JP7213833B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

下記特許文献１には、スイッチング素子及びリアクトルを組み合わせた二つのコンバータ（第１のコンバータ及び第２のコンバータ）を並列接続した多相コンバータが開示されている。

この多相コンバータは、第１のコンバータ及び第２のコンバータの相互間の電流アンバランス（以下、「偏流」という。）を単一の電流センサで検出し、当該検出した偏流を低減するように各スイッチング素子のスイッチングを制御する。

ここで、特許文献１に開示された単一の電流センサは、第１のコンバータのリアクトルからスイッチング素子やダイオードに向かう第１の電流と、第２のコンバータのリアクトルからスイッチング素子やダイオードに向かう第２の電流とがそれぞれ逆方向になるように検出する。これにより、上記単一の電流センサは、第１の電流と第２の電流との差、すなわち偏流を検出することが可能となる。

特許第５７３４４４１号公報

しかしながら、上記単一の電流センサで検出される電流は、第１の電流と、その第１の電流が流れる方向と逆向きの第２の電流とが合計された電流となるため、第１の電流と第２の電流とが互いに打ち消し合ってしまう。したがって、単一の電流センサで検出される電流値が小さくなってしまい、偏流の検出精度が低下する場合がある。その結果、偏流を低減する精度が悪化する場合がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、多相コンバータにおける偏流を従来よりも精度良く低減することである。

（１）本発明の一態様は、スイッチング素子と前記スイッチング素子に接続されたリアクトルとを備えたコンバータが並列に複数接続された多相コンバータを備える電力変換装置であって、前記コンバータの一次側に設けられ、前記各スイッチング素子がオン状態及びオフ状態の双方において前記各リアクトルに流れる相電流が合計された合計相電流を検出する単一の電流センサと、前記電流センサにより検出された前記相電流に基づいて前記多相コンバータにおける相電流の偏流を検出する偏流検出部と、前記各スイッチング素子をオン状態又はオフ状態に制御する制御部と、を備え、前記電流センサで検出される前記合計相電流の各相電流の電流方向は、互いに同一方向であり、前記制御部は、前記偏流が低減するようにフィードバック制御を行う、ことを特徴とする電力変換装置である。

（２）上記（１）の電力変換装置であって、前記制御部は、前記多相コンバータから出力される出力電圧が目標電圧になるように前記各スイッチング素子を制御するための電圧指令を生成する第１制御部と、前記偏流と、前記偏流の目標値である偏流目標値と、の偏差に対してＰＩ制御を行うことで、前記偏差を低減させるための補正電圧指令を生成する第２制御部と、前記補正電圧指令に基づいて前記電圧指令を補正する補正部と、前記補正された前記電圧指令に基づいて、前記各スイッチング素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、を有してもよい。

（３）上記（２）の電力変換装置であって、前記第２制御部は、前記補正電圧指令に基づいて、前記電圧指令を補正するための補正量である偏流補正指令を求め、前記補正部は、前記電圧指令に対して前記偏流補正指令を重畳することで前記電圧指令を補正してもよい。

（４）上記（３）の電力変換装置であって、前記多相コンバータは、第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続された第１リアクトルとを備えた第１コンバータと、第２スイッチング素子と前記第２スイッチング素子に接続された第２リアクトルとを備えた第２コンバータと、を有し、前記電圧指令は、前記第１スイッチング素子を駆動するための第１電圧指令と、前記第２スイッチング素子を駆動するための第２電圧指令と、を有し、前記第２制御部は、前記補正電圧指令に基づいて第１電圧指令を補正するための補正量である第１偏流補正指令と、第２電圧指令を補正するための補正量である第２偏流補正指令と、を生成し、前記補正部は、前記第１電圧指令に対して前記第１偏流補正指令を重畳することで前記第１電圧指令を補正し、前記第２電圧指令に対して前記第２偏流補正指令を重畳することで前記第２電圧指令を補正し、前記第１偏流補正指令と前記第２偏流補正指令とは、互いに絶対値が同一で符号のみが異なってもよい。

（５）上記（１）から上記（４）のいずれかの電力変換装置であって、前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された前記合計相電流が増加から減少に変化したときの当該相電流である変化点相電流に基づいて、前記偏流を検出してもよい。

以上説明したように、本発明によれば、多相コンバータにおける偏流を従来よりも精度良く低減することができる。

本実施形態に係る電力変換装置１の概略構成の一例を示す図である。 本実施形態に係る電流センサ１１で検出される合計相電流ｉＬの波形の一例を示す図である。 本実施形態に係る偏流検出部２１の概略構成図である。 本実施形態に係る制御部２０の概略構成図である。 本実施形態に係るＰＩ制御部５１におけるブロック線図である。

以下、本実施形態に係る電力変換装置を、図面を用いて説明する。

図１は、本実施形態に係る電力変換装置（例えば、ＰＣＵ（Power Control Unit））１の概略構成の一例を示す図である。電力変換装置１は、ハイブリット車や電気自動車等、モータＭを動力源として走行する車両に搭載される。
ただし、モータＭは、モータジェネレータであってもよい。すなわち、モータＭは、車両のエンジンにより駆動される発電機としての機能を有してもよい。例えば、モータＭは、三相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）のブラシレスモータである。

図１に示すように、電力変換装置１は、多相コンバータ２、インバータ３、遅延部４、及び制御装置５を備える。

多相コンバータ２は、例えば、車載用の多相型のＤＣＤＣコンバータとして構成されている。多相コンバータ２は、直流電源Ｅから入力された直流電圧ＶＢを所定の電圧Ｖｃ（以下、「昇圧電圧」という。）に昇圧してインバータ３に出力する。なお、本実施形態では、多相コンバータ２は二相のＤＣＤＣコンバータである場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、その相数は二以上であれば特に限定されない。以下に、本実施形態に係る多相コンバータ２の具体的な構成について説明する。

多相コンバータ２は、一次側コンデンサ６、コンバータ７ａ，７ｂ、二次側コンデンサ８、第１電圧センサ９、第２電圧センサ１０及び電流センサ１１を備える。

一次側コンデンサ６は、一端が直流電源Ｅのプラス端子に接続されており、他端が直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。一次側コンデンサ６は、直流電源Ｅから出力される直流電圧ＶＢを平滑する平滑コンデンサである。

コンバータ７ａ，７ｂは、直流電源Ｅ及びインバータ３の間において、互いに並列に接続されている。なお、本実施形態では、コンバータ７ａ，７ｂは、昇圧コンバータである場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、例えば、降圧コンバータでもよいし、昇降圧コンバータであってもよい。

コンバータ７ａ（第１コンバータ）は、リアクトルＬ１（第１リアクトル）及びパワーモジュールＰ１を備える。
リアクトルＬ１は一端が一次側コンデンサ６の一端に接続されており、他端がパワーモジュールＰ１に接続されている。

パワーモジュールＰ１は、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２（第１スイッチング素子）を備える。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、例えば、ＦＥＴ（Field Effective Transistor；電界効果トランジスタ）等であってもよい。

スイッチング素子Ｑ１は、コレクタ端子が二次側コンデンサ８の一端に接続されており、エミッタ端子がスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子に接続されている。
スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子は、直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。
また、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子との接続点は、リアクトルＬ１の他端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２のゲート端子は、それぞれ制御装置５に接続されている。

コンバータ７ｂ（第２コンバータ）は、リアクトルＬ２（第２リアクトル）及びパワーモジュールＰ２を備える。
リアクトルＬ２は一端が一次側コンデンサ６の一端に接続されており、他端がパワーモジュールＰ２に接続されている。なお、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２とは、互いに磁気結合されている。

パワーモジュールＰ２は、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４を備える。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４（第２スイッチング素子）は、ＩＧＢＴである場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、例えば、ＦＥＴ等であってもよい。

スイッチング素子Ｑ３は、コレクタ端子が二次側コンデンサ８の一端に接続されており、エミッタ端子がスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子に接続されている。
スイッチング素子Ｑ４のエミッタ端子は、直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。
また、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子との接続点は、リアクトルＬ２の他端に接続されている。スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４のゲート端子は、それぞれ制御装置５に接続されている。

二次側コンデンサ８は、一端がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ端子に接続され、他端が直流電源Ｅのマイナス端子に接続された平滑コンデンサである。

第１電圧センサ９は、直流電源Ｅの端子間に接続され、直流電源Ｅから出力される直流電圧ＶＢを検出する。換言すれば、第１電圧センサ９は、一次側コンデンサ６の端子間に取り付けられ、多相コンバータの一次側の電圧（以下、「一次側電圧」という。）Ｖｐを検出するセンサである。一次側電圧Ｖｐは、一次側コンデンサ６の端子間（一端と他端との間）の電圧に相当し、直流電圧ＶＢと同一の値を示す。第１電圧センサ９は、検出した一次側電圧Ｖｐを制御装置５に出力する。

第２電圧センサ１０は、二次側コンデンサ８の両端の電位差、すなわちコンバータ７ａ，７ｂによって昇圧された昇圧電圧Ｖｃを検出する。この昇圧電圧Ｖｃは、多相コンバータの二次側の電圧である。電圧検出部２５は、検出した昇圧電圧Ｖｃを制御装置５に出力する。なお、電圧検出部２５で検出した昇圧電圧Ｖｃを「二次側電圧Ｖｓ」と称する。第２電圧センサ１０は、検出した二次側電圧Ｖｓを制御装置５に出力する。

電流センサ１１は、コンバータ７ａ，７ｂの一次側に設けられ、流れる方向が同一な第１の相電流ｉＬａと第２の相電流ｉＬｂとの双方の相電流を検出する単一のセンサである。すなわち、電流センサ１１は、第１の相電流ｉＬａと第２の相電流ｉＬｂとの合計の相電流（以下、「合計相電流」という。）ｉＬを検出する。そして、電流センサ１１で検出される合計相電流ｉＬの各相電流（第１の相電流ｉＬａと第２の相電流ｉＬｂ）の電流方向は、互いに同一方向である。電流センサ１１の出力は、遅延部４及び制御装置５のそれぞれに送信される。すなわち、電流センサ１１で検出された合計相電流は、遅延部４及び制御装置５のそれぞれに出力される。なお、コンバータ７ａ，７ｂの一次側とは、電流電源Ｅのプラス端子と、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子及びスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子の接続点との間、かつ、電流電源Ｅのプラス端子と、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子及びスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子の接続点との間である。

インバータ３は、制御装置５による制御により、多相コンバータ２から出力された昇圧電圧Ｖｃを、交流電圧に変換してモータＭに供給する。

遅延部４は、電流センサ１１からの出力を所定の時間遅延させて制御装置５に送信する。例えば、遅延部４は、ローパスフィルタである。

制御装置５は、制御部２０及び偏流検出部２１を備える。

制御部２０は、コンバータ７ａ，７ｂの駆動を制御する。具体的には、制御部２０は、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と一対のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とを異なるタイミングでスイッチング制御することにより、その異なる位相（例えば、１８０°の位相差）の電流がコンバータ７ａ，７ｂ流れる。

すなわち、制御部２０は、スイッチング素子Ｑ２がオン状態に制御することでリアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ２、及び直流電源Ｅのマイナス端子から形成される回路に電流を流すことで、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。そして、制御部２０は、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に制御することで、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子Ｑ１を介して二次側コンデンサ８に供給することで直流電源ＶＢを昇圧する。ここで、このスイッチング素子Ｑ２がオン状態及びオフ状態の双方においてリアクトルＬ１に流れる電流（以下、「相電流」という。）を、第１の相電流ｉＬａという。

また、制御部２０は、スイッチング素子Ｑ４がオン状態に制御することでリアクトルＬ２、スイッチング素子Ｑ４、及び直流電源Ｅのマイナス端子から形成される回路に電流を流すことで、リアクトルＬ２にエネルギーを蓄積する。そして、制御部２０は、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御することで、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子Ｑ３を介して二次側コンデンサ８に供給することで直流電源ＶＢを昇圧する。このスイッチング素子Ｑ４がオン状態及びオフ状態の双方においてリアクトルＬ２に流れる電流（以下、「相電流」という。）を、第２の相電流ｉＬｂという。

ここで、多相コンバータ２は、二相式のＤＣＤＣコンバータとして動作するので、第１の相電流ｉＬａ及び第２の相電流ｉＬｂの流れ方向は互いに同一方向となる。すなわち、第１の相電流ｉＬａが直流電源ＥからリアクトルＬ１を介してパワーモジュールＰ１に流れる場合には、第２の相電流ｉＬｂは直流電源ＥからリアクトルＬ２を介してパワーモジュールＰ２に流れる。

さらに、制御部２０は、第１の相電流ｉＬａ及び第２の相電流ｉＬａの相互間の電流差（以下、「偏流」という。）を低減するようにフィードバック制御を行い、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とのそれぞれのスイッチングをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。具体的には、制御部２０は、第１ＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力し、第１ＰＷＭ信号と位相が１８０°異なる第２ＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に出力する。これにより、多相コンバータ２は、リップルが少ない安定した昇圧電圧Ｖｃを生成することができる。

偏流検出部２１は、電流センサ１１により検出された合計相電流ｉＬに基づいて、第１の相電流ｉＬａ及び第２の相電流ｉＬｂの相互間の偏流ｉＬａｂを検出する。以下に、本施形態に係る偏流ｉＬａｂの検出方法について、図２を用いて説明する。図２は、電流センサ１１で検出される合計相電流ｉＬの波形の一例を示す図である。

図２に示すように、電流センサ１１により検出された合計相電流ｉＬの波形には、大別して２種類の変化点Ａ，Ｂを有する。この変化点Ａ，Ｂとは、合計相電流ｉＬが増加から減少に変化する点である。

例えば、変化点Ａとは、スイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に切り替えられたタイミング（時刻ｔ１）を示す。したがって、変化点Ａでの合計相電流ｉＬとは、第１の相電流ｉＬａの最大値を示すものとなる。一方、変化点Ｂとは、スイッチング素子Ｑ４がオン状態からオフ状態に切り替えられたタイミング（時刻ｔ２）を示す。したがって、変化点Ｂでの合計相電流ｉＬとは、第２の相電流ｉＬｂの最大値を示すものとなる。さらに、リアクトルＬ１及びリアクトルＬ２は自相に流れる電流が大きくなると自己インタクタンスが小さくなる特性を有し、結果としてより電流の大きい相のリップル電流が大きくなる。そのため、合計相電流の波形には偏流に応じて変化点Ａと変化点Ｂとで合計相電流の最大値に偏りが生じる。ここで、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とのスイッチングの位相差が１８０°であるため、変化点Ａと変化点Ｂとは１８０°ごとに交互に発生する。

したがって、偏流検出部２１は、電流センサ１１により検出された合計相電流ｉＬが増加から減少に変化したときの当該相電流（以下、「変化点相電流」という。）に基づいて、偏流ｉＬａｂを検出する。すなわち、偏流検出部２１は、電流センサ１１により検出された合計相電流ｉＬにおいて、変化点Ａでの合計相電流ｉＬである変化点相電流ＩＡと変化点Ｂでの合計相電流ｉＬである変化点相電流ＩＢとの差分を偏流ｉＬａｂとして検出する。

なお、偏流検出部２１における変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとの取得方法は特に限定されないが、例えば、以下の方法（ａ），（ｂ）により取得可能である。

（ａ）偏流検出部２１は、電流センサ１１により検出された合計相電流ｉＬのうち、所定の期間内において、増加から減少に変化したときの合計相電流ｉＬを取得することで、変化点相電流Ａ，Ｂを取得する。
（ｂ）偏流検出部２１は、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン状態からオフ状態に切り替えられた場合に電流センサ１１から出力される各合計相電流ｉＬを、それぞれ変化点相電流Ａ，Ｂとして取得する。

なお、上記（ｂ）では、偏流検出部２１が電流センサ１１から合計相電流ｉＬを取得するタイミング（以下、「取得タイミング」という。）と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることで達成可能である。

ただし、偏流検出部２１の取得タイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることができない場合には、遅延部４を電力変換装置１に設けるとともに、偏流検出部２１を図３に示す構成とすることで、上記（２）の方法で変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとを取得することができる。

ここで、偏流検出部２１の取得タイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることができない場合とは、例えば、偏流検出部２１の取得タイミングが、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングではなく、制御装置５内で生成されている搬送波（三角波）の山及び谷のタイミングである場合である。なお、上記（２）において、遅延部４を設けなくとも、偏流検出部２１の取得タイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることが可能である場合には、遅延部４は、電力変換装置１の必須な構成ではない。以下に、図３に示す偏流検出部２１の構成について説明する。

図３に示すように、偏流検出部２１は、第１取得部３０、第２取得部３１及び偏流算出部３２を備える。

ここで、遅延部４は、電流センサ１１からの出力を所定の時間遅延させ、第１取得部３０が合計相電流ｉＬを取得する第１のタイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をターンオフの第２のタイミングとを同期させる。例えば、遅延部４は、搬送波（三角波）の山のタイミングと上記第１ＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングとの差（又は搬送波（三角波）の谷のタイミングと上記第２ＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングとの差）を遅延時間Δｔとして、第１取得部３０から出力される合計相電流ｉＬを遅延させて偏流算出部３２に入力する。ここで、この第１のタイミングとは、第１ＰＷＭ信号，第２ＰＷＭ信号を生成するための上記搬送波（三角波）の山及び谷のそれぞれのタイミングである。

第１取得部３０は、第１のタイミングで遅延部４からの合計相電流ｉＬを取得する。第１取得部３０は、遅延部４を介して第１のタイミングで取得した合計相電流ｉＬを偏流算出部３２に出力する。

第２取得部３１は、遅延部４を介さずに、第１のタイミングで電流センサ１１からの合計相電流ｉＬを取得して制御装置５に出力する。

偏流算出部３２は、遅延部４で遅延時間Δｔだけ遅延させられた合計相電流ｉＬを取得することで、当該合計相電流ｉＬを変化点相電流Ａ，Ｂとして取得する。このように、遅延部４が合計相電流ｉＬを遅延時間Δｔだけ遅延させることで、偏流算出部３２は、第１のタイミングで変化点相電流Ａ，Ｂを取得することができる。
そして、偏流算出部３２は、その取得した変化点相電流Ａ，Ｂから偏流ｉＬａｂを算出して制御装置５に出力する。

以下に、本実施形態に係る制御部２０の構成について、図４を用いて説明する。

制御部２０は、第１制御部４０、第２制御部５０、補正部６０及びＰＷＭ制御部７０を備える。

第１制御部４０は、多相コンバータ２から出力される昇圧電圧Ｖｃが目標電圧Ｖｔｈになるように各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御するための電圧指令ＶＬ´を生成する。

以下に、本実施形態に係る第１制御部４０の機能部の一例を説明する。

第１制御部４０は、電圧制御部４１及び電流制御部４２を備える。

電圧制御部４１は、電圧検出部２５により検出された二次側電圧Ｖｓと予め設定された目標電圧Ｖｔｈとの偏差である電圧偏差ΔＶｓに対してＰＩ制御やＰＩＤ制御などのフィードバック制御を実行することで、その電圧偏差ΔＶｓをゼロに近づけるための電流指令値ｉＬ´を算出する。

電流制御部４２は、電圧制御部４１で算出された電流指令値ｉＬ´と、第２取得部３１から取得した合計相電流ｉＬとの偏差である電流偏差ΔＩＬに対してＰＩ制御やＰＩＤなどのフィードバック制御を実行することで、その電流偏差ΔＩＬをゼロに近づけるための電圧指令ＶＬ´を算出する。電流制御部４２は、算出した電圧指令ＶＬ´を補正部６０の第１補正部６１及び第２補正部６２のそれぞれに出力する。なお、第１補正部６１に出力される電圧指令ＶＬ´を「第１電圧指令ＶＬ１´」と称し、第２補正部６２に出力される電圧指令ＶＬ´を「第２電圧指令ＶＬ２´」と称する。

第２制御部５０は、ＰＩ制御部５１及び重畳補正演算部５２を備える。
ＰＩ制御部５１は、偏流算出部３２で算出された偏流ｉＬａｂと、偏流ｉＬａｂの目標値である偏流目標値ｉｔｈと、の偏差である偏流偏差ΔＩＬａｂを求める。そして、ＰＩ制御部５１は、その偏流偏差ΔＩＬａｂに対してＰＩ制御を行うことにより、その偏流偏差ΔＩＬａｂをゼロに近づけるための電圧指令である補正電圧指令ＶＬａｂ´を生成する。偏流目標値ｉｔｈは、予め設定されている値であって、制御装置５内に予め格納されている。例えば、偏流目標値ｉｔｈは「０」である。

ＰＩ制御部５１は、例えば、図５に示す機能部を備えてもよい。図５は、ＰＩ制御部５１におけるブロック線図である。
例えば、図５に示すように、ＰＩ制御部５１は、減算器５１０、比例ゲイン乗算部５１１、積分ゲイン乗算部５１２、積分器５１３、加算器５１４、ハイパスフィルタ５１５、係数乗算部５１６を備える。

減算器５１０は、偏流算出部３２で算出された偏流ｉＬａｂと、偏流ｉＬａｂの目標値である偏流目標値ｉｔｈと、を取得し、偏流目標値ｉｔｈから偏流ｉＬａｂを差し引くことで偏流偏差ΔＩＬａｂを求める。

比例ゲイン乗算部５１１は、偏流偏差ΔＩＬａｂに対して比例ゲインＫｐｇを乗算して加算器５１４に出力する。

積分ゲイン乗算部５１２は、偏流偏差ΔＩＬａｂに対して積分ゲインＫｉｇを乗算して積分器５１３に出力する。

積分器５１３は、積分ゲイン乗算部５１２からの出力を積分することで積分値を求め、その積分値を加算器５１４に出力する。なお、図５に示すｓはラプラス変換の演算子であり、ｓは微分、1／ｓは積分の意味を表す。

加算器５１４は、比例ゲイン乗算部５１１からの出力と、積分器５１３からの積分値と、を足し合わせることで電圧指令Ｖｚ´を求める。

ハイパスフィルタ５１５は、偏流算出部３２で算出された偏流ｉＬａｂの低周波成分を減衰させて係数乗算部５１６に出力する。なお、図５に示す不完全微分におけるωｈは、中心周波数を示す。

係数乗算部５１６は、ハイパスフィルタ５１５からの出力に対して、（Ｌｓ－Ｍ）を乗算して減算器５１７に出力する。ＬｓはリアクトルＬ１及びリアクトルＬ２の自己インダクタンスであり、Ｍは相互インダクタンスである。

減算器５１７は、電圧指令Ｖｚ´から係数乗算部５１６の出力を差し引くことで補正電圧指令ＶＬａｂ´を求める。そして、減算器５１７は、補正電圧指令ＶＬａｂ´を重畳補正演算部５２に出力する。
このように、ＰＩ制御部５１の伝達関数は、「Ｋｉｇ／ｓ＋Ｋｐｇ」と表される伝達関数Ｇｃｏｎ（ｓ）と、「ｓ（Ｌｓ－Ｍ）」で表される伝達関数Ｇｓｕｂ（ｓ）を有している。なお、制御装置５上では、ｓ（Ｌｓ－Ｍ）のうちのラプラス演算子ｓを直接取り扱うことができないので、本実施形態では、１次のハイパスフィルタ５１５で代替している。

重畳補正演算部５２は、補正電圧指令ＶＬａｂ´に基づいて、第１電圧指令ＶＬ１´を補正するための補正量である第１偏流補正指令ΔＶＬａ´と、第２電圧指令ＶＬ２´を補正するための補正量である第２偏流補正指令ΔＶＬｂ´と、を算出する。そして、重畳補正演算部５２は、算出した第１偏流補正指令ΔＶＬａ´及び第２偏流補正指令ΔＶＬｂ´を補正部６０に出力する。

例えば、重畳補正演算部５２は、補正電圧指令ＶＬａｂ´を「２」で割った値（ＶＬａｂ´の２分の１の値）を第１偏流補正指令ΔＶＬａ´とし、補正電圧指令ＶＬａｂ´を「－２」で割った値（ＶＬａｂ´の２分の１の値に－１を乗算した値）を第２偏流補正指令ΔＶＬｂ´として算出する。よって、ΔＶＬａ´＝ＶＬａｂ´／２となり、ΔＶＬｂ´＝－ＶＬａｂ´／２となる。よって、第１偏流補正指令ΔＶＬａ´と第２偏流補正指令ΔＶＬｂ´とは、互いに絶対値が同一で符号のみが異なる値となる。

補正部６０は、第１補正部６１及び第２補正部６２を備える。

第１補正部６１は、第１電圧指令ＶＬ１´に対して前第１偏流補正指令ΔＶＬａ´を重畳することで第１電圧指令ＶＬ１´を補正する。第１補正部６１は、補正後の第１電圧指令ＶＬ１´である補正後電圧指令Ｖａ´（＝ＶＬ１´＋ΔＶＬａ´）をＰＷＭ制御部７０に出力する。

第２補正部６２は、第２電圧指令ＶＬ２´に対して第２偏流補正指令ΔＶＬｂ´を重畳することで第２電圧指令ＶＬ２´を補正する。第２補正部６２は、補正後の第２電圧指令ＶＬ２´である補正後電圧指令Ｖｂ´（＝ＶＬ２´－ΔＶＬｂ´）をＰＷＭ制御部７０に出力する。

ＰＷＭ制御部７０は、補正後電圧指令Ｖａ´及び補正後電圧指令Ｖｂ´に基づいて各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をＰＷＭ制御する。
以下に、本実施形態に係るＰＷＭ制御部７０の機能部について、説明する。

ＰＷＭ制御部７０は、搬送波発生部７１、位相シフト部７２、比較部７３及び比較部７４を備える。

搬送波発生部７１は、上述して搬送波を生成して位相シフト部７２及び比較部７４に出力する。
位相シフト部７２は、搬送波発生部７１からの搬送波の位相を、例えば１８０°位相シフトする。これにより、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４とを交互にオン状態に制御可能となる。位相シフト部７２は、位相シフトした搬送波を比較部７３に出力する。

比較部７３は、第１補正部６１から補正後電圧指令Ｖａ´を取得する。また、比較部７３は、位相シフト部７２から搬送波を取得する。そして、比較部７３は、補正後電圧指令Ｖａ´と、位相シフト部７２から出力された搬送波とを比較することで、第１ＰＷＭ信号を生成して、パワーモジュールＰ１に出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＰＷＭ制御することができる。

比較部７４は、第２補正部６２から補正後電圧指令Ｖｂ´を取得する。また、比較部７３は、搬送波発生部７１から搬送波を取得する。そして、比較部７４は、補正後電圧指令Ｖｂ´と、搬送波発生部７１から出力された搬送波とを比較することで、第２ＰＷＭ信号を生成して、パワーモジュールＰ２に出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をＰＷＭ制御することができる。
なお、制御装置５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を駆動するドライブ回路を有してもよい。この場合には、ドライブ回路は、第１ＰＷＭ信号及び第２ＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をＰＷＭ制御するのに必要な出力電圧を生成して、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の制御端子（ゲート端子やベース端子）のそれぞれに出力する。

次に、本実施形態に係る電力変換装置１の動作の流れについて説明する。

電力変換装置１は、多相コンバータ２を駆動することで直流電源ＶＢを目標電圧Ｖｔｈまで昇圧する。そして、電力変換装置１は、その昇圧した昇圧電圧Ｖｃをインバータ３で交流電圧に変換してモータＭに供給することで、モータＭを駆動している。
この際、電流センサ１１は、電流方向が同一な第１の相電流ｉＬａと第２の相電流ｉＬｂとの合計の電流である合計相電流ｉＬを一定周期ごとに検出し、その検出結果を制御装置５に出力する。制御装置５における偏流検出部２１は、例えば、合計相電流ｉＬが増加から減少に変化したときの当該合計相電流ｉＬである変化点相電流に基づいて、偏流ｉＬａｂを検出する。制御装置５における制御部２０は、第２電圧センサ１０の計測結果である二次側電圧Ｖｓが目標電圧Ｖｔｈになるように各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御するための電圧指令ＶＬ´を生成し、その電圧指令ＶＬ´を偏流ｉＬａｂに基づいて補正する。そして、制御部２０は、その補正後の電圧指令ＶＬ´に基づいて各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をＰＷＭ制御することで偏流ｉＬａｂを低減するように多相コンバータ２を駆動している。

具体的には、制御部２０は、偏流ｉＬａｂと、偏流目標値ｉｔｈ（例えば、０（ゼロ））との偏差である偏流偏差ΔＩＬａｂに対してＰＩ制御を行うことで補正電圧指令ＶＬａｂ´を求める。そして、制御部２０は、補正電圧指令Ｖａｂに基づいて第１偏流補正指令ΔＶＬａ´及び第２偏流補正指令ΔＶＬｂ´を算出し、電圧指令ＶＬ´に第１偏流補正指令ΔＶＬａ´を重畳させた信号である補正後電圧指令Ｖａ´と、電圧指令ＶＬ´に第２偏流補正指令ΔＶＬｂ´を重畳させた信号である補正後電圧指令Ｖｂ´を求める。制御部２０は、補正後電圧指令Ｖａ´に基づいてコンバータ７ａをＰＷＭ制御し、補正後電圧指令Ｖｂ´に基づいてコンバータ７ｂをＰＷＭ制御する。これにより、多相コンバータにおける偏流を従来よりも精度良く低減することができる。

次に、本実施形態に係る第１偏流補正指令ΔＶＬａ´及び第２偏流補正指令ΔＶＬｂ´について説明する。
リアクトルＬ１の両端電圧ＶＬａ及びリアクトルＬ２の両端電圧ＶＬｂは、状態平均化法を用いて以下の式のように表される。

ここで、リアクトルＬ１及びリアクトルＬ２の自己インダクタンスは、ともにＬｓで同一である。Ｍは、相互インダクタンスである。ｒｚは、リアクトルにおける抵抗成分ｒＬとスイッチング素子Ｑの抵抗成分ｒｓｗとの合成抵抗である。なお、リアクトルＬ１及びリアクトルＬ２のそれぞれは、ともに同一の抵抗成分ｒＬを有する。また、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、すべて同一の抵抗成分ｒｓｗを有する。Ｄｏｎｙは、制御装置５から多相コンバータ２に出力されるＰＷＭ信号のＤｕｔｙ比と同等であり、各コンバータ７ａ，７ｂにおけるＨｉ側の各スイッチング素子Ｑ（スイッチング素子Ｑ１及びＱ３）のオンＤｕｔｙとみなすことができる。
ここで、式（１）及び式（２）から、両端電圧ＶＬａと両端電圧ＶＬｂとの差分であるＶＬａｂ（ＶＬａ－ＶＬｂ）を算出すると、共通項が相殺され、本実施形態に係る偏流抑制制御に用いる基本式が式（３）のように求まる。

そして、式（３）を簡略化して、以下の式（４）が求まる。式（４）は、制御装置５の制御対象（多相コンバータ２）をモデル化したものとして表される。

ここで、偏流ｉＬａｂが発生していない場合には、第１の相電流ｉＬａと第２の相電流ｉＬｂとは、以下の式（５）で表される。

一方、例えば、第２の相電流ｉＬｂに正側の偏流ｉＬａｂが発生した場合には、第１の相電流ｉＬａと第２の相電流ｉＬｂとは、以下の式（６）～式（８）で表される。

よって、式（３）及び式（６）～（８）を用いると、以下の式（９）～式（１１）が導出される。

したがって、偏流ｉＬａｂが発生した場合におけるＶＬａｂ（ＶＬａ－ＶＬｂ）は、式（９）～式（１１）に基づいて式（１２）で表される。よって、ΔＶＬは、式（１３）で表される。

したがって、電圧指令で書き換えると、補正後電圧指令Ｖａ´及び補正後電圧指令Ｖｂ´は、以下の式で表される。

よって、制御部２０は、補正電圧指令ＶＬａｂ´を「２」で割った値（ＶＬａｂ´の２分の１の値）を第１電圧指令ＶＬ１´の補正量として算出し、補正電圧指令ＶＬａｂ´を「－２」で割った値（ＶＬａｂ´の２分の１の値に－１を乗算した値）を第２偏流補正指令ΔＶＬｂ´の補正量として算出することで、偏流ｉＬａｂを低減するように制御することができる。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

（変形例１）本実施形態に係る第２の実施形態に係る電力変換装置１は、モータＭの他にモータジェネレータであるモータに接続されてもよい。この場合には、電力変換装置１には、インバータ３に並列に接続され、モータジェネレータに交流電力を供給するインバータを備える。

（変形例２）本実施形態に係る電流センサ１１は、リアクタンスＬ１，Ｌ２とパワーモジュールＰ１，Ｐ２とを接続する配線（例えば、バスバー）に流れる相電流を検出するように配置されているが、本発明はこれに限定されない。例えば、直流電源Ｅのプラス端子と、リアクタンスＬ１の一端及びリアクタンスＬ２の一端の接続点との間に設置されてもよい。すなわち、電流センサ１１は、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流が取得できればよく、多相コンバータ２の１次側のどの位置に設置されてもよい。

以上、説明したように、本実施形態に係る電力変換装置１は、コンバータ７ａ，７ｂの一次側に設けられ、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン状態及びオフ状態の双方において各リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる同一方向の相電流を検出する単一の電流センサ１１を有する。そして、電力変換装置１は、電流センサ１１により検出された相電流に基づいて偏流ｉＬａｂを検出し、その偏流が低減するように偏流ｉＬａｂをフィードバック制御する。

このような構成によれば、電流センサ１１で検出される相電流の値が小さくなることがない。したがって、本実施形態に係る電力変換装置１は、偏流ｉＬａｂの検出精度を向上させることができる。よって、多相コンバータ２における偏流を従来よりも精度良く低減することができる。

また、電流センサ１１は、コンバータ７ａ，７ｂの一次側に設けられているため、コンバータ７ａ，７ｂで昇圧される前の相電流を検出し、その検出した相電流に基づいて偏流を算出する。これにより、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が駆動した際に発生するスイッチング損失による影響を受けずに、より精度よく偏流を検出することができる。

さらに、例えば、電流センサ１１が、コンバータ７ａ，７ｂの高圧側に設けられてしまうと、車両の走行状態に応じてインバータ３のスイッチング素子が駆動し、その駆動した際に流れる電流の交流成分が電流センサ１１に影響を与えるため、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流を正確に検出することができない。一方、本実施形態に係る電流センサ１１は、コンバータ７ａ，７ｂの低圧側である一次側に設けられているため、上記電流の交流成分が電流センサ１１に影響を与えることがない。したがって、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流を正確に検出することができる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１は、単一の電流センサ１１で電流制御及び偏流抑制を行う。そのため、一つの電流センサで電流制御を行い、もう一つの電流センサで偏流抑制する等の複数の電流センサを使用することによる部品の検出感度差（バラツキ）がなくなるため、複数の電流センサを使用する構成よりも精度よく偏流を制御することができる。さらに、上記リアクトルＬ１，Ｌ２は互いに互いに磁気結合されているため、直流重畳特性を有する。したがって、電流センサ１１で検出される合計相電流ｉＬの最大値（変化点相電流ＩＡ、変化点相電流ＩＢ）に顕著な差が発生する。そのため、電力変換装置１は、変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとの値に基づいて電流偏差を算出するが可能となり、より精度よく偏流を検出することができる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１は、ＰＩ制御を用いて偏流ｉＬａｂをゼロになるような偏流補正指令を求め、その求めた偏流補正指令を電圧指令ＶＬ´に重畳することで電圧指令ＶＬ´を補正する。したがって、電力変換装置１は、より精度良く偏流を低減することができる。

なお、上述した制御装置５の全部または一部をコンピュータで実現するようにしてもよい。この場合、上記コンピュータは、ＣＰＵ、ＧＰＵなどのプロセッサ及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体を備えてもよい。そして、上記制御装置５の全部または一部の機能をコンピュータで実現するためのプログラムを上記コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムを上記プロセッサに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。ここで、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。

１ 電力変換装置
２ 多相コンバータ
３ インバータ
４ 遅延部
５ 制御装置
９ 第１電圧センサ
２０ 制御部
２１ 偏流検出部
４０ 第１制御部
５０ 第２制御部
６０ 補正部
７０ ＰＷＭ制御部

Claims (2)

1. スイッチング素子と前記スイッチング素子に接続されたリアクトルとを備えたコンバータが並列に複数接続された多相コンバータを備える電力変換装置であって、
   前記コンバータの一次側に設けられ、前記各スイッチング素子がオン状態及びオフ状態の双方において前記各リアクトルに流れる相電流が合計された合計相電流を検出する単一の電流センサと、
   前記電流センサにより検出された前記相電流に基づいて前記多相コンバータにおける相電流の偏流を検出する偏流検出部と、
   前記各スイッチング素子をオン状態又はオフ状態に制御する制御部と、
   を備え、
   前記電流センサで検出される前記合計相電流の各相電流の電流方向は、互いに同一方向であり、
   前記制御部は、前記偏流が低減するようにフィードバック制御を行い、
   前記制御部は、
   前記多相コンバータから出力される出力電圧が目標電圧になるように前記各スイッチング素子を制御するための電圧指令を生成する第１制御部と、
   前記偏流と、前記偏流の目標値である偏流目標値と、の偏差に対してＰＩ制御を行うことで、前記偏差を低減させるための補正電圧指令を生成する第２制御部と、
   前記補正電圧指令に基づいて前記電圧指令を補正する補正部と、
   前記補正された前記電圧指令に基づいて、前記各スイッチング素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、
   を有し、
   前記第２制御部は、前記補正電圧指令に基づいて、前記電圧指令を補正するための補正量である偏流補正指令を求め、
   前記補正部は、前記電圧指令に対して前記偏流補正指令を重畳することで前記電圧指令を補正し、
   前記多相コンバータは、
   第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続された第１リアクトルとを備えた第１コンバータと、第２スイッチング素子と前記第２スイッチング素子に接続された第２リアクトルとを備えた第２コンバータと、を有し、
   前記電圧指令は、前記第１スイッチング素子を駆動するための第１電圧指令と、前記第２スイッチング素子を駆動するための第２電圧指令と、を有し、
   前記第２制御部は、前記補正電圧指令に基づいて第１電圧指令を補正するための補正量である第１偏流補正指令と、第２電圧指令を補正するための補正量である第２偏流補正指令と、を生成し、
   前記補正部は、前記第１電圧指令に対して前記第１偏流補正指令を重畳することで前記第１電圧指令を補正し、前記第２電圧指令に対して前記第２偏流補正指令を重畳することで前記第２電圧指令を補正し、
   前記第１偏流補正指令と前記第２偏流補正指令とは、互いに絶対値が同一で符号のみが異なる、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された前記合計相電流が増加から減少に変化したときの当該相電流である変化点相電流に基づいて、前記偏流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

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