。具体的に１次変動に着目すると、トルク変動周波数は、モータの回転数（詳しくは電気角周波数）に応じて変化し、例えば、６極対で最高２００００ｒｐｍの三相交流モータでは、０〜２ｋＨｚ程度の範囲内で変化する。

一方、昇圧回路は、上述したようにリアクトル及び平滑コンデンサを有している。つまり、昇圧回路はＬＣ共振回路を含む回路である。このリアクトル及び平滑コンデンサのうち、平滑コンデンサは、モータへ入力する電流のリップルを低減させる用途としても使用されることから、その静電容量Ｃは例えば数１００μＦ程度は必要となる。また、リアクトルのインダクタンスＬについては、昇圧用のスイッチング素子に印加される過電圧を抑制してそのスイッチング素子のコストダウンを実現するためには、例えば数１００μＨ程度は必要である。そのため、例えば、静電容量Ｃが５００μＦの平滑コンデンサとインダクタンスＬが３００μＨのリアクトルを用いて、昇圧比１：２の昇圧回路を構成すると、共振周波数は、次式（１）で導出されるように、約２０５Ｈｚとなる。
（１／２）×［１／｛２π√（５００μ×３００μ）｝］≒２０５ ・・・（１）
つまり、共振周波数が、上記例示したモータのトルク変動周波数の変化範囲内（０〜２ｋＨｚ）に入っている。そのため、車両の走行中、トルク変動周波数とＬＣ共振回路の共振周波数とが一致する場合が多々生じてしまう。そして、トルク変動周波数と共振周波数が一致すると、共振によって、昇圧回路から出力される駆動用電圧の変動幅も大きくなってしまう。

従来の昇圧回路は、出力電圧をフィードバックして目標電圧と比較し、出力電圧が目標電圧に一致するようにＰＩ制御器等によってスイッチング素子をデューティ制御する、いわゆるフィードバック制御機能を備えているものが一般的である。

しかし、従来のフィードバック制御だけで（例えばＰＩ制御器だけで）、モータトルク変動に伴う昇圧回路の出力変動を抑えるのは困難であり、共振によって生じる大きな変動を抑えるには、平滑コンデンサの静電容量Ｃを大きくする必要がある。しかし、モータトルク変動に伴う昇圧回路の出力変動を抑えるために平滑コンデンサの静電容量Ｃを大きくする方法を採用すると、平滑コンデンサの大型化やコストアップ、延いては駆動システム全体の大型化・コストアップを招くため、現実的ではない。こういった問題は、直流電圧を昇圧する昇圧回路に限らず、直流電圧を降圧する降圧回路においても生じうる問題である。つまり、負荷側（モータ）の影響を受けて出力電力の周期的変動が生じ、且つ内部にＬＣ共振回路を含むようなコンバータであれば、同様に生じうる問題である。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、車両に搭載されてモータ側へ直流の駆動用電圧を出力するコンバータを制御するにあたり、モータのトルク変動に起因して生じる出力電圧の変動、特にその変動の周波数がコンバータ内の共振周波数と一致することにより生じる変動振幅の増大を、効果的に抑制することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた第１の発明は、直流電源から供給される直流電圧を変換してモータ駆動用の直流の駆動用電圧を生成するコンバータを搭載した車両に備えられ、そのコンバータを制御する車両用コンバータ制御装置であって、コンバータは、入力される制御信号に応じた変換比率にて直流電圧を駆動用電圧に変換する回路構成を有すると共に、その回路構成中にコンデンサ及びコイルが含まれることによりこれらコンデンサ及びコイルからなる共振回路が形成されている。そして、当該車両用コンバータ制御装置は、基本指令値演算手段と、変動状態検出手段と、補正値演算手段と、制御信号生成手段とを備えている。

基本指令値演算手段は、コンバータにて生成される駆動用電圧が所定の目標電圧となるようにその目標電圧に応じた基本指令値を演算する。また、変動状態検出手段は、コンバータから出力される駆動用電圧の変動状態を検出し、その検出された駆動用電圧の変動状態に基づき、補正値演算手段が、その駆動用電圧の変動が抑制されるように基本指令値を補正するための、その変動状態に応じた補正値を演算する。そして、制御信号生成手段は、基本指令値演算手段により演算された基本指令値を補正値演算手段により演算された補正値により補正することで制御指令値を演算し、その制御指令値に応じた制御信号を生成してコンバータへ出力する。

このように構成された第１の発明の車両用コンバータ制御装置では、従来のように単に基本指令値に応じた制御信号をコンバータへ出力するのではなく、コンバータから実際に出力される駆動用電圧の変動状態を検出してその変動を抑える方向に基本指令値を補正する。具体的には、基本指令値演算手段とは別に、駆動用電圧の変動状態に応じた補正値を演算する補正値演算手段を備え、この補正値演算手段により演算された補正値にて基本指令値を補正する。そして、その補正された基本指令値である制御指令値に応じた制御信号を生成して、コンバータへ出力する。

そのため、モータのトルク変動に起因して生じるコンバータ出力電圧（駆動用電圧）の変動を抑制することができる。特に、本発明においては、制御対象であるコンバータが共振回路を有するものであると共に、負荷側がモータ（周期的なトルク変動が生じる負荷）であることから、トルク変動の周波数と昇圧回路の共振周波数が一致するとトルク変動が増大してしまうおそれがあるが、そのようなトルク変動の増大も効果的に抑制できるため、非常に有用である。

変動状態検出手段による変動状態の具体的検出方法は種々考えられ、例えば第２の発明として、変動状態検出手段は、所定の検出タイミング毎にコンバータから出力される駆動用電圧の変化率を演算することにより、変動状態を検出することができる。そしてこの場合、補正値演算手段は、変動状態検出手段により演算された変化率に基づいて、その変化率の絶対値が小さくなるような補正値を演算するようにするとよい。

このように構成することで、駆動用電圧の変化率に基づいて、駆動用電圧の変動を抑制するための補正値を適切に得ることができ、延いては、モータのトルク変動に起因して生じるコンバータ出力電圧（駆動用電圧）の変動を適切に抑制することができる。

また、上記のように駆動用電圧の変化率を演算することにより変動状態を検出する場合、より具体的には、次の第３の発明のように構成するとよい。即ち、変動状態検出手段は、所定の検出周期の検出タイミング毎に、コンバータから出力される駆動用電圧を検出する電圧検出手段と、上記検出タイミング毎に、上記変化率としての、その検出タイミングで電圧検出手段により検出された駆動用電圧とその検出タイミングよりも一又は複数の検出周期分だけ前の検出タイミングにて検出された駆動用電圧との差分を演算する差分演算手段と、を備える。そして、補正値演算手段は、差分演算手段により演算された差分に基づいて、その差分の絶対値が小さくなるような補正値を演算する。

差分の絶対値が大きいということは変化率の絶対値も大きくて駆動用電圧が急上昇（又は急減少）しようとしていることを意味し、逆に差分の絶対値が小さいということは変化率の絶対値も小さくて駆動用電圧の変動は少ないということを意味している。そのため、差分を演算することで、駆動用電圧の変化率、即ち変動の傾向（どういう方向へどのくらいの勢いで変化しようとしているのか）がわかり、それに応じて、その変動を抑制するための補正値を適切に演算できる。

従って、上記構成の車両用コンバータ制御装置によれば、差分を演算するという簡素な構成で駆動用電圧の変動状態を検出でき、その差分に応じた適切な値の補正値を演算することができるため、駆動用電圧の変動を簡素な構成で適切に抑制することができる。

ここで、上記のように補正値演算手段が駆動用電圧の差分に基づいて補正値を演算する構成の場合、差分の大小にかかわらず常に補正値を演算する（延いては補正を行う）ようにすると、例えば、補正の必要性がないような小さな差分であっても差分がゼロでない限り常に補正が行われてしまう可能性がある。勿論、差分がゼロでない限り常に補正を行うようにしてもよいが、補正の必要性の低い状況においても常に補正を行うようにすると、補正値演算手段や制御信号生成手段の処理負荷が必要以上に増大し、延いては当該制御装置全体の処理負荷・消費電力の増大を招くおそれがある。

そこで、補正値演算手段は、第４の発明として、差分演算手段により演算された差分の絶対値が所定の差分閾値より大きいか否かを判断する差分判断手段を備え、その差分判断手段によって差分の絶対値が差分閾値より大きいと判断された場合に、補正値の演算を行うようにするとよい。

このように構成された車両用コンバータ制御装置によれば、差分の絶対値が差分閾値より大きい場合、即ち変動が大きくて補正が必要な場合に基本指令値が補正されることとなるため、必要以上の過剰な補正を抑え、必要に応じた効率的な補正を行うことが可能となる。

そして、上記のように差分の絶対値が差分閾値より大きいと判断された場合に、補正値を具体的にどのように演算するかについても、種々の方法が考えられ、例えば次の第５の発明のように演算することができる。即ち、補正値演算手段は、所定の正及び負の補正定数が予め設定されており、差分判断手段によって差分の絶対値が差分閾値より大きいと判断された場合、その差分の正・負に応じて、その差分の絶対値を小さくするための正又は負の補正定数を補正値として設定する。

具体的には、例えば制御指令値が大きいほど変換比率も大きくなるように構成されている場合に、差分が差分閾値より大きい正の値であったとすると、駆動用電圧が上昇方向に変動しているということである。そこでこの場合は、その上昇方向の変動を抑えるべく、負の補正定数を補正値と設定する。これにより、制御指令値を小さくして駆動用電圧の上昇を抑えることができる。

差分に応じて補正値を具体的にどのように演算するかは種々考えられるが、上記のように、補正定数を予め定めておいて、差分が正か負かに応じて正又は負の補正定数を補正値と設定するようにすることで、補正値の演算・設定を簡素に行うことができる。

差分閾値は、例えば第６の発明として、モータの電気角周波数が、共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より低い場合に、差分の絶対値が当該差分閾値を超えないような値に、設定するとよい。

差分閾値をこのように設定することで、本来必ずしも必要ではない、共振周波数近傍ではない周波数（上記周波数帯域より低い周波数）での補正を、抑止することができる。
また、第７の発明として、差分演算手段が差分を演算する際のその演算対象である２つの駆動用電圧の検出時間差は、共振回路の共振周期の１／２以下であるとよい。

差分検出（差分の演算）とは、駆動用電圧の２点を抽出してその差分を算出する動作、すなわちサンプリング動作である。したがって、検出時間差が共振周期の１／２より大きい値であると、サンプリング定理より、駆動用電圧の波形の性質、すなわち変動の傾向を正確に検出できない。そこで、共振周期の１／２の時間差にて駆動用電圧の差分を検出するようにすれば、必要十分な信頼性のある差分を検出することができる。

そして、上記のように検出時間差を共振周期の１／２以下にする場合は、更に、第８の発明として、変動状態検出手段は、コンバータから出力された駆動用電圧を入力すると共にその入力した駆動用電圧のうち共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より高い周波数成分を除去するフィルタ手段を備え、そのフィルタ手段により上記周波数成分が除去された後の駆動用電圧に対してその変動状態を検出するようにするとよい。

このように構成された車両用コンバータ制御装置によれば、例えばモータが高速回転してその電気角周波数が共振周波数を含む所定周波数帯域よりも高い場合（本発明においては必ずしも変動を抑制する必要はない帯域）、その高い周波数帯域における変動分についてはフィルタ手段にて除去されてその振幅が減衰する。そのため、その高い周波数帯域では補正を行わないようにすることができる。

次に、第９の発明は、第１〜第８の発明の何れか１つの車両用コンバータ制御装置であって、目標電圧の変化率を演算する目標電圧変化率演算手段と、補正値に対する調整量を目標電圧変化率演算手段が演算した目標電圧の変化率に応じて演算する調整量演算手段と、調整量に基づき補正値を調整する補正値調整手段とを備える。

また、第１０の発明は、第３〜第８の発明の何れか１つの車両用コンバータ制御装置であって、目標電圧の変化率を演算する目標電圧変化率演算手段と、差分に対する調整量を、目標電圧変化率演算手段が演算した目標電圧の変化率に応じて演算する調整量演算手段と、調整量に基づき差分を調整する差分調整手段とを備える。

これら第９の発明及び第１０の発明は、モータの運転状態に応じて目標電圧が変化することを考慮した発明である。
本発明の車両用コンバータ制御装置は、基本指令値演算手段が、フィードバック制御によって、駆動用電圧が目標電圧に一致するように基本指令値を演算しているので、目標電圧が変化している際には、駆動用電圧も変化する。これにより、変動状態検出手段により検出される、コンバータから出力される駆動用電圧の変動状態は、目標電圧の変化分を含むことになる。

そのため、目標電圧変化率演算手段が目標電圧の変化率を演算し、調整量演算手段が目標電圧の変化率に対する調整量を演算し、補正値調整手段が調整量を補正値に反映すること、或いは差分調整手段が調整量を差分に反映することで、目標電圧が変化している際にも、適切に駆動用電圧の変動を抑制することができる。

次に、第１１の発明は、第１の発明の車両用コンバータ制御装置であって、変動状態検出手段は、変動状態として、目標電圧と駆動用電圧との差である目標偏差を検出する。補正値演算手段は、モータの電気角周波数を検出する電気角周波数検出手段と、その電気角周波数と同じ周波数の正弦波信号を補正値として生成する正弦波信号生成手段と、この正弦波信号生成手段により生成された正弦波信号を制御指令値としたならばコンバータから出力されるであろう電圧である推定出力電圧の位相と変動状態検出手段により検出された目標偏差の位相とが一致するように正弦波信号の位相を設定する位相設定手段と、を備え、正弦波信号生成手段は、位相設定手段により設定された位相と電気角周波数検出手段により検出された電気角周波数により決定される角度にて変化するような正弦波信号を生成する。そして、制御信号生成手段は、基本指令値演算手段により演算された基本指令値から、補正値演算手段により生成された補正値としての正弦波信号を減じることにより上記補正を行うことで制御指令値を演算する。

このように構成された車両用コンバータ制御装置では、本来はモータのトルク変動に起因して生じる駆動用電圧の変動を、コンバータへ出力される制御信号に外乱が混入することによって生じるものと仮定し、その制御信号に混入する外乱成分を求め、その外乱成分を基本指令値から差し引く（減じる）ことで基本指令値を補正する。

具体的には、モータの電気角周波数と同じ周波数の正弦波信号を上記手順で生成することで、その正弦波信号を外乱成分と推定し、これを補正値とする。そして、その補正値（正弦波信号）を基本指令値から減じることで、基本指令値を補正する。

したがって、第１１の発明の車両用コンバータ制御装置によれば、駆動用電圧の変動を引き起こす外乱が制御信号に混入するとの仮定のもと、その混入する外乱成分（正弦波信号）を推定し、その外乱成分を予め基本指令値から減じるようにしているため、結果として、モータのトルク変動に起因して生じるコンバータ出力電圧（駆動用電圧）の変動を抑制することができ、トルク変動の周波数と昇圧回路の共振周波数が一致することによるトルク変動の増大（共振）も効果的に抑制することができる。

位相設定手段は、具体的には、次の第１２の発明のように構成することができる。即ち、位相設定手段は、推定出力電圧を演算する推定出力電圧演算手段と、この推定出力電圧演算手段により演算された推定出力電圧の位相と変動状態検出手段により検出された目標偏差の位相とを比較し、推定出力電圧の位相が目標偏差の位相に一致するように正弦波信号の位相を演算する位相演算手段と、を備えるようにする。

このように構成された第１２の発明の車両用コンバータ制御装置によれば、推定出力電圧の位相と目標偏差の位相とを比較しながら両者が一致する方向に正弦波信号の位相が設定されていくことになるため、駆動用電圧の実際の変動状態に応じた適切な正弦波信号の生成が可能となる。

上記構成において、推定出力電圧演算手段が具体的にどのように推定出力電圧を演算するかについては種々考えられるが、例えば第１３の発明として、制御指令値を入力とするコンバータの制御モデルを備え、その制御モデルに対して正弦波信号を入力した場合にその制御モデルから出力される電圧を推定出力電圧とするようにしてもよい。

このように構成された第１３の発明の車両用コンバータ制御装置によれば、実際のコンバータを制御モデルとして再現し、その制御モデルを用いて、コンバータを正弦波信号にて制御した場合のコンバータ出力電圧を推定することができるため、推定出力電圧を精度良く演算することができる。

また、第１２又は第１３の発明の車両用コンバータ制御装置において、位相演算手段は、例えば次の第１４の発明のように構成することができる。即ち、所定周期の演算タイミング毎に、目標偏差の位相に対して推定出力電圧の位相が進んでいるならば現在設定されている正弦波信号の位相を所定の位相調整角だけ遅らせ、目標偏差の位相に対して推定出力電圧の位相が遅れているならば現在設定されている正弦波信号の位相を位相調整角だけ進ませることにより、正弦波信号の位相の演算を行う。

このように構成された第１４の発明の車両用コンバータ制御装置によれば、正弦波信号の位相が、制御周期毎に一定量ずつ（位相調整角ずつ）変化しながら更新演算されていくことになるため、正弦波信号の位相の急激な変動を抑制することができ、制御安定性を確実に維持しつつ、正弦波信号の位相を適切な値に更新演算することが可能となる。

また、第１１〜第１４の発明の何れか１つの車両用コンバータ制御装置は、より好ましくは、次の第１５の発明のように構成するとよい。即ち、変動状態検出手段により検出された目標偏差から、共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より高い周波数成分を除去するフィルタ手段を備えるようにする。そして、位相設定手段は、そのフィルタ手段により周波数成分が除去された後の目標偏差に基づいて正弦波信号の位相を設定する。

このように構成された第１５の発明の車両用コンバータ制御装置によれば、目標偏差のうち共振周波数を含む所定周波数帯域よりも高い帯域の変動分は除去されるため、補正の必要性が最も高い共振周波数成分に対する補正を確実且つ高精度に行うことができる。

そして、第１６の発明は、第１〜第１５の発明の何れか１つの車両用コンバータ制御装置であって、基本指令値演算手段は、目標電圧と、コンバータから出力される駆動用電圧とを比較して、該駆動用電圧が目標電圧に一致するように基本指令値を演算する。

つまり、基本指令値演算手段は、オープン制御ではなくいわゆるフィードバック制御によって、駆動用電圧が目標電圧に一致するように基本指令値を演算するものである。本発明の車両用コンバータ制御装置は、その基本指令値演算手段に対し、別途、補正値演算手段を設けて補正値を演算し、その補正値にて基本指令値を補正する構成であるため、フィードバック制御による追従性と補正値を用いた補正による共振周波数近傍の出力変動の抑制との相乗効果によって、より安定した、信頼性の高い駆動用電圧を生成・出力させることができる。

実施形態のモータ駆動システムの概略構成を表す構成図である。 昇圧回路の概略構成を表す構成図である。 第１実施形態の昇圧制御部の概略構成を表す構成図である。 スイッチングパルス生成部の概略構成と動作例を表す説明図である。 デッドタイム処理部及び反転＆デッドタイム処理部の概略構成と動作例を表す説明図である。 補正部の概略構成を表す構成図である。 補正部におけるセレクタの概略動作を表すフローチャートである。 駆動用電圧ＶＨの変動周波数と補正の有無との関係を説明するための説明図である。 第２実施形態における昇圧制御部の概略構成を表す構成図である。 目標電圧変化率演算手段の内部構成を表す構成図である。 調整量演算手段の内部構成を表す構成図である。 補正値調整手段の内部構成を表す構成図である。 第３実施形態における補正値調整手段の内部構成を表す構成図である。 目標電圧の変化率ΔＶＯの大きさと駆動用電圧ＶＨの差分値との関係を表す説明図である。 第４実施形態の昇圧制御部の動作原理（補正原理）を説明するための説明図である。 第４実施形態の昇圧制御部の概略構成を表す構成図である。 第４実施形態のＶＨ生成モデルの概略構成を表す構成図である。 第４実施形態の位相調整部の概略構成及び動作を説明するための説明図である。 第４実施形態の位相比較器の動作ロジックを示すフローチャートである。 第４実施形態における位相調整角αの設定方法を説明するための説明図である。 差分値調整手段の内部構成を表す構成図である。 補正値調整手段の変形例を表す構成図である。

［第１実施形態］
以下に、本発明の好適な第１実施形態を図面に基づいて説明する。
図１に示すように、本発明が適用された実施形態のモータ駆動システム１は、走行用駆動源としてモータを備えた電気自動車に搭載されてそのモータを駆動制御するためのシステムであり、主として、直流電源としてのバッテリ３と、このバッテリ３のバッテリ電圧ＶＬをこれよりも高い電圧値の駆動用電圧ＶＨに昇圧する昇圧回路５と、この昇圧回路５から出力された駆動用電圧ＶＨを三相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換するインバータ７と、この三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗによって車両の走行用駆動力を発生するモータ部９とを備えている。

バッテリ３は、例えばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池を備えてなるものであり、モータ部９を駆動させるために必要な電力を供給可能な容量を持っている。尚、バッテリ３の負極はグランドラインに接続されている。また、バッテリ３としては、上記二次電池以外に、例えば化学反応を伴わないキャパシタや、燃料電池などを用いてもよい。

昇圧回路５は、図２に示すように、入力されるバッテリ電圧ＶＬを駆動用電圧ＶＨに昇圧するためのコンバータ６と、このコンバータ６の動作を制御するための昇圧制御部１０とを備えている。

コンバータ６は、従来よく知られている回路構成のものであり、図２に示すように、当該コンバータ６に入力されるバッテリ電圧ＶＬを安定化させたり、充電時すなわちインバータ７側からバッテリ３側へ電流を流す際に降圧された電圧ＶＬを安定化させるために、バッテリ３の正極と負極の間に接続されたフィルタコンデンサＣ１と、一端がバッテリ３の正極に接続されたリアクトル（コイル）Ｌと、コレクタがリアクトルＬの他端に接続されてエミッタがバッテリの負極（グランドライン）に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）（以下「下アームスイッチ」と称す）Ｔｒ１と、アノードが下アームスイッチＴｒ１のエミッタに接続されてカソードが下アームスイッチＴｒ１のコレクタに接続されたダイオードＤ１と、エミッタがリアクトルＬの他端に接続（即ち下アームスイッチＴｒ１のコレクタに接続）されてコレクタが当該コンバータ６の出力端子に接続されたＩＧＢＴ（以下「上アームスイッチ」と称す）Ｔｒ２と、アノードが上アームスイッチＴｒ２のエミッタに接続されてカソードが上アームスイッチＴｒ２のコレクタに接続されたダイオードＤ２と、上アームスイッチＴｒ２のコレクタとグランドラインとの間に接続された平滑コンデンサＣ２と、を備えてなるものである。そして、上アームスイッチＴｒ２のコレクタとグランドラインとの間の電圧が駆動用電圧ＶＨとしてインバータ７へ出力される。

このコンバータ６は、昇圧制御部１０からの各制御信号ＬＡ，ＵＡが各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２のゲートにそれぞれ入力されることによって各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２がそれぞれ交互にオン・オフ制御されることで、バッテリ電圧ＶＬを駆動用電圧ＶＨに変換（昇圧）する。そして、その変換比率（昇圧比）は、後述するように、各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２のオン時間の比率、即ち各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２のオンデューティ比によって定まる。例えば、下アームスイッチＴｒ１のオンデューティ比が大きいほど（即ち上アームスイッチＴｒ２のオンデューティが小さいほど）昇圧比も大きくなり、逆に、下アームスイッチＴｒ１のオンデューティ比が小さいほど（即ち上アームスイッチＴｒ２のオンデューティが大きいほど）昇圧比も小さくなる。

また、このコンバータ６は、図２からも明らかなように、リアクトルＬ及び平滑コンデンサＣ２からなるＬＣ共振回路を有している。そして、そのＬＣ共振回路の共振周波数ｆは、リアクトルＬのインダクタンスをＬａ、平滑コンデンサＣ２の静電容量をＣａ、コンバータ６の昇圧比（バッテリ電圧ＶＬ：駆動用電圧ＶＨ）を１：Ｇとしたとき、次式（２）で表される。
ｆ＝（１／Ｇ）×［１／｛２π√（Ｌａ×Ｃａ）｝］ ・・・（２）
昇圧制御部１０は、本発明の車両用コンバータ制御装置に相当するものであり、コンバータ６にてバッテリ電圧ＶＬが目標電圧ＶＯに昇圧されるように制御する。即ち、図２に示すように、目標電圧ＶＯと駆動用電圧ＶＨを取り込み、これらの比較結果等に基づいて、駆動用電圧ＶＨが目標電圧ＶＯに一致するよう、各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２を制御するための各制御信号ＬＡ，ＵＡを生成して出力するのであるが、この昇圧制御部１０の具体的構成や機能等については、後で詳しく説明する。

尚、目標電圧ＶＯは、例えば所定の入力タイミング毎に（例えば制御周期で）、図示しない他の電子制御装置によって演算されて入力（受信）されるものであり、モータ６１の運転状態に応じて変化する。この電子制御装置は、アクセルペダルの操作量やシフト位置、車速などの、車両における各種運転情報に基づいて各種の制御を実行するものであり、その機能の一つとして、目標電圧ＶＯの演算機能を備えている。

図１に戻り、インバータ７について説明する。インバータ７は、従来よく知られている、６素子ブリッジ（三相ブリッジ）回路３７からなる回路構成のものであり、入力された駆動用電圧ＶＨを三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換するための三相ブリッジ回路３７と、この三相ブリッジ回路３７を制御するためのＭＧ制御部３６とを備えている。

三相ブリッジ回路３７の回路構成及び機能はよく知られているため、ここではその概要のみ簡単に説明する。三相ブリッジ回路３７は、Ｕ相上アームスイッチＴｒ１１とＵ相下アームスイッチＴｒ１２が直列接続されてなるＵ相アーム３８と、Ｖ相上アームスイッチＴｒ１３とＶ相下アームスイッチＴｒ１４が直列接続されてなるＶ相アーム３９と、Ｗ相上アームスイッチＴｒ１５とＷ相下アームスイッチＴｒ１６が直列接続されてなるＷ相アーム４０とからなり、各相アームにおける各スイッチの接続点の電圧が、それぞれＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗとして、モータ部９へ出力される。

尚、本例では、各スイッチＴｒ１１〜Ｔｒ１６はいずれも、コンバータ６を構成する各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２と同じく、ＩＧＢＴである。また、Ｕ相上アームスイッチＴｒ１１には、コンバータ６を構成する各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２と同じようにコレクタとエミッタの間にダイオードＤ１１が接続されている。他の各スイッチＴｒ１２〜Ｔｒ１６についても全く同じようにダイオード（Ｄ１２〜Ｄ１６）が接続されている。

そして、各スイッチＴｒ１１〜Ｔｒ１６は、ＭＧ制御部３６から各スイッチＴｒ１１〜Ｔｒ１６の各ゲートに個別に入力される駆動信号によってオン・オフ制御され、これにより、昇圧回路５からの直流の駆動用電圧ＶＨが、モータ部９内のモータ６１を回転駆動させるための所望の三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。

ＭＧ制御部３６は、モータ部９内のレゾルバ６２から入力される、モータ６１の回転角θと、図示しない電流センサによって検出される、モータ６１へ供給される各相の電流値と、図示しない電子制御装置から入力される目標トルクとに基づいて、モータ６１の出力トルクが目標トルクと一致するように、各スイッチＴｒ１１〜Ｔｒ１６をオン・オフ制御して各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを調整する。

モータ部９は、モータ６１と、このモータ６１の回転角θを検出する回転角センサとしての周知のレゾルバ６２とを備えている。本実施形態のモータ６１は、永久磁石式の三相同期モータである。

尚、インバータ７は、モータ６１の発電電力を直流電圧に逆変換して昇圧回路５へ出力する機能も備えており、昇圧回路も、インバータ７から入力された直流電圧を降圧してバッテリ３へ出力することによりバッテリ３を充電する機能も備えているが、ここではそれらの機能については説明を省略する。

次に、昇圧回路５を構成する昇圧制御部１０の構成について、図３を用いてより具体的に説明する。
図３に示すように、昇圧制御部１０は、目標電圧ＶＯと駆動用電圧ＶＨの差である目標偏差ΔＶを演算する減算器１１と、上記各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２のオンデューティ比を定めるための基本指令値を演算するＰＩ制御部１２と、ＰＩ制御部１２からの基本指令値を補正するための補正値を演算する共振抑制部１３と、ＰＩ制御部１２からの基本指令値と共振抑制部１３からの補正値を加算することにより基本指令値を補正して、その補正後の値である補正指令値を出力する補正指令演算器１４と、この補正指令値に所定のＤｕｔｙ定数を加算することにより制御指令値Ｓｏを演算する制御指令演算器１５と、この制御指令値Ｓｏに基づいてスイッチング（ＳＷ）パルスＳｐを生成するスイッチングパルス生成部１６と、このスイッチングパルスＳｐに基づいて上アーム制御信号ＵＡを生成するデッドタイム処理部１７と、スイッチングパルスＳｐに基づいて下アーム制御信号ＬＡを生成する反転＆デッドタイム処理部１８と、を備えている。

ＰＩ制御部１２は、目標偏差ΔＶに基づき、いわゆるＰＩ制御（比例・積分制御）によって、目標偏差ΔＶが０になるよう、即ち駆動用電圧ＶＨが目標電圧ＶＯに一致するように、基本指令値を演算する。

具体的には、目標偏差ΔＶに所定の比例ゲインを乗算して比例値を演算する第１乗算器２１と、目標偏差ΔＶに所定のゲインを乗算する第２乗算器２２と、この第２乗算器２２からの出力を制御周期毎の演算タイミングで積分演算して積分値を出力する積分用加算器２３と、上記比例値と積分値を加算することで基本指令値を演算するＰＩ加算器２５とを備えている。

尚、積分用加算器２３からの積分値は、積分用遅延器２４によって１制御周期分だけ遅延されて積分用加算器２３に入力される。つまり、積分用加算器２３は、制御周期毎に、前回の演算タイミングで演算された積分値に、今回の演算タイミングで第２乗算器２２から入力された値を加算することで積分を実行するよう構成されている。

このＰＩ制御部１２にて演算される基本指令値は、最終的に出力される下アーム制御信号ＬＡのオンデューティ比を決定づけるものである。即ち、共振抑制部１３からの補正値が０であると仮定したとき、この基本指令値が大きいほど、下アーム制御信号ＬＡのオンデューティ比も大きくなって（逆に上アーム制御信号ＵＡのオンデューティ比は小さくなって）、昇圧比が大きくなる。

共振抑制部１３は、コンバータから出力される駆動用電圧ＶＨの変動（特にＬＣ共振回路の共振周波数ｆ近傍の変動成分）を抑制するために設けられ、駆動用電圧ＶＨの変動状態に応じてその変動が抑制されるように基本指令値を補正するための補正値を演算するものであるが、その構成や動作については後で詳述する。

補正指令演算器１４は、共振抑制部１３からの補正値が０である場合はＰＩ制御部１２からの基本指令値をそのまま、共振抑制部１３からの補正値が０ではなく後述するように補正定数Ｂ（又は−Ｂ）であるならば基本指令値にその補正定数Ｂ（又は−Ｂ）を加算したものを、補正指令値として出力する。

そして、制御指令演算器１５によって、その補正指令値にＤｕｔｙ定数が加算されて制御指令値Ｓｏが演算される。Ｄｕｔｙ定数は、例えば目標電圧ＶＯやバッテリ電圧ＶＬ等に基づいて算出されるものであり、本実施形態では一定の値が予め設定されている。即ち、本実施形態では、各制御信号ＬＡ，ＵＡの各オンデューティ比を最終的に決定付ける制御指令値Ｓｏのうち、ある一定量については、予めＤｕｔｙ定数として固定値が設定されている。そして、制御指令値ＳｏのうちそのＤｕｔｙ定数を除く残りの部分が、補正指令値として、実際の駆動用電圧ＶＨの値やその変動状態に基づいて演算により得られるよう構成されている。

このＤｕｔｙ定数は、必ずしも設定する必要はなく、例えば、ＰＩ制御部１２によってＤｕｔｙ定数分をも加味した基本指令値を演算するようにしてもよく、その場合は補正指令演算器１４からの補正指令値をそのまま制御指令値Ｓｏとしてスイッチングパルス生成部１６へ入力すればよい。

しかし、ＰＩ制御部１２によってＤｕｔｙ定数分をも加味した基本指令値を演算するようにすると、ＰＩ制御部１２の処理負荷が大きくなり、また、演算する基本指令値も大きくなって制御の追従性が低下するおそれがある。そのため本実施形態では、フィードフォワード的にＤｕｔｙ定数を設定して、制御指令値Ｓｏ全体のうちおおよそその半分以上はＤｕｔｙ定数が占めるようにしている。そして、制御指令値Ｓｏ全体のうちＤｕｔｙ定数を除く部分についてＰＩ制御部１２等で指令値を演算するようにすることで、ＰＩ制御部１２の処理負荷の低減や制御追従性の向上を実現している。

スイッチングパルス生成部１６は、図４（ａ）に示すように、山谷パルス（所定周波数の三角波）Ｐｏを生成する山谷パルス生成部４１と、山谷パルスＰｏと制御指令値Ｓｏとを比較してその比較結果であるスイッチングパルスＳｐを出力する比較器４２とを備えている。

山谷パルスＰｏと制御指令値Ｓｏとの関係は、図４（ｂ），図４（ｃ）に示す通りであり、山谷パルスＰｏの振幅の範囲内に制御指令値Ｓｏが存在するように構成されている。そして、比較器４２からは、山谷パルスＰｏの値が制御指令値Ｓｏ以上のときはＨ（ハイ）レベル、山谷パルスＰｏの値が制御指令値Ｓｏより小さいときはＬ（ロー）レベルとなるようなスイッチングパルスＳｐが出力される。

そのため、例えば山谷パルスＰｏの一周期Ｔを１として、その一周期Ｔ（＝１）に対する、スイッチングパルスＳｐがＨレベルとなる期間をＤとしたとき、例えば基本指令値が大きくなることによって制御指令値Ｓｏが大きくなるほど、スイッチングパルスＳｐにおけるＨレベル期間Ｄは短くなる。図４（ｃ）は、図４（ｂ）に対して制御指令値Ｓｏが大きい場合を示しており、両図からも、制御指令値Ｓｏが大きいほどスイッチングパルスＳｐのＨレベル期間Ｄが小さくなることは明らかである。

そして、このＨレベル期間Ｄが小さいほど（即ち制御指令値Ｓｏが大きいほど）、最終的に出力される下アーム制御信号ＬＡのオンデューティ比は大きくなって上アーム制御信号ＵＡのオンデューティ比は小さくなり、昇圧比が高くなる。

そのため、例えば共振抑制部１３から正の補正値（補正定数Ｂ）が出力された場合には、補正値が０の場合に比べて制御指令値Ｓｏは大きくなり、これによって昇圧比は高くなる。逆に、共振抑制部１３から負の補正値（補正定数−Ｂ）が出力された場合には、補正値が０の場合に比べて制御指令値Ｓｏは小さくなり、これによって昇圧比は低くなる。そのため、例えば正の補正値によって図４（ｂ）から図４（ｃ）のように制御指令値Ｓｏが上昇したということは、より昇圧する方向に補正されたことを意味する。

デッドタイム処理部１７は、図５（ａ）に示すように、スイッチングパルスＳｐを所定のデッドタイムだけ遅延させた遅延パルスＳｐｄを出力する第１遅延部４６と、スイッチングパルスＳｐと遅延パルスＳｐｄとの論理積を演算することにより上アーム制御信号ＵＡを出力する第１ＡＮＤ回路４７とを備えている。

スイッチングパルスＳｐに対する、遅延パルスＳｐｄ及び上アーム制御信号ＵＡとの関係は、図５（ｂ）中の上三段に例示する通りであり、上アーム制御信号ＵＡは、スイッチングパルスＳｐに対し、立ち上がりタイミングが上記デッドタイムだけ遅れたパルス信号となる。

反転＆デッドタイム処理部１８は、図５（ａ）に示すように、スイッチングパルスＳｐのロジックを反転した反転パルスＳｒを出力するロジック反転部５１と、その反転パルスＳｒを所定のデッドタイムだけ遅延させた反転遅延パルスＳｒｄを出力する第２遅延部５２と、反転パルスＳｒと反転遅延パルスＳｒｄとの論理積を演算することにより下アーム制御信号ＬＡを出力する第２ＡＮＤ回路５３とを備えている。

スイッチングパルスＳｐに対する、反転パルスＳｒ、反転遅延パルスＳｒｄ及び下アーム制御信号ＬＡとの関係は、図５（ｂ）中の下三段に例示する通りであり、下アーム制御信号ＬＡは、スイッチングパルスＳｐのロジックが反転された反転パルスＳｒに対してその立ち上がりタイミングが上記デッドタイムだけ遅れたパルス信号となる。

そのため、上アーム制御信号ＵＡと下アーム制御信号ＬＡを比較すると、一方がＬレベルに立ち下がってから他方がＨレベルに立ち上がるまでに、デッドタイム分だけ、双方が共にＬレベルとなる期間が存在することになる。

尚、このようにデッドタイム処理を行って各制御信号ＵＡ，ＬＡを生成するようにしているのは、両者が同時にＨレベルとなる（つまり各アームスイッチＴｒ１，Ｔｒ２が同時にオンする）のを防ぐためである。また、第１遅延部４６の遅延量と第２遅延部５２の遅延量はそれぞれ適宜設定することができる。

このように構成された昇圧回路５では、例えば共振抑制部１３からの補正値が０だとすると、昇圧比（変換比率）は基本指令値に依存する。即ち、基本指令値が大きいほど制御指令値Ｓｏは大きくなり、図４で説明したように、スイッチングパルスＳｐのＨレベル期間Ｄは小さくなる。尚、このＨレベル期間Ｄとは、上述したように、山谷パルスＰｏの１周期ＴをＴ＝１とした場合の値であり、山谷パルスＰｏの１周期Ｔに対する割合である。

そして、スイッチングパルスＳｐのＨレベル期間Ｄが小さいほど、図５（ｂ）から明らかなように、上アーム制御信号ＵＡのＨレベル期間は小さくなり（つまり上アームスイッチＴｒ２のオンデューティ比が小さくなり）、逆に下アーム制御信号ＬＡのＨレベル期間は大きくなって（つまり下アームスイッチＴｒ１のオンデューティ比が大きくなって）、結果、昇圧比が大きくなる。尚、スイッチングパルスＳｐのＨレベル期間Ｄと昇圧比との関係は、説明の簡略化のために上記デッドタイムを無視すると、次式（３）で表される。
ＶＨ／ＶＬ＝１／Ｄ ・・・（３）
ところで、電気自動車に搭載される本実施形態のモータ駆動システム１では、既述の通り、種々の要因によってモータ６１の周期的なトルク変動（主にはモータの電気角周期と同期して変動する１次変動）が生じ、これによってモータパワーの変動が生じ、そのモータパワーの変動が、昇圧回路５から出力される駆動用電圧ＶＨの変動を引き起こす。トルク変動の周波数はモータ６１の回転速度に応じて変化するため、駆動用電圧ＶＨの変動周波数もモータ６１の回転速度に応じて変化する。

一方、昇圧回路５を構成するコンバータ６は、上記の通りＬＣ共振回路を含んでいる。そのため、駆動用電圧ＶＨの変動周波数がＬＣ共振回路の共振周波数ｆと一致すると、共振現象によって駆動用電圧ＶＨの変動振幅が増大されてしまう。

そこで本実施形態では、コンバータ６を制御する昇圧制御部１０が、駆動用電圧ＶＨの変動、特に共振周波数ｆでの電圧振幅の変動幅を抑制することが可能に構成されており、より具体的には、ＰＩ制御部１２とは別に、このＰＩ制御部１２からの基本指令値を補正するための、共振抑制部１３を備えている。

共振抑制部１３は、図３に示すように、駆動用電圧ＶＨから、共振周波数ｆを含む所定の周波数帯域（以下「共振帯域」とも言う）より高い周波数成分を除去するＬＰＦ（ローパスフィルタ）３１と、このＬＰＦ３１によって共振帯域より高い周波数成分が除去された後の駆動用電圧ＶＨ（以下「フィルタ通過電圧ＶＨ’」とも言う）を所定のサンプリング周期Ｔｓ毎のサンプリングタイミングにてサンプリングする（取り込む）と共にそのサンプリングタイミングよりも上記サンプリング周期ＴｓのＮ周期分（Ｎ・Ｔｓ）前のサンプリングタイミングで取り込んだフィルタ通過電圧ＶＨ’を出力する差分演算用遅延器３３とを備えている。更に、サンプリングタイミング毎に、ＬＰＦ３１を通過したフィルタ通過電圧ＶＨ’を取り込むと共に差分演算用遅延器３３から出力されたフィルタ通過電圧ＶＨ’（つまり上記取り込んだフィルタ通過電圧ＶＨ’よりもＮ周期分前のフィルタ通過電圧ＶＨ’）との差分を演算してその演算結果である差分値を出力する差分演算器３２を備えている。

尚、本実施形態では、上記Ｎは１である。つまり、差分演算用遅延器３３は、サンプリングタイミング毎に、そのサンプリングタイミングよりもサンプリング周期Ｔｓの１周期分だけ前に取り込んだフィルタ通過電圧ＶＨ’を出力する。そのため、差分演算器３２は、サンプリングタイミング毎に、そのサンプリングタイミングで取り込んだフィルタ通過電圧ＶＨ’と前回のサンプリングタイミングで取り込んだフィルタ通過電圧ＶＨ’との差分を演算することになる。勿論、上記Ｎを１にしているのはあくまでも一例であり、Ｎを２以上に設定してもよい。

差分演算器３２及び差分演算用遅延器３３は、サンプリング周期Ｔｓ毎に、コンバータ６から出力されている駆動用電圧ＶＨをＬＰＦ３１を介して取り込むため、本発明の電圧検出手段としての機能も備えていると言える。

差分演算対象の２つのフィルタ通過電圧ＶＨ’のサンプリング時間差である差分演算時間差Ｔｄ（本発明の検出時間差に相当。本例ではＮ＝１のため、差分演算時間差Ｔｄ＝サンプリング周期Ｔｓ。）をどのように設定するかは適宜考えられるが、本実施形態では、共振周波数ｆでの駆動用電圧ＶＨの変動状態を的確に把握するために、その共振周波数ｆに対応した共振周期の１／１６程度としている。つまり、共振周期の１／１６の時間における駆動用電圧ＶＨの変化率（正確にはフィルタ通過電圧ＶＨ’の変化率）を演算することになる。

尚、差分演算時間差Ｔｄは、あまり長すぎると、信頼性のある差分を検出できないおそれがある。特に、共振帯域の変動状態を的確に把握するためには、共振周期と差分演算時間差Ｔｄとの相対関係に留意する必要があり、差分演算時間差Ｔｄはサンプリング定理により少なくとも共振周期の１／２以下にするのが好ましい。但し、逆に差分演算時間差Ｔｄが短すぎても、ノイズ等、共振以外の影響を補正すべき変動と認識してしまう可能性があるため、差分を正確且つ十分に検出できないおそれがあるとともに、処理負荷も必要以上に増大してしまう。

そこで本実施形態では、差分演算時間差Ｔｄを、共振周期の１／１６としている。このように共振周期の１／１６の時間差Ｔｄでサンプリングされた２つのフィルタ通過電圧ＶＨ’の差分を演算することで、より少ない処理負荷でありながら必要十分な信頼性のある差分値を算出することができる。即ち、駆動用電圧ＶＨの変動のうち、共振帯域内の周波数成分の変動状態（変動振幅）を的確に把握することができる。

そして、共振抑制部１３は、更に、差分演算器３２より演算された差分値に基づいて補正値を演算する補正部３４を備えている。補正部３４は、差分演算器３２からの差分値の他、所定の差分閾値Ａ及び補正定数Ｂ（いずれも正の定数）が入力される。図６に、この補正部３４の内部構成を示す。

図６に示すように、補正部３４は、差分閾値Ａと差分値とを比較する第１比較部５７と、差分閾値Ａに−１を乗じることにより負の差分閾値−Ａを演算する第１乗算器５６と、この第１乗算器５６からの負の差分閾値−Ａと差分値とを比較する第２比較部５８と、補正定数Ｂに−１を乗じることにより負の補正定数−Ｂを演算する第２乗算器５９と、第１比較部５７及び第２比較部５８の各比較結果に基づいて、０、補正定数Ｂ、負の補正定数−Ｂのうち何れかを補正値として選択して出力するセレクタ６０とを備えている。

このように構成された補正部３４は、図７のフローチャートに示すように動作する。即ち、まず第１比較部５７にて差分値が差分閾値Ａより大きいか否かが判断され（Ｓ１１０）、差分閾値Ａよりも大きければ、セレクタ６０にて、補正値として負の補正定数−Ｂが設定される（Ｓ１５０）。即ち、差分値が差分閾値Ａより大きいということは、駆動用電圧ＶＨが上昇する方向に変動しているということであるため、その上昇傾向を抑制して差分値の絶対値が小さくなるように（差分が０に近づくように）するためには、制御指令値Ｓｏを小さくする必要がある。そこで、負の補正定数−Ｂを補正値とすることで、ＰＩ制御部１２からの基本指令値がこの補正値でより小さい値に補正（即ち補正定数Ｂだけ小さい値に補正）されるため、駆動用電圧ＶＨの上昇を抑えることができる。

一方、差分値が差分閾値Ａより大きくない場合は、第２比較部５８にて、差分値が負の差分閾値−Ａより小さいか否かが判断され（Ｓ１２０）、負の差分閾値−Ａよりも小さければ、セレクタ６０にて、補正値として正の補正定数Ｂが設定される（Ｓ１４０）。即ち、差分値が負の差分閾値−Ａより小さいということは、駆動用電圧ＶＨが減少する方向に変動しているということであるため、その減少傾向を抑制して差分値の絶対値が小さくなるように（差分が０に近づくように）するためには、制御指令値Ｓｏをより大きくする必要がある。そこで、正の補正定数Ｂを補正値とすることで、ＰＩ制御部１２からの基本指令値がこの補正値でより大きい値に補正（即ち補正定数Ｂだけ大きい値に補正）されるため、駆動用電圧ＶＨの減少を抑えることができる。

そして、差分値が負の差分閾値−Ａより小さくない場合は、共振帯域での駆動用電圧ＶＨの変動がないか、若しくは変動はあるものの補正が必要なほどの大きな変動ではないということであるため、セレクタ６０にて、補正値として０が設定される（Ｓ１３０）。つまりこの場合、ＰＩ制御部１２からの基本指令値が補正されることなくそのまま制御指令演算器１５へ入力されることになる。

尚、図７では、補正部３４の動作をフローチャートにて説明したが、これはあくまでも補正部３４の動作内容をわかりやすく説明するためにフローチャート化して説明したものであって、補正部３４がソフトウェアによって実現されるものであることを意味しているわけではない。補正部３４の動作をハードウェアによって実現するかそれともソフトウェアによって実現するかは特に限定されるものではない。

差分閾値Ａは、適宜決めることができるが、モータ６１の電気角周波数が上記共振帯域よりも低い場合には差分値の絶対値が当該差分閾値Ａを超過しないような値に決定するとよい。差分閾値Ａをこのように決定することで、共振帯域内での変動に絞って補正の要否を判断することができる。

また、補正定数Ｂについても、適宜決めることができるが、補正定数Ｂは、あくまでも、ＰＩ制御部１２からの基本指令値を補正するための、補助的な値であるため、基本指令値に対して相対的に小さい値に設定するのが好ましい。補正定数Ｂを大きな値にしすぎると、逆に外乱となって制御の不安定化を引き起こしてしまうおそれがある。しかし、あまり小さい値にしすぎると、本来必要な補正効果（共振帯域での駆動用電圧ＶＨの変動の抑制効果）が不十分となってしまう。

そのため、補正定数Ｂは、例えば、目標とする昇圧レベルに必要な下アームスイッチＴｒ１のオンデューティ比の１／１０程度の値となるように設定するのが好ましい。本実施形態では、一例として、制御指令値Ｓｏのおおよそ半分以上を占めるＤｕｔｙ定数が設定されていることからこのＤｕｔｙ定数の１／１０の値を補正定数Ｂとして設定している。

以上説明したように、本実施形態のモータ駆動システム１では、従来のように単にＰＩ制御部１２からの基本指令値に応じた制御信号をコンバータ６へ出力するのではなく、コンバータ６から実際に出力される駆動用電圧ＶＨの変動状態を検出してその変動を抑える方向に基本指令値が補正される。具体的には、ＰＩ制御部１２とは別に、駆動用電圧ＶＨの変動状態（特に共振帯域での変動状態）に応じた補正値を演算する共振抑制部１３を備え、この共振抑制部１３により演算された補正値にて基本指令値を補正する。そして、その補正された基本指令値（補正指令値）に基づく制御指令値Ｓｏに応じた各制御信号ＵＡ，ＬＡを生成して、コンバータ６へ出力する。

そのため、モータ６１のトルク変動に起因して生じるコンバータ６の駆動用電圧ＶＨの変動を抑制することができる。特に、本実施形態においては、制御対象であるコンバータ６がＬＣ共振回路を有するものであると共に、負荷側がモータ６１（周期的なトルク変動が生じる負荷）であることから、トルク変動の周波数とＬＣ共振回路の共振周波数ｆが一致するとトルク変動が増大してしまうおそれがあるが、そのようなトルク変動の増大も効果的に抑制できる。

また、本実施形態では、駆動用電圧ＶＨの変動状態を検出するにあたり、具体的に、駆動用電圧ＶＨの差分値を演算して、その差分値の絶対値が差分閾値Ａより大きいか否かに基づいて補正の要否を判断している。より具体的には、差分値が正の差分閾値Ａより大きいか否か、或いは、差分値が負の差分閾値−Ａより小さいか否かを判断している。そして、差分値の絶対値が差分閾値Ａより大きい場合に、補正を行うようにしている。

そのため、差分値を演算するという簡素な構成で駆動用電圧ＶＨの変動状態を検出でき、その差分値に応じた適切な値の補正値を演算することができるため、駆動用電圧ＶＨの変動を簡素な構成で適切に抑制することができる。また、差分値の絶対値が差分閾値Ａ以下の場合は補正が行われないため、必要以上の過剰な補正を抑え、必要に応じた効率的な補正を行うことが可能となる。

また、本実施形態では、補正値として、正の補正定数Ｂ又は負の補正定数−Ｂの何れかを設定するようにしているため、補正値の演算・設定を簡素に行うことができる。
しかも、差分閾値Ａとして、モータ６１の電気角周波数がＬＣ共振回路の共振帯域より低い場合に差分値の絶対値が当該差分閾値Ａを超えないような値が設定されており、差分演算時間差Ｔｄが共振周期の１／１６に設定されており、更に、共振抑制部１３の入力段にＬＰＦ３１を設けている。

そのため、駆動用電圧ＶＨの変動周波数が共振周波数ｆと一致して駆動用電圧ＶＨが大きく変動（共振）した場合は、図８（ａ）に示すように、駆動用電圧ＶＨの変化率が大きい区間、即ち検出時間差での差分値が差分閾値Ａより大きくなる区間が補正区間として、基本指令値が補正され、共振による駆動用電圧ＶＨの大きな変動が抑制されることになる。

一方、駆動用電圧ＶＨの変動周波数が共振帯域以外の場合は、差分値は差分閾値Ａよりも小さくなり、補正は行われない。即ち、モータ６１の回転が遅くてその電気角周波数が共振帯域よりも低い場合、図８（ｂ）に示すように、駆動用電圧ＶＨの変動周期が長いため、検出時間差での差分値は小さくて差分閾値Ａよりも小さくなる。そのため、この場合は補正は行われない。また、モータ６１の回転が速くてその電気角周波数が共振帯域よりも高い場合、図８（ｃ）に示すように、共振抑制部１３が備えるＬＰＦ３１によってその高い周波数成分の振幅は減衰され、これにより差分値は差分閾値Ａよりも小さくなる。そのため、この場合も補正は行われない。

このように、共振帯域以外での補正は抑止されるため、より少ない処理負荷でありながら信頼性のある差分値を検出して、信頼性の高い補正演算を必要十分に行うことができる。

尚、本実施形態において、ＰＩ制御部１２は本発明の基本指令値演算手段に相当し、差分演算器３２は本発明の差分演算手段に相当し、ＬＰＦ３１は本発明のフィルタ手段に相当し、サンプリング周期Ｔｓは本発明の検出周期に相当する。

［第２実施形態］
以下、図９〜図１２を用いて、第２実施形態について説明する。
図９に示すように、この第２実施形態では、第１実施形態と比較して、昇圧制御部の構成が異なっている。即ち、本実施形態の昇圧制御部９０は、図３に示す第１実施形態の昇圧制御部１０に対して、目標電圧変化率演算手段９１、調整量演算手段９２、及び補正値調整手段９３が追加されている。

具体的には、目標電圧変化率演算手段９１は、図１０に示すように、昇圧制御部１０が電子制御装置から目標電圧ＶＯを受信する毎に、目標値格納部９１ａが前回受信した目標電圧ＶＯである前回値（ＶＯ＿ｏｌｄ）を出力すると共に、変化率演算部９１ｂが、その前回値と今回受信した目標電圧ＶＯである今回値との差分（今回値−前回値）を継続して演算し、その差分を受信する周期で除算することで、目標電圧ＶＯの変化率ΔＶＯを演算している。なお、目標電圧変化率演算手段９１が目標電圧ＶＯの前回値と今回値との差分を継続して演算するのではなく、目標電圧ＶＯの変化率を予め取り決めておくようにしてもよい。即ち、モータ６１の運転状態に応じて目標電圧ＶＯを設定するにあたり、予め取り決めた一又は複数種類の変化率のうち何れか１つの適切な値の変化率にて目標電圧ＶＯを設定するようにして、その設定の際の変化率を出力（調整量演算手段９２に入力）するようにしてもよい。

フィードバック制御では、一般的に、オーバーシュートやアンダーシュートが発生する。そこで、本実施形態では、調整量演算手段９２（図１１参照）を設け、目標電圧ＶＯの変化率ΔＶＯに応じて、オーバーシュートやアンダーシュートを考慮して設計ゲインや目標電圧と駆動用電圧ＶＨとの偏差に基づき調整量Ｄａｄｊを演算する。その演算の例としては、図１１に示すように、変化率ΔＶＯが０である点を含む領域Ａ内である場合には調整量Ｄａｄｊを０とし、その領域Ａよりも大きい所定範囲の領域Ｂ１内である場合には、ΔＶＯに比例して調整量Ｄａｄｊを出力するようにすれば良い。そして、さらに領域Ｂ１よりも変化率ΔＶＯが大きい領域Ｃ１の場合には、その調整量Ｄａｄｊを、領域Ｂ１における変化率ΔＶＯが最大の時点の値に保持する。更に、変化率ΔＶＯが領域Ｃ１よりも大きい場合には、調整量Ｄａｄｊを０とする。同様に、変化率ΔＶＯが領域Ａよりも小さい所定範囲の領域Ｂ２内である場合には、ΔＶＯに比例して調整量Ｄａｄｊを出力し、さらに領域Ｂ２よりも変化率ΔＶＯが小さい領域Ｃ２の場合には、調整量Ｄａｄｊを、領域Ｂ２における変化率ΔＶＯが最小の時点の値に保持する。更に、変化率ΔＶＯが領域Ｃ２よりも小さい場合には、調整量Ｄａｄｊを０とする。このような、変化率ΔＶＯと調整量Ｄａｄｊとの関係は、図示しないメモリにマップとして記憶しておくと良い。

一般に、フィードバック制御の応答性は、ＰＩ制御部１２の比例ゲインと積分ゲインによって決まる。このため目標電圧ＶＯの変化率ΔＶＯが正の場合、オーバーシュートはこの変化率ΔＶＯの分だけ大きくなるので、上述したように領域Ｂ１、領域Ｃ１のように調整量演算手段９２にて変化率ΔＶＯに適した正の調整量Ｄａｄｊを演算する。一方で、目標電圧ＶＯの変化率ΔＶＯが負の場合は、アンダーシュートを考慮し、領域Ｂ２、領域Ｃ２のように調整量演算手段９２にて負の調整量Ｄａｄｊを演算する。

そして図１２に示すように、補正値調整手段９３にて、減算器９３ａにより補正部３４の出力である補正値に対して、調整量演算手段９２にて演算した調整量Ｄａｄｊを差し引くことでその補正値を調整すれば、目標電圧ＶＯが変化している場合においても、より信頼性のある目標電圧の変化分を除去した共振に起因する補正値を演算することができる。このように、補正部３４からの補正値（調整前）が補正値調整手段９３で調整された後の補正値（調整後）が、補正指令演算器１４へ入力されることとなる。

［第３実施形態］
以下、図１３、図１４を用いて、第３実施形態について説明する。
本実施形態は、前述の第２実施形態に対して、目標電圧変化率演算手段９１と、補正値調整手段９３の構成が異なる。

即ち、第２実施形態では図１２に示すような構成の補正値調整手段９３にて補正値を調整したのに対し、本実施形態では、図１３に示す補正値調整手段１０３にて補正値を調整する。また、目標電圧変化率演算手段９１は、演算した変化率ΔＶＯを、調整量演算手段９２に加えて、補正値調整手段１０３にも出力する。

図１３に示すように、補正値調整手段９３は、変化率ΔＶＯの絶対値が閾値Ｖｔｈよりも小さいか否かを比較部１０３ａにて比較し、閾値Ｖｔｈよりも小さい場合に、減算器９３ａからの補正値、即ち調整量Ｄａｄｊを減じた補正値が補正指令演算器１４に出力される。詳しくは、変化率ΔＶＯの絶対値が閾値Ｖｔｈより小さい場合は、セレクタ１０３ｂにて、乗算器１０３ｃにおける乗数として「１」が設定され、これにより乗算器１０３ｃにて減算器９３ａからの補正値に「１」が乗じられた値が（実質的には減算器９３ａからの調整された補正値がそのまま）出力される。他方で、変化率ΔＶＯの絶対値が閾値Ｖｔｈよりも小さくない場合には、セレクタ１０３ｂにて乗数が「０」に設定されて、補正指令演算器１４へ出力される補正値が０となり、実質、補正指令演算器１４が出力する補正指令値への影響が排除される。

本実施形態の効果を説明する。例えばメモリ上に記憶された目標電圧ＶＯや変化率ΔＶＯのデータが化けるなどして、変化率ΔＶＯが極端に大きな（又は小さな）値となると、差分値の信頼性が下がる可能性がある。具体例を挙げると、図１４（ａ）と図１４（ｂ）は、同じ振幅の共振波を示しているが、目標電圧ＶＯの変化率ΔＶＯが異なる。この例では、同じ周波数、振幅であるにもかかわらず、図１４（ａ）では第１及び第２の補正区間において差分値が正であり、図１４（ｂ）では第１の補正区間において差分値が正、第２の補正区間では差分値が負となる。

ここで図１４（ａ）に示したような、極端に変化率ΔＶＯが大きい（例えば、共振周期１周期中の差分値が全て正となる、又は、全てが負となる）場合、調整量演算手段９２においては変化率ΔＶＯの値が所定範囲（図１１における領域Ｃ１よりも大きい範囲、又は領域Ｃ２よりも小さい範囲）となるため、調整量が０となり、変化率ΔＶＯの影響は排除される。しかしながら、共振抑制部１３で演算される差分値は、この極端に大きい変化率ΔＶＯの影響を受けてしまい、その結果、補正指令演算器１４に入力される補正値も過大（又は過小）な値になってしまう。

そこで、本実施形態では、このように変化率ΔＶＯの絶対値が閾値Ｖｔｈよりも小さくない場合には、補正値を０とすることで、補正指令演算器１４への影響を抑制している。
［第４実施形態］
次に、図１５〜図２０を用いて、第４実施形態について説明する。

本実施形態では、第１実施形態と比較して、昇圧制御部の構成が異なっている。より具体的には、図１６に示す本実施形態の昇圧制御部７０と図３の昇圧制御部１０とを比較して明らかなように、共振抑制部７１の構成が異なっている。また、本実施形態の共振抑制部７１はモータ６１の回転角θを用いて演算を行うことから、レゾルバ６２からの回転角θがこの共振抑制部７１にも入力されるよう構成される。その他の構成については基本的には上記第１実施形態と同じであるため、以下、共振抑制部７１の機能及び構成について説明する。

まず、本実施形態の昇圧制御部７０において採用されている、基本指令値の補正原理について、図１５を用いて説明する。
車両において、駆動用電圧ＶＨの変動（共振）は、実際には、モータ６１からくる外乱に起因して生じるのだが、その外乱発生部位を置き換える。

図１５（ａ）の上段に示すように、駆動用電圧ＶＨの共振は実際には、既述の通り、外乱としてのモータトルクの周期的変動に起因する。即ち、モータトルクの周期的変動に伴ってモータパワーも周期的に変動し、これにより駆動用電圧ＶＨが変動する。そして、モータトルクの変動成分のうち主な成分である１次変動成分の周波数がコンバータ６の共振周波数ｆに一致すると、駆動用電圧ＶＨが共振する。尚、モータトルクの変動周期は、モータ６１の回転数（詳しくは電気角周波数ω）に依存するため、駆動用電圧ＶＨの変動はモータ６１の回転数（電気角周波数ω）に同期して生じるとも言える。

このように、駆動用電圧ＶＨの変動（共振）は実際にはモータ６１による外乱に起因し、モータ６１の回転数（電気角周波数ω）に同期して生じるのであるが、これに対して本実施例では、図１５（ａ）の下段に示すように、駆動用電圧ＶＨの変動を引き起こす外乱の発生要因を置き換える。即ち、外乱がモータ６１側からくるのではなく、モータパワーは変動していないものと仮定し、制御器としての昇圧制御部１０から出力される、昇圧比を決定づけるｄｕｔｙ指令値である指令ｄｕｔｙ（実際にはその指令ｄｕｔｙに応じた各制御信号ＵＡ，ＬＡ）に外乱が混入してそれによって駆動用電圧ＶＨの変動（共振）が生じるものと置き換える。

図１５（ｂ）に示すように、指令ｄｕｔｙに外乱が加わったものがコンバータ６へ入力された場合、コンバータ６から出力される駆動用電圧ＶＨは、定常値ＶＨｏに変動分ＶＨｆが加わったものとなる。このうち変動分ＶＨｆは、外乱に起因するものである。即ち、コンバータ６へ最終的に入力されるｄｕｔｙ指令信号をコンバータ入力ｄｕｔｙとしたとき、このコンバータ入力ｄｕｔｙは、指令ｄｕｔｙに、外乱分を示す外乱ｄｕｔｙが加わったものといえる。

そのため、コンバータ６に対して外乱分（外乱ｄｕｔｙ）のみを入力したならば、コンバータ６からは変動分ＶＨｆのみが出力されることになる。
そこで本発明者らは、今どんな外乱が生じているのか（即ちコンバータ６へのコンバータ入力ｄｕｔｙにどのような外乱ｄｕｔｙが含まれているのか）を推定し、その推定した外乱ｄｕｔｙを指令ｄｕｔｙから引けば、最終的にコンバータ６に入力されるコンバータ入力ｄｕｔｙには外乱ｄｕｔｙが含まれず、これにより、外乱に起因する変動分ＶＨｆが抑制された駆動用電圧ＶＨ（理想的には定常値ＶＨｏのみ）が出力され、よって共振を抑制可能であると考えた（図１５（ｃ）参照）。

外乱は、上記の通り実際にはモータ６１の回転数（電気角周波数ω）に同期して生じるものである。そのため、外乱を含むコンバータ入力ｄｕｔｙのうち、外乱に相当する外乱ｄｕｔｙは、Ｋ・ｓｉｎ（ωｔ＋φｏ）とおくことができる。つまり、外乱ｄｕｔｙは、電気角周波数ωと同期して変動する正弦波にて表すことができる。尚、以下、外乱ｄｕｔｙを示すパラメータのうち電気角周波数ωを外乱周波数ωともいい、位相φｏを外乱位相φｏともいい、ωｔ＋φｏを外乱角ともいう。

そして、振幅Ｋは固定値（例えばＫ＝１）として考慮しないものとすると、何らかの手法で外乱周波数ωを取得し且つ外乱位相φｏを推定できれば、外乱角ωｔ＋φｏを推定できることとなり、外乱ｄｕｔｙを推定できることとなる。

そこで本実施形態では、外乱周波数ωの取得及び外乱位相φｏの推定を行うことにより外乱角を推定し、これにより外乱ｄｕｔｙを推定する。尚、外乱位相φｏの推定値を外乱推定位相φ、外乱角ωｔ＋φｏの推定値を外乱推定角ωｔ＋φと称する。また、外乱ｄｕｔｙの推定値を外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄ（＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ））と称する。

外乱ｄｕｔｙの推定方法の概要を、図１５（ｃ）を用いて説明する。外乱周波数ω及び外乱位相φｏのうち、外乱周波数ωについては、既述の通りモータ６１の電気角周波数ωと同じであるため、モータ６１の回転角情報を取得することで演算できる。本実施形態では、レゾルバ６２からモータ６１の回転角θが出力されるため、その回転角θに基づいて外乱周波数ωを演算する。

そして、その外乱周波数ωと、外乱位相φｏの推定値（外乱推定位相φ）とを用いて、正弦波状の外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄを演算する。
一方、外乱位相φｏの推定、即ち外乱推定位相φの演算は、コンバータ６の制御モデル（順モデル）を用いて次のように演算する。

即ち、入力をｄｕｔｙ指令信号、出力をＶＨとする、コンバータ６自身をモデル化した制御モデル（コンバータモデル）７４を用意し、そのコンバータモデル７４に、現在生成されている最新の外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄを入力することで、この入力値に対する出力値である推定変動値ＶＨｆｘを得る。つまり、仮にその外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄのみでコンバータ６を制御したならばどのような電圧（どのように変動する電圧）がコンバータ６から出力されるのかを、コンバータ６と等価な制御モデルであるコンバータモデル７４を用いて推定演算するのである。

このとき、仮に外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄが正しく推定できていたならば、コンバータモデル７４から出力される推定変動値ＶＨｆｘの位相と実際の変動分ＶＨｆの位相とは一致するはずである。逆に、推定変動値ＶＨｆｘの位相と実際の変動分ＶＨｆの位相とが相対的にずれている場合は、外乱ｄｕｔｙがまだ正しく推定できていない、即ち外乱位相φｏが正しく推定できていないということになる。

そこで、推定変動値ＶＨｆｘの位相と実際の変動分ＶＨｆの位相との位相差である変動位相差δに基づき、その変動位相差δが０となるように、つまり推定変動値ＶＨｆｘの位相が実際の変動分ＶＨｆの位相と一致するように、外乱推定位相φを更新演算（調整）する。

具体的には、目標電圧ＶＯと実際にコンバータ６から出力されている駆動用電圧ＶＨとの偏差である目標偏差ΔＶを、駆動用電圧ＶＨにおける実際の変動分ＶＨｆとみなし、その目標偏差ΔＶの位相を比較対象とする。但し、目標偏差ΔＶには複数種類の周波数成分が混在しているため、後述するフィルタによって、真に必要な（比較対象とすべき）周波数成分、即ち共振周波数ｆを含む所定の周波数成分である、実共振変動値ΔＶＨｒを抽出する。

そして、その実共振変動値ΔＶＨｒと、コンバータモデル７４からの推定変動値ＶＨｆｘとの変動位相差δを求め、その変動位相差δが０になる（０に近づく）ように、現在の外乱推定位相φを更新演算（調整）する。これにより外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄ（＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ））が更新されることとなる。

そして、外乱推定位相φが更新（調整）された外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄが得られたら、それを再びコンバータモデル７４に入力して、変動位相差δを確認する。この場合、前回よりも変動位相差δは小さくなっているはずであるが、まだ０にまではなっていないならば、さらに、同様の手順にて外乱推定位相φを更新（調整）する。

つまり、制御周期毎に、変動位相差δを見ながら、外乱推定位相φを徐々に真値（変動位相差δが０となるような値）に収束させていくわけである。尚、制御周期は共振周期よりも短く、本例では例えば制御周期は共振周期の１／５０程度である。

そして、制御周期毎に、推定演算により得られた外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄを指令ｄｕｔｙから差し引くことで指令ｄｕｔｙの補正演算を行い、その補正演算後の指令ｄｕｔｙを、最終的にコンバータ６へ出力すべき制御ｄｕｔｙとして、コンバータ６へ出力する。換言すれば、指令ｄｕｔｙに対し、外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄの逆位相を加算したものを、制御ｄｕｔｙとしてコンバータへ出力する。

このようにすることで、制御周期毎に外乱推定位相φが徐々に真値に近づいていき、それに応じて駆動用電圧ＶＨの変動を抑制することができる。具体的には、実共振変動値ΔＶＨｒを小さく抑える（延いては０にする）ことができる。つまり、指令ｄｕｔｙから予め外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄを差し引いておけば、その後実際に外乱が入力されても、その外乱は先に差し引かれた分によって相殺され、結果として指令ｄｕｔｙがそのまま（外乱なく）コンバータへ入力されることとなり、これにより結果として駆動用電圧ＶＨの変動（共振）を抑えることができるわけである。

上記のように、指令ｄｕｔｙから外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄを引くことが本実施形態の補正原理である。これを実現すべく、本実施形態の昇圧制御部７０では、図１６に示すように、共振抑制部７１が、上記の外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄを生成し、その逆位相信号（正負反転させた信号）を補正値として出力する。そして、ＰＩ制御部１２が生成した基本指令値（上記の指令ｄｕｔｙに相当するもの）にその補正値を加算すること、即ち基本指令値から外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄを減算することで、基本指令値を補正する。

本実施形態の共振抑制部７１は、図１６に示すように、外乱角推定部７２と、正弦波生成部７３と、ＶＨ生成モデル７４と、目標偏差フィルタ７５と、位相調整部７６と、反転演算部７７とを備えている。

外乱角推定部７２は、外乱推定角ωｔ＋φを演算するものである。このうち外乱周波数ωについては、レゾルバ６２から入力された回転角θに基づいて演算により求める。外乱推定位相φは、位相調整部７６から入力される。外乱角推定部７２は、これら外乱周波数ω及び外乱推定位相φを用いて、外乱推定角ωｔ＋φを演算し、出力する。

正弦波生成部７３は、外乱角推定部７２にて演算された外乱推定角ωｔ＋φに基づいて、外乱ｄｕｔｙの推定値である外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄ（＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ））を生成する。

反転演算部７７は、この外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄに負のゲインである−Ｇを乗算することで、外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄの逆位相の信号を生成する。この逆位相の信号が、補正値として出力され、補正指令演算器１４へ入力される。補正指令演算器１４では、ＰＩ制御部１２からの基本指令値と補正値との加算、即ち基本指令値から外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄの減算（厳密にはＤｄ・Ｇの減算）が行われ、これにより基本指令値が補正される。

ＶＨ生成モデル７４は、仮に外乱ｄｕｔｙ（つまり制御ｄｕｔｙ全体のうち外乱成分のみ）がコンバータ６に入力されたとするとどのような駆動用電圧ＶＨが生成されるのか（どのような変動が生じるのか）、を推定するためのものである。即ち、ＶＨ生成モデル７４は、図１７に示すように、コンバータ６自身をそのまま制御モデル化したものであり、図１５（ｃ）に示したコンバータモデル７４と同じである。但し、本実施形態で用いるＶＨ生成モデル７４では、コンバータ６に存在しているフィルタコンデンサＣ１は削除している。フィルタコンデンサＣ１は、充電時、すなわちインバータ７からバッテリ３に電流が流れる際に電圧を安定化させるためのものであり、昇圧時、すなわち駆動用電圧ＶＨを生成する際には考慮不要であることがその理由である。

尚、このＶＨ生成モデル７４は、外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄの入力に対して推定変動値ＶＨｆｘを出力するモデルであるため、入力された外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄに基づいて各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２の制御信号を生成するための、制御信号生成部８０を備えた構成としている。制御信号生成部８０の機能は、基本的に、図３に示したスイッチングパルス生成部１６，デッドタイム処理部１７，及び反転＆デッドタイム処理部１８からなる構成により実現される機能と同じである。

図１７に示すように、ＶＨ生成モデル７４はＬＣＲ共振回路となるため、その伝達関数は、ｓ関数（ラプラス演算子ｓ）を用いて、次式（４）のように表わされる。

尚、Ｒｂはバッテリ３の内部抵抗Ｒ１の抵抗値、ＬａはリアクトルＬのインダクタンス値、Ｃａは平滑コンデンサＣ２の静電容量値、ｄ０は当該ＶＨ生成モデル７４の昇圧比（即ちコンバータ６の昇圧比）（ＶＬ／ＶＨ）である。

ここで、ｓ＝ｊωであるため、上記式（４）をラプラス逆変換すると、推定変動値ＶＨｆｘが次式（５）で表される。
ＶＨｆｘ＝Ｋｖ・ｓｉｎ（ωｏｔ＋ψ） ・・・（５）
尚、Ｋｖは定常電圧値、ωｏはＶＨ生成モデル７４を構成するＬＣＲ共振回路の共振角周波数、ψは位相遅れである。

ここで、本実施形態では、外乱位相φｏを推定（外乱推定位相φを演算）すべく、ＶＨ生成モデル７４にて生成される推定変動値ＶＨｆｘの位相を利用するものであって、定常電圧値Ｋｖの具体値は不要である。つまり、後段側の位相調整部７６が必要とするのは位相情報（位相遅れψ）のみである。そのため、Ｋｖは不定のまま式（５）の推定変動値ＶＨｆｘを出力しても差し支えなく、よって本例では、式（５）の推定変動値ＶＨｆｘを位相調整部７６に入力する。

目標偏差フィルタ７５は、目標偏差ΔＶに含まれている（即ち駆動用電圧ＶＨに重畳している）高調波ノイズ成分を除去する。具体的には、共振周波数ｆより高くｆの２倍の周波数よりは低い周波数を遮断周波数として、その遮断周波数以上の周波数成分を除去し、その除去後の信号を実共振変動値ΔＶＨｒとして出力する。

位相調整部７６は、目標偏差フィルタ７５から入力される、実際の共振（外乱）の波形を示す実共振変動値ΔＶＨｒと、ＶＨ生成モデル７４からの推定変動値ＶＨｆｘとの位相差である、変動位相差δに基づき、その変動位相差δが０になるように、つまり推定変動値ＶＨｆｘの位相が実共振変動値ΔＶＨｒの位相と一致するように、外乱推定位相φの更新演算（調整）を行う。

この位相調整部７６は、具体的には、図１８（ａ）に示すように、推定波形パルス変換部８１と、実波形パルス変換部８２と、位相比較器８３とを備えている。
推定波形パルス変換部８１は、図１８（ｂ）に示すように、ＶＨ生成モデル７４からの推定変動値ＶＨｆｘの波形を、そのゼロクロスタイミングを基準にパルス変換することにより、推定変動パルスＰａを生成する。

実波形パルス変換部８２も、図１８（ｂ）に示すように、目標偏差フィルタ７５からの実共振変動値ΔＶＨｒの波形を、そのゼロクロスタイミングを基準にパルス変換することにより、実変動パルスＰｂを生成する。

位相比較器８３は、推定変動パルスＰａと実変動パルスＰｂとの位相差（変動位相差δ）に基づき、その変動位相差δが０となるような方向に外乱推定位相φを更新演算（調整）する。この位相比較器８３の具体的機能について、図１９を用いて説明する。

位相比較器８３は、制御周期毎の演算タイミングで、図１９に示す動作ロジックを実行する。即ち、図１９に示すように、まず推定変動パルスＰａがＨｉ（ハイレベル）に立ち上がったか否かを判断し（Ｓ２１０）、ＰａがＨｉに立ち上がったならば、続いて、ＰａがＬｏ（ローレベル）に立ち下がるのを待つ（Ｓ２２０）。尚、この間、実変動パルスＰｂのエッジ変化が生じた場合にはそのエッジ変化の内容を記憶しておく。

ＰａがＬｏに立ち下がると、ＰａがＨｉの間にＰｂの立ち上がりエッジを検出したか否かを判断する（Ｓ２３０）。ＰａがＨｉの間にＰｂの立ち上がりエッジを検出しなかった場合には、更に、ＰａがＨｉの間にＰｂの立ち下がりエッジを検出したか否かを判断する（Ｓ２４０）。

そして、ＰａがＨｉの間にＰｂの立ち下がりエッジも検出しなかった場合は、ＰａとＰｂの位相は一致しているものと判断できるため、現在設定されている外乱推定位相φ（即ち前回の演算タイミングにて演算されて記憶されている最新の外乱推定位相φ）をそのまま今回の演算タイミングにおける更新後（調整後）の外乱推定位相φとして、その値を最新値として記憶する。つまり、ＰａとＰｂの位相が一致しているということは外乱推定位相φはすでに真値に到達しているということであるため、現在値を維持するのである。

一方、Ｓ２３０にて、ＰａがＨｉの間にＰｂの立ち上がりエッジを検出した場合は、Ｐｂに対してＰａの位相が進んでいるということである。この場合、Ｐａの位相を遅らせるべく、外乱推定位相φを、現在値よりも遅らせる必要がある。

逆に、Ｓ２４０にて、ＰａがＨｉの間にＰｂの立ち下がりエッジを検出した場合は、Ｐｂに対してＰａの位相が遅れているということである。この場合、Ｐａの位相を進めるべく、外乱推定位相φを、現在値よりも進める必要がある。

そこで本実施形態では、１回の演算タイミングにて調整（加算あるいは減算）する位相量として予め位相調整角αを設定しておく。この位相調整角αは、正の定数である。そして、演算タイミング毎に、Ｐｂに対するＰａの位相進み・遅れに基づいて、現在の外乱推定位相φに対して位相調整角αを加減算することで、外乱推定位相φを更新（調整）する。

具体的には、Ｐａの位相がＰｂの位相に対して進んでいる場合は（Ｓ２３０：ＹＥＳ）、現在設定されている外乱推定位相φに位相調整角αを加算したものを新たな外乱推定位相φとして更新（調整）し（Ｓ２６０）、その値を最新値として記憶する。逆に、Ｐａの位相がＰｂの位相に対して遅れている場合は（Ｓ２４０：ＹＥＳ）、現在設定されている外乱推定位相φから位相調整角αを減算したものを新たな外乱推定位相φとして更新（調整）し（Ｓ２７０）、その値を最新値として記憶する。

このように、制御周期毎に外乱推定位相φを徐々に（αずつ）調整していくことで、外乱推定位相φを真値に収束させていくのである。そして、外乱推定位相φが真値に近づいていくと、駆動用電圧ＶＨの変動も徐々に小さくなっていき、これにより実共振変動値ΔＶＨｒの波形は振幅が小さくなっていき、実変動パルスＰｂのエッジ変化が生じなくなる。このような状態になると、外乱推定位相φは真値に収束したこととなる。

ところで、位相調整角αをどのような値に設定するかについては、適宜決めることができるが、本実施形態では、次式（６）にて予め算出された値とする。

上記式（６）において、Ｔ１は共振周期［ｓ］であり、Ｔ２は制御周期［ｓ］であり、Ｎは調整用共振周期最大回数である。尚、共振周期Ｔ１は、コンバータ６の回路定数から決まる共振周波数ｆの逆数である。

位相調整部７６に入力される推定変動値ＶＨｆｘと実共振変動値ΔＶＨｒの位相差は、最大で１８０度（π rad）である。換言すれば、外乱推定位相φの調整幅は最大で１８０度（πrad）である。そこで、本実施形態では、その最大位相差（πrad）が共振周期Ｔ１のＮ倍の期間をかけてゼロになるように制御するものとし、それを実現するための位相調整角αを導出する。尚、調整用共振周期最大回数Ｎは、基本的には、Ｎ≧１であるが、小さい値とすると一度の調整で変化させる位相が大きくなり、これによりバッテリ電圧ＶＬの変動が大きくなる。したがって、一般的にはＮ≧１０とするのが望ましい。

まず、共振周期Ｔ１の単位で（１回の共振周期Ｔ１の期間で）調整すべき位相の大きさＡ１は、下記式（７）のようになる。
Ａ１＝π／Ｎ ・・・（７）
ところで、位相調整角αは、制御周期Ｔ２単位で外乱推定位相φに対して加減算していくものであり、共振周期Ｔ１内には制御周期Ｔ２が（Ｔ１／Ｔ２）回存在する。そして、調整を（Ｔ１／Ｔ２）回繰り返すことで結果として上記式（７）の位相Ａ１の調整を行うためには、位相調整角αは、Ａ１／（Ｔ１／Ｔ２）とする必要がある。これは即ち、位相調整角αが上記式（６）で得られることを意味している。

位相調整角αの導出の具体例を、図２０を用いて説明する。一例として、共振周波数ｆが２００Ｈｚ、制御周波数が１０ｋＨｚであるものとする。この場合、共振周期Ｔ１は５ｍｓであり、制御周期Ｔ２は１００μｓとなる。そして、調整用共振周期最大回数Ｎを１０、即ち共振周期Ｔ１の１０回分で最大１８０度（πrad）の位相調整を行えるようにするものとする。

この場合、上記式（６）を適用して位相調整角αを算出すると、α＝π／５００となる。この位相調整角αは、外乱推定位相φを、共振周期Ｔ１の１０周期分をかけて１８０度変化させることができるような値である。

外乱推定位相φの調整、即ち外乱推定位相φに対する位相調整角αの加減算は、制御周期Ｔ２毎（１００μｓ単位）で行われる。そのため、共振周期Ｔ１の間に５０回の位相調整の機会がある。よって、共振周期Ｔ１の１０周期分では、合計で５００回の位相調整の機会があることとなる。その５００回の位相調整で１８０度（πrad）の位相調整を行うことができればよいわけだから、位相調整１回あたり（つまり制御周期Ｔ２あたり）の位相調整角αは、α＝π／５００とすればよいこととなり、上記算出結果と一致する。

以上説明した本実施形態の昇圧制御部７０によれば、駆動用電圧ＶＨの変動を引き起こす外乱が指令ｄｕｔｙ（基本指令値）に混入するとの仮定のもと、その混入する外乱成分（外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄ）を推定演算し、その外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄを予め基本指令値から減じておくようにしているため、結果として、モータ６１のトルク変動に起因して生じるコンバータ出力電圧（駆動用電圧ＶＨ）の変動を抑制することができる。よって、トルク変動の周波数と共振周波数ｆが一致することによるトルク変動の増大（共振）も効果的に抑制することができる。

また、本実施形態では、外乱オブザーバ方式によって制御周期毎に常時推定を行うため、モータ回転数に依存せず変動抑制（共振抑制）が可能である。
尚、本第４実施形態では、外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄ（＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ））の振幅ＫをＫ＝１と固定することにより振幅Ｋについては実質的に考慮しない構成としたが、振幅Ｋについても適宜調整（推定）することで、振幅Ｋも考慮した外乱ｄｕｔｙ推定値（Ｋ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ））を推定演算するようにしてもよい。

また、正弦波生成部７３にて生成された外乱ｄｕｔｙ推定値Ｄｄをそのまま或いは正のゲインを乗じたものを補正値として出力し、その補正値をＰＩ制御部１２からの基本指令値から減算するような構成としてもよい。

また、位相調整部７６では、図１８で説明したように、入力された２つの波形（ＶＨｆｘとΔＶＨｒ）をそれぞれパルス変換して両者の位相比較を行ったが、このようにパルス変換することは必須ではない。結果として両者の位相がどう違うのか（遅れているのか進んでいるのか）を認識できてその差異に応じた外乱推定位相φを生成できる限り、位相調整部７６の具体的構成は種々考えられる。

また、制御周期毎の外乱推定位相φの調整量についても、上記実施形態では、位相調整角αを設定して、その位相調整角αを加減算することで調整するようにしたが、位相の調整量をどのように設定するかについては適宜決めることができ、例えばより複数種類の位相調整角を設定して変動位相差δの大きさに応じてその複数種類の位相調整角を使い分けるようにしてもよい。より具体的には、例えば変動位相差δが大きいほど位相調整角も大きくすることで、外乱推定位相φをより迅速に真値に収束させるようにしてもよい。

但し、変動位相差δが大きいほど位相調整角を大きくして外乱推定位相φをより早く真値に近づけるのは、外乱推定位相φの迅速な収束という観点では良いと言えるが、位相調整角が大きいほど外乱推定位相φも急変することとなる。外乱推定位相φの急変は、コンバータ６を構成する各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２の中点（接続点）の電位の大きな変動（即ちバッテリ電圧ＶＨの大きな変動）を引き起こし、これにより制御の不安定性を引き起こすおそれがある。

そのため、外乱推定位相φの急変は、制御の安定性の観点からは好ましくなく、よって好ましくは、本実施形態の例のように、外乱推定位相φを少しずつ（位相調整角αずつ）変化させていってゆっくりと真値に近づけていくというのがよい。

［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。

例えば、上記第１〜第３実施形態では、補正値として、正の補正定数Ｂ又は負の補正定数−Ｂの何れかに設定するようにしたが、このように正又は負の一定の値を補正定数として定めるのはあくまでも一例であり、例えば、差分値に応じて連続的又は段階的に変化するような補正値を演算するようにしてもよい。つまり、共振帯域での駆動用電圧ＶＨの振幅変動を抑制する方向に基本指令値を補正できる限り、補正値を具体的にどのように設定・演算するかについては種々の方法を採用することができる。

また、本発明の適用は、上述した昇圧回路５に限らず、コンバータ内にＬＣ共振回路が含まれていて、且つ、コンバータの出力先の回路等の影響で出力電力の周期的変動が生じるような回路、つまり出力先の影響を受けて出力電力が共振周波数に同期してしまうような回路である限り、あらゆる形態の昇圧回路に対して本発明を適用可能である。

尚、基本指令値の演算をＰＩ制御部１２が行うことはあくまでも一例であり、他の種類の制御器にて基本指令値を演算するようにしてもよい。フィードバック制御によって基本指令値を演算すること自体もあくまでも一例に過ぎない。

さらに、前述の第２実施形態で説明した補正値調整手段９３と同等の機能（即ち調整機能）を有する手段を、差分演算器３２と補正部３４との間に配置しても良い。具体的には、差分演算器３２と補正部３４との間に、差分値を調整するための、図２１に示すような差分値調整手段１１３（本発明の差分調整手段に相当）を設ける。

この差分値調整手段１１３は、減算器１１３ａにて、差分演算器３２から出力された駆動用電圧ＶＨの差分値に対して、調整量演算手段９２にて演算した調整量Ｄａｄｊを差し引くことで、差分値を調整する。これにより、より目標電圧ＶＯの変化分が除去された、共振に起因する差分値を演算することができる。このような構成とすることで、目標電圧ＶＯの変化と駆動用電圧ＶＨの共振が重なった場合は、目標電圧ＶＯの変化を考慮することができ、その結果、必要以上に補正することを防止することができる。

同様に、前述の第３実施形態で説明した図１３の補正値調整手段１０３を、差分演算器３２と補正部３４との間に配置して、差分値を調整するための手段として用いるようにしても良い。

また、図２２のような構成の補正値調整手段１２３を用いることで、調整量演算手段９２を省略することも可能である。図２２の補正値調整手段１２３では、目標電圧ＶＯの変化率ΔＶＯが０である場合に、補正部３４からの補正値が補正指令演算器１４に入力される構成となっている。具体的には、変化率ΔＶＯが０であるか否かを比較部１２３ａにて比較し、変化率ΔＶＯが０の場合は、セレクタ１０３ｂにて乗算器１０３ｃにおける乗数として「１」が設定され、変化率ΔＶＯが０でない場合は、セレクタ１０３ｂにて乗数が「０」に設定される。このような構成により、目標電圧ＶＯの変化率ΔＶＯの変動が補正指令に影響を及ぼすこと防止している。

更には、調整量演算手段９２において、演算する調整量Ｄａｄｊに対して最大最小ガードの処理を含めてもよい。最大最小ガードは、最大最小ガード演算部を追加して演算しても良いし、予め設計して記憶しておいてもよい。

また、図１３の補正値調整手段１０３で用いられる閾値Ｖｔｈは、固定値でなくても良く、例えば駆動用電圧ＶＨに基づいて決定されるものであっても良い。また、図１３の補正値調整手段１０３が補正値を出力する場合の条件を、変化率ΔＶＯが所定の範囲内であること、としても良い。

また、本発明の適用は、電気自動車に限らず、例えば内燃機関とモータの双方を走行用駆動源として備えるいわゆるハイブリッド自動車に対しても適用可能である。つまり、直流電圧を昇圧回路で昇圧してその昇圧された電圧によって走行用駆動源としてのモータを駆動するよう構成されているモータ駆動システムを備えている限り、あらゆる種類の車両に対して本発明を適用可能である。

１…モータ駆動システム、３…バッテリ、５…昇圧回路、６…コンバータ、７…インバータ、９…モータ部、１０，７０，９０…昇圧制御部、１１…減算器、１２…ＰＩ制御部、１３，７１…共振抑制部、１４…補正指令演算器、１５…制御指令演算器、１６…スイッチングパルス生成部、１７…デッドタイム処理部、１８…反転＆デッドタイム処理部、２１…第１乗算器、２２…第２乗算器、２３…積分用加算器、２４…積分用遅延器、２５…ＰＩ加算器、３１…ＬＰＦ、３２…差分演算器、３３…差分演算用遅延器、３４…補正部、３６…ＭＧ制御部、３７…三相ブリッジ回路、３８…Ｕ相アーム、３９…Ｖ相アーム、４０…Ｗ相アーム、４１…山谷パルス生成部、４２…比較器、４６…第１遅延部、４７…第１ＡＮＤ回路、５１…ロジック反転部、５２…第２遅延部、５３…第２ＡＮＤ回路、５６…第１乗算器、５７…第１比較部、５８…第２比較部、５９…第２乗算器、６０…セレクタ、６１…モータ、６２…レゾルバ、７２…外乱角推定部、７３…正弦波生成部、７４…ＶＨ生成モデル（コンバータモデル）、７５…目標偏差フィルタ、７６…位相調整部、７７…反転演算部、８０…制御信号生成部、８１…推定波形パルス変換部、８２…実波形パルス変換部、８３…位相比較器、９１…目標電圧変化率演算手段、９１ａ…目標値格納部、９１ｂ…変化率演算部、９２…調整量演算手段、９３，１０３，１２３…補正値調整手段、９３ａ，１１３ａ…減算器、１０３ａ，１２３ａ…比較部、１０３ｂ…セレクタ、１０３ｃ…乗算器、１１３…差分値調整手段、Ｃ１…フィルタコンデンサ、Ｃ２…平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６…ダイオード、Ｌ…リアクトル、Ｔｒ１…下アームスイッチ、Ｔｒ２…上アームスイッチ、Ｔｒ１１…Ｕ相上アームスイッチ、Ｔｒ１２…Ｕ相下アームスイッチ、Ｔｒ１３…Ｖ相上アームスイッチ、Ｔｒ１４…Ｖ相下アームスイッチ、Ｔｒ１５…Ｗ相上アームスイッチ、Ｔｒ１６…Ｗ相下アームスイッチ

Claims (6)

1. 直流電源から供給される直流電圧を変換してモータ駆動用の直流の駆動用電圧を生成するコンバータを搭載した車両に備えられ、そのコンバータを制御する車両用コンバータ制御装置であって、
   前記コンバータは、入力される制御信号に応じた変換比率にて前記直流電圧を前記駆動用電圧に変換する回路構成を有すると共に、その回路構成中にコンデンサ及びコイルが含まれることによりこれらコンデンサ及びコイルからなる共振回路が形成されており、
   当該車両用コンバータ制御装置は、
   前記コンバータにて生成される前記駆動用電圧が所定の目標電圧となるようにその目標電圧に応じた基本指令値を演算する基本指令値演算手段と、
   前記コンバータから出力される前記駆動用電圧の変動状態を検出する変動状態検出手段と、
   前記変動状態検出手段により検出された前記駆動用電圧の変動状態に基づき、その駆動用電圧の変動が抑制されるように前記基本指令値を補正するための、その変動状態に応じた補正値を演算する補正値演算手段と、
   前記基本指令値演算手段により演算された前記基本指令値を前記補正値演算手段により演算された前記補正値により補正することで制御指令値を演算し、その制御指令値に応じた前記制御信号を生成して前記コンバータへ出力する制御信号生成手段と、
   を備え、
   前記変動状態検出手段は、前記変動状態として、前記目標電圧と前記駆動用電圧との差である目標偏差を検出し、
   前記補正値演算手段は、
   前記モータの電気角周波数を検出する電気角周波数検出手段と、
   前記電気角周波数と同じ周波数の正弦波信号を前記補正値として生成する正弦波信号生成手段と、
   前記正弦波信号生成手段により生成された前記正弦波信号を前記制御指令値としたならば前記コンバータから出力されるであろう電圧である推定出力電圧の位相と、前記変動状態検出手段により検出された前記目標偏差の位相とが一致するように、前記正弦波信号の位相を設定する位相設定手段と、
   を備え、前記正弦波信号生成手段は、前記位相設定手段により設定された位相と前記電気角周波数検出手段により検出された前記電気角周波数により決定される角度にて変化するような前記正弦波信号を生成し、
   前記制御信号生成手段は、前記基本指令値演算手段により演算された前記基本指令値から、前記補正値演算手段により生成された前記補正値としての前記正弦波信号を減じることにより前記補正を行うことで前記制御指令値を演算する
   ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。
2. 請求項１に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
   前記位相設定手段は、
   前記推定出力電圧を演算する推定出力電圧演算手段と、
   前記推定出力電圧演算手段により演算された前記推定出力電圧の位相と、前記変動状態検出手段により検出された前記目標偏差の位相とを比較し、前記推定出力電圧の位相が前記目標偏差の位相に一致するように前記正弦波信号の位相を演算する位相演算手段と、
   を備えていることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。
3. 請求項２に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
   前記推定出力電圧演算手段は、前記制御指令値を入力とする前記コンバータの制御モデルを備え、その制御モデルに対して前記正弦波信号を入力した場合にその制御モデルから出力される電圧を前記推定出力電圧とする
   ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。
4. 請求項２又は請求項３に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
   前記位相演算手段は、所定周期の演算タイミング毎に、前記目標偏差の位相に対して前記推定出力電圧の位相が進んでいるならば現在設定されている前記正弦波信号の位相を所定の位相調整角だけ遅らせ、前記目標偏差の位相に対して前記推定出力電圧の位相が遅れているならば現在設定されている前記正弦波信号の位相を前記位相調整角だけ進ませることにより、前記正弦波信号の位相の演算を行う
   ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。
5. 請求項１〜請求項４の何れか１項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
   前記変動状態検出手段により検出された前記目標偏差から、前記共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より高い周波数成分を除去するフィルタ手段を備え、
   前記位相設定手段は、前記フィルタ手段により前記周波数成分が除去された後の前記目標偏差に基づいて前記正弦波信号の位相を設定する
   ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。
6. 請求項１〜請求項５の何れか１項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
   前記基本指令値演算手段は、前記目標電圧と、前記コンバータから出力される前記駆動用電圧とを比較して、該駆動用電圧が前記目標電圧に一致するように前記基本指令値を演算する
   ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。