WO2019244614A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2019244614A1
WO2019244614A1 PCT/JP2019/022089 JP2019022089W WO2019244614A1 WO 2019244614 A1 WO2019244614 A1 WO 2019244614A1 JP 2019022089 W JP2019022089 W JP 2019022089W WO 2019244614 A1 WO2019244614 A1 WO 2019244614A1
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current
phase current
drift
phase
current sensor
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PCT/JP2019/022089
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高見 鈴木
優太 中村
和成 黒川
拓馬 加藤
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株式会社ケーヒン
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Priority to US17/252,399 priority patent/US11735995B2/en
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Definitions

  • the present invention relates to a power converter.
  • Priority is claimed on Japanese Patent Application No. 2018-115547 filed on June 18, 2018, the content of which is incorporated herein by reference.
  • Patent Document 1 discloses a polyphase converter in which two chopper circuits combining a switching element and a reactor are connected in parallel.
  • the chopper circuit includes a first chopper circuit and a second chopper circuit.
  • the multi-phase converter detects a current imbalance between the first chopper circuit and the second chopper circuit (hereinafter, referred to as “drift”) with a single current sensor.
  • the multi-phase converter controls switching of each switching element so as to reduce the drift detected by the single current sensor.
  • the single current sensor In the single current sensor, the first current flowing from the reactor of the first chopper circuit to the switching element or the diode and the second current flowing from the reactor of the second chopper circuit to the switching element or the diode are opposite to each other. The direction is detected. Thus, the single current sensor can detect a drift, which is a difference between the first current and the second current.
  • the current detected by the single current sensor is a sum of the first current and the second current that is opposite to the direction in which the first current flows. Therefore, the first current and the second current cancel each other. Therefore, the current value detected by a single current sensor becomes small, and the accuracy of detecting the drift may decrease.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to improve the detection accuracy of drift in a polyphase converter.
  • One embodiment of the present invention is a power conversion device including a multiphase converter in which a plurality of chopper circuits each including a switching element and a reactor connected to the switching element are connected in parallel, and the chopper circuit includes: A single current sensor that is provided on the primary side and detects a phase current flowing through each of the reactors in each of the ON state and the OFF state of each of the switching elements, based on the phase current detected by the current sensor. A drift detector for detecting a drift of a phase current in the multi-phase converter, wherein the current sensor detects a phase current such that directions of the phase currents flowing through the respective reactors are the same as each other. Power converter.
  • the drift detector detects a change point phase current that is a phase current detected by the current sensor when the phase current changes from increase to decrease. Based on this, the drift may be detected.
  • the drift detector detects the phase current detected by the current sensor when each of the switching elements is switched from an on state to an off state. It may be acquired as a change point phase current.
  • the power conversion device further including a delay unit that delays the phase current input from the current sensor to the drift detection unit by a predetermined time, wherein the drift detection is performed.
  • the unit acquires the phase current from the current sensor at a first timing, and the predetermined time is a difference between a second timing at which the switching element is switched from an on state to an off state and the first timing. May be set to the time.
  • the drift detection unit determines a current difference between the plurality of change point phase currents detected by the current sensor as the drift. It may be detected.
  • the reactors may be magnetically coupled to each other.
  • the multiphase converter may be a two-phase converter in which two chopper circuits are connected in parallel. .
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a waveform of a total phase current IPN detected by a current sensor 26 according to the embodiment. It is a schematic structure figure of drift detection part 52 concerning this embodiment. It is a schematic structure figure of control part 51 concerning this embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a schematic configuration of a power conversion device 1 according to the present embodiment.
  • Power conversion device 1 is mounted on a vehicle that runs using motor M as a power source.
  • the power conversion device 1 is mounted on a vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle.
  • the power converter 1 is a PCU (Power Control Unit).
  • the power conversion device 1 includes a multi-phase converter 2, an inverter 3, a delay unit 4, and a control device 5.
  • the multi-phase converter 2 is, for example, a multi-phase DC-DC converter for a vehicle.
  • the multi-phase converter 2 boosts the DC voltage VB input from the DC power supply E to a predetermined voltage Vc (hereinafter, referred to as “boosted voltage”) and outputs the boosted voltage to the inverter 3.
  • Vc a predetermined voltage
  • the multiphase converter 2 is a two-phase DCDC converter, but the present invention is not limited to this, and there is no particular limitation as long as the number of phases is two or more.
  • a specific configuration of the multiphase converter 2 according to the present embodiment will be described.
  • the multi-phase converter 2 includes a primary-side capacitor 21, chopper circuits 22, 23, a secondary-side capacitor 24, a voltage detection unit 25, and a current sensor 26.
  • the primary side capacitor 21 has a first end connected to the positive terminal of the DC power supply E and a second end connected to the negative terminal of the DC power supply E.
  • Primary-side capacitor 21 is a smoothing capacitor that smoothes DC voltage VB output from DC power supply E.
  • the chopper circuits 22 and 23 are connected in parallel between the DC power supply E and the inverter 3.
  • the chopper circuits 22 and 23 are step-up chopper circuits.
  • the present invention is not limited to this, and may be, for example, a step-down chopper circuit or a step-up / step-down chopper circuit. .
  • the chopper circuit 22 includes a reactor L1 and a power module P1.
  • Reactor L1 has a first end connected to a first end of primary-side capacitor 21, and a second end connected to power module P1.
  • the power module P1 includes a switching element Q1 and a switching element Q2 connected in series to each other.
  • the switching element Q1 and the switching element Q2 are IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors).
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • FETs Field Effective Transistors
  • a field effect transistor or the like.
  • the switching element Q1 has a collector terminal connected to the first end of the secondary-side capacitor 24, and an emitter terminal connected to the collector terminal of the switching element Q2.
  • the emitter terminal of switching element Q2 is connected to the negative terminal of DC power supply E.
  • the connection point between the emitter terminal of switching element Q1 and the collector terminal of switching element Q2 is connected to the second end of reactor L1.
  • the gate terminals of the switching element Q1 and the switching element Q2 are connected to the control device 5, respectively.
  • the chopper circuit 23 includes a reactor L2 and a power module P2.
  • Reactor L2 has a first end connected to a first end of primary-side capacitor 21, and a second end connected to power module P2.
  • Reactor L1 and reactor L2 are magnetically coupled to each other.
  • the power module P2 includes a switching element Q3 and a switching element Q4 connected in series with each other.
  • the switching elements Q3 and Q4 are IGBTs.
  • the present invention is not limited to this, and may be, for example, FETs.
  • the switching element Q3 has a collector terminal connected to the first end of the secondary-side capacitor 24, and an emitter terminal connected to the collector terminal of the switching element Q4.
  • the emitter terminal of switching element Q4 is connected to the negative terminal of DC power supply E.
  • the connection point between the emitter terminal of switching element Q3 and the collector terminal of switching element Q4 is connected to the second end of reactor L2.
  • the gate terminals of the switching element Q3 and the switching element Q4 are connected to the control device 5, respectively.
  • the secondary side capacitor 24 has a first end connected to the collector terminals of the switching elements Q1 and Q2, and a second end connected to the negative terminal of the DC power supply E.
  • the secondary capacitor 24 is a smoothing capacitor.
  • the voltage detector 25 detects a potential difference between both ends of the secondary capacitor 24.
  • the voltage difference between both ends of the secondary capacitor 24 is a boosted voltage Vc boosted by the chopper circuits 22 and 23.
  • Voltage detection unit 25 outputs detected boosted voltage Vc to control device 5.
  • the current sensor 26 is provided on the primary side of the chopper circuits 22 and 23, and detects both phase currents of the first phase current IL1 and the second phase current IL2 having the same flowing direction.
  • the current sensor 26 is a single current sensor.
  • the current sensor 26 detects a total phase current (hereinafter, referred to as “total phase current”) IPN of the first phase current IL1 and the second phase current IL2, and outputs the same to the drift detection unit 52.
  • the primary sides of the chopper circuits 22 and 23 are connected between the plus terminal of the current power supply E, the connection point between the emitter terminal of the switching element Q1 and the collector terminal of the switching element Q2, and between the plus terminal of the current power supply E and This is between the connection point of the emitter terminal of the element Q3 and the collector terminal of the switching element Q4.
  • the inverter 3 converts the boosted voltage Vc output from the multi-phase converter 2 into an AC voltage under the control of the control device 5.
  • the inverter 3 supplies the converted AC voltage to the motor M.
  • the delay unit 4 delays the output from the current sensor 26 for a predetermined time and transmits the output to the control device 5.
  • the delay unit 4 is a low-pass filter.
  • the control device 5 includes a control unit 51 and a drift detection unit 52.
  • the control unit 51 controls the driving of the chopper circuits 22 and 23. Specifically, the control unit 51 controls the switching of the pair of switching elements Q1, Q2 and the pair of switching elements Q3, Q4 at different timings. As a result, currents having phases different from each other (for example, a phase difference of 180 °) flow through the chopper circuits 22 and 23.
  • the control unit 51 stores energy in the reactor L1 by flowing a current through the reactor L1, the switching element Q2, and the negative terminal of the DC power supply E by controlling the switching element Q2 to be in the ON state. Then, the control unit 51 controls the switching element Q2 to be in the off state, thereby supplying the energy accumulated in the reactor L1 to the secondary-side capacitor 24 via the switching element Q1, thereby boosting the DC power supply VB. .
  • the current (hereinafter, referred to as “phase current”) flowing through reactor L1 when switching element Q2 is in both the ON state and the OFF state is referred to as first phase current IL1.
  • the control unit 51 stores energy in the reactor L2 by flowing a current to the reactor L2, the switching element Q4, and the negative terminal of the DC power supply E by controlling the switching element Q4 to the on state. Then, the control unit 51 controls the switching element Q4 to be in the off state, thereby supplying the energy accumulated in the reactor L2 to the secondary-side capacitor 24 via the switching element Q3, thereby boosting the DC power supply VB. .
  • a current (hereinafter, referred to as “phase current”) flowing through reactor L2 when switching element Q4 is in both the ON state and the OFF state is referred to as second phase current IL2.
  • the multiphase converter 2 operates as a two-phase DCDC converter. Therefore, the flow directions of the first phase current IL1 and the second phase current IL2 are the same. That is, when the first phase current IL1 flows from the DC power supply E to the power module P1 via the reactor L1, the second phase current IL2 flows from the DC power supply E to the power module P2 via the reactor L2.
  • the control unit 51 switches the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements Q3 and Q4 so as to reduce a current difference between the first phase current IL1 and the second phase current IL1 (hereinafter, referred to as “drift”). And PWM (Pulse Width Modulation) control. Specifically, the control unit 51 outputs the first PWM signal to the switching elements Q1 and Q2, and outputs the second PWM signal having a phase 180 ° different from the phase of the first PWM signal to the switching elements Q3 and Q4. . Thereby, the multi-phase converter 2 can generate a stable boosted voltage Vc with little ripple.
  • the drift detection unit 52 detects a drift between the first phase current IL1 and the second phase current IL2 based on the total phase current IPN detected by the current sensor 26.
  • the drift detection method according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a waveform of the total phase current IPN detected by the current sensor 26.
  • the waveform of the total phase current IPN detected by the current sensor 26 has roughly two types of change points A and B.
  • the transition points A and B are points where the total phase current IPN changes from increase to decrease.
  • the change point A indicates the timing (time t1) when the switching element Q2 is switched from the on state to the off state. Therefore, the total phase current IPN at the change point A indicates the maximum value of the first phase current IL1.
  • the change point B indicates the timing (time t2) when the switching element Q4 is switched from the on state to the off state. Therefore, the total phase current IPN at the change point B indicates the maximum value of the second phase current IL2.
  • Reactor L1 and reactor L2 have such characteristics that the self-interactance decreases as the current flowing in the self-phase increases. Therefore, as the phase current increases, the ripple current of the phase current increases. Therefore, in the waveform of the total phase current, the maximum value of the total phase current is biased between the change point A and the change point B in accordance with the drift.
  • the switching phase difference between the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements Q3 and Q4 is 180 °, the change points A and B occur alternately every 180 °.
  • the drift detection unit 52 detects drift based on the total phase current (hereinafter, referred to as “change point phase current”) when the total phase current IPN detected by the current sensor 26 changes from increase to decrease. That is, the drift detection unit 52 determines, in the total phase current IPN detected by the current sensor 26, the change point phase current IA that is the total phase current IPN at the change point A and the change phase current IPN that is the total phase current IPN at the change point B. The difference from the point phase current IB is detected as a drift.
  • the method of acquiring the change point phase current IA and the change point phase current IB in the drift detection unit 52 is not particularly limited. For example, it can be obtained by one of the following methods (a) and (b).
  • the drift detection unit 52 obtains the total phase current IPN when the current changes from the increase to the decrease within a predetermined period, of the total phase currents IPN detected by the current sensor 26, so that the phase change point is obtained.
  • the current A and the change point phase current B are acquired.
  • the drift detection unit 52 calculates the total phase current IPN output from the current sensor 26 when each of the switching elements Q2 and Q4 is switched from the on state to the off state, using the change point phase current A and the change point phase current A, respectively. Obtained as point phase current B.
  • the drift detection unit 52 synchronizes the timing of acquiring the total phase current IPN from the current sensor 26 (hereinafter, referred to as “acquisition timing”) with the timing of turning off the switching elements Q2 and Q4.
  • acquisition timing the timing of acquiring the total phase current IPN from the current sensor 26
  • the change point phase current A and the change point phase current B are obtained.
  • the delay unit 4 is provided in the power conversion device 1 and the drift detection unit 52 is not shown.
  • the drift detection unit 52 can acquire the changing point phase current IA and the changing point phase current IB by the method (b).
  • the case where the acquisition timing of the drift detector 52 and the turn-off timings of the switching elements Q2 and Q4 cannot be synchronized is, for example, when the acquisition timing of the drift detector 52 is different from the turn-off of the switching elements Q2 and Q4. This is not the timing but the timing of peaks and valleys of a carrier wave (triangular wave).
  • the delay unit 4 is not an essential configuration of the power converter 1.
  • the configuration of the drift detector 52 shown in FIG. 3 will be described.
  • the drift detection unit 52 includes a first acquisition unit 521, a second acquisition unit 522, and a drift calculation unit 523.
  • the delay unit 4 delays the output from the current sensor 26 for a predetermined time, the first timing at which the first acquisition unit 521 acquires the total phase current IPN, and the second timing at which the switching elements Q2 and Q4 are turned off. To synchronize. For example, the delay unit 4 delays the total phase current IPN output from the first acquisition unit 521 by using the difference between the timing of the peak of the carrier wave (triangular wave) and the timing of the rise of the first PWM signal as the delay time ⁇ t. It is input to the drift calculation unit 523 after being delayed by the time ⁇ t.
  • the delay unit 4 sets the total phase current IPN output from the first acquisition unit 521 to the delay time ⁇ t by using the difference between the timing of the valley of the carrier wave (triangular wave) and the timing of the rise of the second PWM signal as the delay time ⁇ t. May be input to the drift calculation unit 523 with a delay of only
  • the first timing is the timing of each of the peaks and valleys of the carrier (triangular wave) for generating the first PWM signal and the second PWM signal.
  • the first acquisition unit 521 acquires the total phase current IPN from the delay unit 4 at the first timing.
  • the first acquisition unit 521 outputs the total phase current IPN acquired at the first timing via the delay unit 4 to the drift calculation unit 523.
  • the second acquisition unit 522 acquires the total phase current IPN from the current sensor 26 at the first timing and outputs the same to the control device 5 without passing through the delay unit 4.
  • the drift calculation unit 523 acquires the total phase current IPN delayed by the delay time ⁇ t by the delay unit 4 to acquire the total phase current IPN as the change point phase currents A and B. In this way, the delay unit 4 delays the total phase current IPN by the delay time ⁇ t, so that the drift calculation unit 523 can acquire the change point phase currents A and B at the first timing. Then, the drift calculation unit 523 calculates the drift from the acquired change point phase currents A and B, and outputs the calculated drift to the control device 5.
  • control unit 51 Accordingly, the configuration of the control unit 51 according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • the control unit 51 includes a voltage control unit 41, a current control unit 42, a correction unit 43, a carrier generation unit 44, a phase shift unit 45, and comparison units 46 and 47.
  • the voltage control unit 41 performs a PI calculation on a deviation between the boosted voltage Vc detected by the voltage detection unit 25 and a preset target voltage, and outputs a current command value for bringing the deviation close to zero. calculate.
  • the current control unit 42 performs a PI operation on a deviation between the current command value calculated by the voltage control unit 41 and the total phase current IPN acquired from the second acquisition unit 522, thereby reducing the deviation to zero.
  • a switching command value D which is a signal for approaching, is calculated.
  • the correction unit 43 corrects the switching command value D calculated by the current control unit 42 to a switching command value D 'for suppressing the drift, in order to suppress the drift detected by the drift detection unit 52.
  • the correction unit 43 generates a switching command value D ′ (D1 ′) by adding a value obtained by multiplying the drift detected by the drift detecting unit 52 by a predetermined coefficient to the switching command value D, and comparing the switching command value D ′ (D1 ′). Output to the unit 46.
  • the correction unit 43 generates a switching command value D ′ (D2 ′) by subtracting a value obtained by multiplying the drift detected by the drift detection unit 52 by a predetermined coefficient from the switching command value D, and comparing the switching command value D ′ (D2 ′). Output to the unit 47.
  • the carrier generator 44 generates the carrier and outputs the carrier to the phase shifter 45 and the comparator 47.
  • the phase shift unit 45 shifts the phase of the carrier wave from the carrier wave generation unit 44 by, for example, 180 °. As a result, the switching elements Q2 and Q4 are alternately turned on.
  • the phase shift unit 45 outputs the phase-shifted carrier to the comparison unit 46.
  • the comparing unit 46 generates a first PWM signal by comparing the switching command value D1 'with the carrier output from the phase shift unit 45, and outputs the first PWM signal to the power module P1. Thereby, the control unit 51 can perform PWM control on the switching elements Q1 and Q2.
  • the comparing unit 47 generates a second PWM signal by comparing the switching command value D2 'with the carrier output from the carrier generating unit 44, and outputs the second PWM signal to the power module P2. Thereby, the control unit 51 can perform PWM control on the switching elements Q3 and Q4.
  • the power conversion device 1 includes the single current sensor 26 and the drift detection unit 52.
  • the single current sensor 26 is provided on the primary side of the chopper circuits 22 and 23, and detects a phase current flowing in each of the reactors L1 and L2 when each of the switching elements Q2 and Q4 is in the ON state and the OFF state.
  • the drift detection unit 52 detects a drift between a phase current flowing through the reactor L1 and a phase current flowing through the reactor L2 based on the phase current detected by the current sensor 26. Then, current sensor 26 detects the phase currents so that the directions of the phase currents flowing through reactors L1 and L2 are the same.
  • the power conversion device 1 can improve the detection accuracy of the drift.
  • the current sensor 26 may be provided on the primary side of the chopper circuits 22 and 23. Therefore, the current sensor 26 detects a phase current before being boosted by the chopper circuits 22 and 23, and calculates a drift based on the detected phase current. Thus, the drift detector 52 can detect the drift more accurately without being affected by the switching loss that occurs when the switching elements Q1 to Q4 are driven.
  • the current sensor 26 is provided on the high voltage side of the chopper circuits 22 and 23, the switching element of the inverter 3 is driven according to the running state of the vehicle, and the AC component of the current flowing when the driving is performed is converted to the current. It may affect the sensor 26. Therefore, when the current sensor 26 is provided on the high voltage side of the chopper circuits 22 and 23, the current sensor 26 may not be able to accurately detect the current flowing through the reactors L1 and L2.
  • the current sensor 26 according to the present embodiment may be provided on the primary side which is the low voltage side of the chopper circuits 22 and 23. Therefore, the AC component of the current does not affect the current sensor 26. Therefore, current sensor 26 of the present embodiment can accurately detect the current flowing through reactors L1 and L2.
  • the control device 5 of the present embodiment detects the current value and the drift value of the single current sensor 26.
  • the current control unit 42 of the control device 5 obtains the switching command value D based on the current command value and the current value.
  • the correction unit 43 of the control device 5 corrects the switching command value D to a switching command value D 'for suppressing the drift. That is, the control device 5 performs the current control of the phase current and the suppression of the drift using the single current sensor 26. Therefore, the control device 5 reduces the difference (variation) in the detection sensitivity of the components due to the use of the plurality of current sensors, as compared with the case where the current control of the phase current and the suppression of the drift are performed using the plurality of current sensors. Can be eliminated.
  • the control device 5 can control the drift more accurately than a configuration using a plurality of current sensors.
  • the control device performs the current control based on the measurement value of the first current sensor, and performs the current control with the first current sensor. Is a case where the drift is suppressed based on a measurement value of a different second current sensor.
  • the reactors L1 and L2 are magnetically coupled to each other, they have a DC superposition characteristic. Therefore, a remarkable difference occurs between the change point phase current IA and the change point phase current IB which are the maximum value of the total phase current IPN detected by the current sensor 26. Therefore, the power conversion device 1 can calculate the current deviation based on the values of the change point phase current IA and the change point phase current IB, and can detect the drift more accurately.
  • the current control unit 42 may vary the proportional gain of the PI calculation based on the self-inductance components and the mutual inductance components of the reactors L1 and L2.
  • the current control unit 42 can improve the responsiveness of the current sensor 26.
  • control device 5 may determine that the current output from multiphase converter 2 is an overcurrent. .
  • the power conversion device 1 does not need to separately include a current sensor for detecting an overcurrent.
  • the current sensor 26 is arranged so as to detect a phase current flowing in a wiring (for example, a bus bar) connecting the reactances L1 and L2 and the power modules P1 and P2. Not limited. For example, it may be provided between a positive terminal of the DC power supply E and a connection point between the first end of the inductor L1 and the first end of the inductor L2. That is, the current sensor 26 only needs to be able to acquire the current flowing through the reactors L1 and L2, and may be installed at any position on the primary side of the multiphase converter 2.
  • a wiring for example, a bus bar
  • the drift detection unit 52 and the control unit 51 may be integrally formed, or may be separately formed mechanically.
  • the power conversion device 1 according to the present embodiment includes a drift detection device configured separately from the control device 5, the drift detection device has a function of the drift detection unit 52, and the control device 5 includes the control unit 51. May be provided.

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Abstract

スイッチング素子と前記スイッチング素子に接続されたリアクトルとを備えたチョッパ回路が並列に複数接続された多相コンバータを備える電力変換装置であって、前記チョッパ回路の一次側に設けられ、前記各スイッチング素子がオン状態及びオフ状態の双方において前記各リアクトルに流れる相電流を検出する単一の電流センサと、前記電流センサにより検出された前記相電流に基づいて前記多相コンバータにおける相電流の偏流を検出する偏流検出部と、を備え、前記電流センサは、前記各リアクトルに流れる相電流の方向が互いに同一方向になるように相電流を検出することを特徴とする電力変換装置である。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　本願は、２０１８年６月１８日に、日本に出願された特願２０１８－１１５５４７号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　下記特許文献１には、スイッチング素子及びリアクトルを組み合わせた二つのチョッパ回路を並列接続した多相コンバータが開示されている。上記チョッパ回路は、第１のチョッパ回路及び第２のチョッパ回路を備える。
　上記多相コンバータは、第１のチョッパ回路及び第２のチョッパ回路の相互間の電流アンバランス（以下、「偏流」という。）を単一の電流センサで検出する。上記多相コンバータは、上記単一の電流センサが検出した偏流を低減するように各スイッチング素子のスイッチングを制御する。
　上記単一の電流センサは、第１のチョッパ回路のリアクトルからスイッチング素子やダイオードに向かう第１の電流と、第２のチョッパ回路のリアクトルからスイッチング素子やダイオードに向かう第２の電流とがそれぞれ逆方向になるように検出する。これにより、上記単一の電流センサは、第１の電流と第２の電流との差である偏流を検出することが可能となる。
特許第５７３４４４１号公報
　上記単一の電流センサで検出される電流は、第１の電流と、その第１の電流が流れる方向と逆向きの第２の電流とが合計された電流となる。そのため、第１の電流と第２の電流とが互いに打ち消し合ってしまう。したがって、単一の電流センサで検出される電流値が小さくなってしまい、偏流の検出精度が低下する場合がある。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、多相コンバータにおける偏流の検出精度を向上させることである。
（１）本発明の一態様は、スイッチング素子と前記スイッチング素子に接続されたリアクトルとを備えたチョッパ回路が並列に複数接続された多相コンバータを備える電力変換装置であって、前記チョッパ回路の一次側に設けられ、前記各スイッチング素子がオン状態及びオフ状態の双方において前記各リアクトルに流れる相電流を検出する単一の電流センサと、前記電流センサにより検出された前記相電流に基づいて前記多相コンバータにおける相電流の偏流を検出する偏流検出部と、を備え、前記電流センサは、前記各リアクトルに流れる相電流の方向が互いに同一方向になるように相電流を検出することを特徴とする電力変換装置である。
（２）上記（１）の電力変換装置であって、前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された前記相電流が増加から減少に変化したときの当該相電流である変化点相電流に基づいて、前記偏流を検出してもよい。
（３）上記（２）の電力変換装置であって、前記偏流検出部は、前記各スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられた場合に前記電流センサで検出された前記相電流を、前記変化点相電流として取得してもよい。
（４）上記（２）又は上記（３）の電力変換装置であって、前記電流センサから前記偏流検出部に入力される前記相電流を所定時間だけ遅延させる遅延部をさらに備え、前記偏流検出部は、第１のタイミングで前記電流センサから前記相電流を取得し、前記所定時間は、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられる第２のタイミングと、前記第１のタイミングとの差分の時間に設定されてもよい。
（５）上記（２）から上記（４）のいずれかの電力変換装置であって、前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された複数の前記変化点相電流の電流差を前記偏流として検出してもよい。
（６）上記（１）から上記（５）のいずれかの電力変換装置であって、前記各リアクトルは、互いに磁気結合されていてもよい。
（７）上記（１）から上記（６）のいずれかの電力変換装置であって、前記多相コンバータは、二つの前記チョッパ回路が並列に接続された二相式のコンバータであってもよい。
　以上説明したように、本発明によれば、偏流の検出精度を向上させることができる。
本実施形態に係るＰＣＵ１の概略構成の一例を示す図である。 本実施形態に係る電流センサ２６で検出される合計相電流ＩＰＮの波形の一例を示す図である。 本実施形態に係る偏流検出部５２の概略構成図である。 本実施形態に係る制御部５１の概略構成図である。
　以下、本実施形態に係る電力変換装置を、図面を用いて説明する。
　図１は、本実施形態に係る電力変換装置１の概略構成の一例を示す図である。電力変換装置１は、モータＭを動力源として走行する車両に搭載される。例えば、電力変換装置１は、ハイブリット車や電気自動車等の車両に搭載される。例えば、電力変換装置１は、ＰＣＵ（Power Control Unit）である。
　図１に示すように、電力変換装置１は、多相コンバータ２、インバータ３、遅延部４、及び制御装置５を備える。
　多相コンバータ２は、例えば、車載用の多相型のＤＣＤＣコンバータである。多相コンバータ２は、直流電源Ｅから入力された直流電圧ＶＢを所定の電圧Ｖｃ（以下、「昇圧電圧」という。）に昇圧してインバータ３に出力する。なお、本実施形態では、多相コンバータ２は二相のＤＣＤＣコンバータである場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、その相数は二以上であれば特に限定されない。以下に、本実施形態に係る多相コンバータ２の具体的な構成について説明する。
　多相コンバータ２は、一次側コンデンサ２１、チョッパ回路２２，２３、二次側コンデンサ２４、電圧検出部２５、及び電流センサ２６を備える。
　一次側コンデンサ２１は、第１の端部が直流電源Ｅのプラス端子に接続されており、第２の端部が直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。一次側コンデンサ２１は、直流電源Ｅから出力される直流電圧ＶＢを平滑する平滑コンデンサである。
　チョッパ回路２２，２３は、直流電源Ｅ及びインバータ３の間において、互いに並列に接続されている。本実施形態では、チョッパ回路２２，２３は、昇圧チョッパ回路である場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、例えば、降圧チョッパ回路でもよいし、昇降圧チョッパ回路であってもよい。
　チョッパ回路２２は、リアクトルＬ１及びパワーモジュールＰ１を備える。
　リアクトルＬ１は第１の端部が一次側コンデンサ２１の第１の端部に接続されており、第２の端部がパワーモジュールＰ１に接続されている。
　パワーモジュールＰ１は、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２を備える。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、例えば、ＦＥＴ（Field Effective Transistor；電界効果トランジスタ）等であってもよい。
　スイッチング素子Ｑ１は、コレクタ端子が二次側コンデンサ２４の第１の端部に接続されており、エミッタ端子がスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子に接続されている。
　スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子は、直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子との接続点は、リアクトルＬ１の第２の端部に接続されている。スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２のゲート端子は、それぞれ制御装置５に接続されている。
　チョッパ回路２３は、リアクトルＬ２及びパワーモジュールＰ２を備える。
　リアクトルＬ２は、第１の端部が一次側コンデンサ２１の第１の端部に接続されており、第２の端部がパワーモジュールＰ２に接続されている。リアクトルＬ１とリアクトルＬ２とは、互いに磁気結合している。
　パワーモジュールＰ２は、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４を備える。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４は、ＩＧＢＴである場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、例えば、ＦＥＴ等であってもよい。
　スイッチング素子Ｑ３は、コレクタ端子が二次側コンデンサ２４の第１の端部に接続されており、エミッタ端子がスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子に接続されている。
　スイッチング素子Ｑ４のエミッタ端子は、直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。
　スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子との接続点は、リアクトルＬ２の第２の端部に接続されている。スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４のゲート端子は、それぞれ制御装置５に接続されている。
　二次側コンデンサ２４は、第１の端部がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ端子に接続され、第２の端部が直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。二次側コンデンサ２４は、平滑コンデンサである。
　電圧検出部２５は、二次側コンデンサ２４の両端の電位差を検出する。二次側コンデンサ２４の両端の電圧差は、チョッパ回路２２，２３によって昇圧された昇圧電圧Ｖｃである。電圧検出部２５は、検出した昇圧電圧Ｖｃを制御装置５に出力する。
　電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３の一次側に設けられ、流れる方向が同一な第１の相電流ＩＬ１と第２の相電流ＩＬ２との双方の相電流を検出する。電流センサ２６は、単一の電流センサである。電流センサ２６は、第１の相電流ＩＬ１と第２の相電流ＩＬ２との合計の相電流（以下、「合計相電流」という。）ＩＰＮを検出して偏流検出部５２に出力する。チョッパ回路２２,２３の一次側とは、電流電源Ｅのプラス端子と、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子及びスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子の接続点との間、かつ、電流電源Ｅのプラス端子と、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子及びスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子の接続点との間である。
　インバータ３は、制御装置５による制御により、多相コンバータ２から出力された昇圧電圧Ｖｃを交流電圧に変換する。インバータ３は、変換した交流電圧をモータＭに供給する。
　遅延部４は、電流センサ２６からの出力を所定の時間遅延させて制御装置５に送信する。例えば、遅延部４は、ローパスフィルタである。
　制御装置５は、制御部５１及び偏流検出部５２を備える。
　制御部５１は、チョッパ回路２２，２３の駆動を制御する。具体的には、制御部５１は、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と一対のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とを異なるタイミングでスイッチング制御する。これにより、互いに異なる位相（例えば、１８０°の位相差）の電流がチョッパ回路２２，２３に流れる。
　制御部５１は、スイッチング素子Ｑ２がオン状態に制御することでリアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ２、及び直流電源Ｅのマイナス端子に電流を流すことで、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。そして、制御部５１は、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に制御することで、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子Ｑ１を介して二次側コンデンサ２４に供給することで直流電源ＶＢを昇圧する。スイッチング素子Ｑ２がオン状態及びオフ状態の双方においてリアクトルＬ１に流れる電流（以下、「相電流」という。）を、第１の相電流ＩＬ１という。
　制御部５１は、スイッチング素子Ｑ４がオン状態に制御することでリアクトルＬ２、スイッチング素子Ｑ４、及び直流電源Ｅのマイナス端子に電流を流すことで、リアクトルＬ２にエネルギーを蓄積する。そして、制御部５１は、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御することで、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子Ｑ３を介して二次側コンデンサ２４に供給することで直流電源ＶＢを昇圧する。スイッチング素子Ｑ４がオン状態及びオフ状態の双方においてリアクトルＬ２に流れる電流（以下、「相電流」という。）を、第２の相電流ＩＬ２という。
　多相コンバータ２は、二相式のＤＣＤＣコンバータとして動作する。そのため、第１の相電流ＩＬ１及び第２の相電流ＩＬ２の流れ方向は互いに同一方向となる。すなわち、第１の相電流ＩＬ１が直流電源ＥからリアクトルＬ１を介してパワーモジュールＰ１に流れる場合には、第２の相電流ＩＬ２は直流電源ＥからリアクトルＬ２を介してパワーモジュールＰ２に流れる。
　制御部５１は、第１の相電流ＩＬ１及び第２の相電流ＩＬ１の相互間の電流差（以下、「偏流」という。）を低減するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とのそれぞれのスイッチングをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。具体的には、制御部５１は、第１のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力し、第１のＰＷＭ信号と位相が１８０°異なる第２のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に出力する。これにより、多相コンバータ２は、リップルが少ない安定した昇圧電圧Ｖｃを生成することができる。
　偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮに基づいて、第１の相電流ＩＬ１及び第２の相電流ＩＬ２の相互間の偏流を検出する。以下に、本実施形態に係る偏流の検出方法について、図２を用いて説明する。図２は、電流センサ２６で検出される合計相電流ＩＰＮの波形の一例を示す図である。
　図２に示すように、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮの波形は、大別して２種類の変化点Ａ，Ｂを有する。変化点Ａ，Ｂとは、合計相電流ＩＰＮが増加から減少に変化する点である。
　例えば、変化点Ａは、スイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に切り替えられたタイミング（時刻ｔ１）を示す。したがって、変化点Ａでの合計相電流ＩＰＮは、第１の相電流ＩＬ１の最大値を示す。変化点Ｂは、スイッチング素子Ｑ４がオン状態からオフ状態に切り替えられたタイミング（時刻ｔ２）を示す。したがって、変化点Ｂでの合計相電流ＩＰＮは、第２の相電流ＩＬ２の最大値を示す。
　リアクトルＬ１及びリアクトルＬ２は自相に流れる電流が大きくなると自己インタクタンスが小さくなる特性を有する。そのため、相電流が大きくなるほど、相電流のリップル電流が大きくなる。したがって、合計相電流の波形には、偏流に応じて変化点Ａと変化点Ｂとで合計相電流の最大値に偏りが生じる。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とのスイッチングの位相差が１８０°であるため、変化点Ａと変化点Ｂとは、それぞれ１８０°ごとに交互に発生する。
　偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮが増加から減少に変化したときの合計相電流（以下、「変化点相電流」という。）に基づいて、偏流を検出する。すなわち、偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮにおいて、変化点Ａでの合計相電流ＩＰＮである変化点相電流ＩＡと変化点Ｂでの合計相電流ＩＰＮである変化点相電流ＩＢとの差分を偏流として検出する。
　偏流検出部５２における変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとの取得方法は特に限定されないが、例えば、以下の方法（ａ）及び（ｂ）のいずれかにより取得可能である。
（ａ）偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮのうち、所定の期間内において、増加から減少に変化したときの合計相電流ＩＰＮを取得することで、変化点相電流Ａ及び変化点相電流Ｂを取得する。
・（ｂ）偏流検出部５２は、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン状態からオフ状態に切り替えられた場合に電流センサ２６から出力される各合計相電流ＩＰＮを、それぞれ変化点相電流Ａ及び変化点相電流Ｂとして取得する。
　上記（ｂ）では、偏流検出部５２は、電流センサ２６から合計相電流ＩＰＮを取得するタイミング（以下、「取得タイミング」という。）と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることで、変化点相電流Ａ及び変化点相電流Ｂを取得する。
　ただし、偏流検出部５２の取得タイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることができない場合には、遅延部４を電力変換装置１に設けるとともに、偏流検出部５２を図３に示す構成とすることで、偏流検出部５２は、上記（ｂ）の方法で変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとを取得することができる。
　偏流検出部５２の取得タイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることができない場合とは、例えば、偏流検出部５２の取得タイミングが、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングではなく、搬送波（三角波）の山及び谷のタイミングである場合である。なお、上記（ｂ）において、遅延部４を設けなくとも、偏流検出部５２の取得タイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることが可能である場合には、遅延部４は、電力変換装置１の必須な構成ではない。以下に、図３に示す偏流検出部５２の構成について説明する。
　図３に示すように、偏流検出部５２は、第１取得部５２１、第２取得部５２２、及び偏流算出部５２３を備える。
　遅延部４は、電流センサ２６からの出力を所定の時間遅延させ、第１取得部５２１が合計相電流ＩＰＮを取得する第１のタイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をターンオフの第２のタイミングとを同期させる。例えば、遅延部４は、搬送波（三角波）の山のタイミングと上記第１のＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングとの差を遅延時間Δｔとして、第１取得部５２１から出力される合計相電流ＩＰＮを遅延時間Δｔだけ遅延させて偏流算出部５２３に入力する。遅延部４は、搬送波（三角波）の谷のタイミングと上記第２のＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングとの差を遅延時間Δｔとして、第１取得部５２１から出力される合計相電流ＩＰＮを遅延時間Δｔだけ遅延させて偏流算出部５２３に入力してもよい。
　第１のタイミングとは、第１のＰＷＭ信号，第２のＰＷＭ信号を生成するための搬送波（三角波）の山及び谷のそれぞれのタイミングである。
　第１取得部５２１は、第１のタイミングで遅延部４からの合計相電流ＩＰＮを取得する。第１取得部５２１は、遅延部４を介して第１のタイミングで取得した合計相電流ＩＰＮを偏流算出部５２３に出力する。
　第２取得部５２２は、遅延部４を介さずに、第１のタイミングで電流センサ２６からの合計相電流ＩＰＮを取得して制御装置５に出力する。
　偏流算出部５２３は、遅延部４で遅延時間Δｔだけ遅延させられた合計相電流ＩＰＮを取得することで、合計相電流ＩＰＮを変化点相電流Ａ，Ｂとして取得する。このように、遅延部４が合計相電流ＩＰＮを遅延時間Δｔだけ遅延させることで、偏流算出部５２３は、第１のタイミングで変化点相電流Ａ，Ｂを取得することができる。
　そして、偏流算出部５２３は、その取得した変化点相電流Ａ，Ｂから偏流を算出して制御装置５に出力する。
　以下に、本実施形態に係る制御部５１の構成について、図４を用いて説明する。
　制御部５１は、電圧制御部４１、電流制御部４２、補正部４３、搬送波発生部４４、位相シフト部４５、及び比較部４６，４７を備える。
　電圧制御部４１は、電圧検出部２５により検出された昇圧電圧Ｖｃと予め設定された目標電圧との偏差に対してＰＩ演算を実行することで、その偏差をゼロに近づけるための電流指令値を算出する。
　電流制御部４２は、電圧制御部４１で算出された電流指令値と、第２取得部５２２から取得した合計相電流ＩＰＮとの偏差に対してＰＩ演算を実行することで、その偏差をゼロに近づけるための信号であるスイッチング指令値Ｄを算出する。
　補正部４３は、偏流検出部５２で検出された偏流を抑制するために、電流制御部４２で算出されたスイッチング指令値Ｄを、その偏流を抑制するためのスイッチング指令値Ｄ´に補正する。例えば、補正部４３は、偏流検出部５２で検出された偏流に所定の係数を乗算した値をスイッチング指令値Ｄに対して加算することでスイッチング指令値Ｄ´（Ｄ１´）を生成して比較部４６に出力する。また、補正部４３は、偏流検出部５２で検出された偏流に所定の係数を乗算した値をスイッチング指令値Ｄに対して減算することでスイッチング指令値Ｄ´（Ｄ２´）を生成して比較部４７に出力する。
　搬送波発生部４４は、上記搬送波を生成して位相シフト部４５及び比較部４７に出力する。
　位相シフト部４５は、搬送波発生部４４からの搬送波の位相を、例えば１８０°位相シフトする。これにより、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４とは、交互にオン状態に制御される。位相シフト部４５は、位相シフトした搬送波を比較部４６に出力する。
　比較部４６は、スイッチング指令値Ｄ１´と、位相シフト部４５から出力された搬送波とを比較することで、第１のＰＷＭ信号を生成して、パワーモジュールＰ１に出力する。これにより、制御部５１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＰＷＭ制御することができる。
　比較部４７は、スイッチング指令値Ｄ２´と、搬送波発生部４４から出力された搬送波とを比較することで、第２のＰＷＭ信号を生成して、パワーモジュールＰ２に出力する。これにより、制御部５１は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をＰＷＭ制御することができる。
　上述したように、本実施形態に係る電力変換装置１は、単一の電流センサ２６及び偏流検出部５２を備える。単一の電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３の一次側に設けられ、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン状態及びオフ状態の双方において各リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる相電流を検出する。偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された相電流に基づいて、リアクトルＬ１に流れる相電流とリアクトルＬ２に流れる相電流との偏流を検出する。そして、電流センサ２６は、各リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる相電流の方向が互いに同一方向になるように相電流を検出する。
　このような構成により、電流センサ２６で検出される相電流の値が小さくなることがない。したがって、本実施形態に係る電力変換装置１は、偏流の検出精度を向上させることができる。
　また、電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３の一次側に設けられていてもよい。そのため、電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３で昇圧される前の相電流を検出し、その検出した相電流に基づいて偏流を算出する。これにより、偏流検出部５２は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が駆動した際に発生するスイッチング損失による影響を受けずに、より精度よく偏流を検出することができる。
　例えば、電流センサ２６が、チョッパ回路２２，２３の高圧側に設けられてしまうと、車両の走行状態に応じてインバータ３のスイッチング素子が駆動し、その駆動した際に流れる電流の交流成分が電流センサ２６に影響を与える場合がある。そのため、電流センサ２６がチョッパ回路２２，２３の高圧側に設けられると、前記電流センサ２６は、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流を正確に検出することができない場合がある。本実施形態に係る電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３の低圧側である一次側に設けられてもよい。そのため、上記電流の交流成分が電流センサ２６に影響を与えることがない。したがって、本実施形態の電流センサ２６は、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流を正確に検出することができる。
　本実施形態の制御装置５は、単一の電流センサ２６の電流値及び偏流値を検出する。制御装置５の電流制御部４２は、電流指令値と電流値とに基づいてスイッチング指令値Ｄを求める。制御装置５の補正部４３は、スイッチング指令値Ｄを、その偏流を抑制するためのスイッチング指令値Ｄ´に補正する。つまり、制御装置５は、単一の電流センサ２６を用いて、相電流の電流制御及び偏流の抑制を行う。そのため、制御装置５は、複数の電流センサを使用して相電流の電流制御及び偏流の抑制を行う場合と比較して、複数の電流センサを使用することによる部品の検出感度差（バラツキ）をなくすことができる。制御装置５は、複数の電流センサを使用する構成よりも精度よく偏流を制御することができる。複数の電流センサを使用して相電流の電流制御及び偏流の抑制を行う場合とは、例えば、制御装置が第１の電流センサの計測値に基づいて電流制御を行い、第１の電流センサとは異なる第２の電流センサの計測値に基づいて偏流を抑制する場合である。
　さらに、上記リアクトルＬ１，Ｌ２は互いに磁気結合しているため、直流重畳特性を有する。したがって、電流センサ２６で検出される合計相電流ＩＰＮの最大値である変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとに顕著な差が発生する。そのため、電力変換装置１は、変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとの値に基づいて電流偏差を算出するが可能となり、より精度よく偏流を検出することができる。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　例えば、上記実施形態において、電流制御部４２は、リアクトルＬ１，Ｌ２の自己インダクタンス成分と相互インダクタンス成分とに基づいて、ＰＩ演算の比例ゲインを可変させてもよい。これにより、電流制御部４２は、電流センサ２６の応答性を向上させることができる。
　上記実施形態において、制御装置５は、電流センサ２６で検出された合計相電流ＩＰＮが所定値を超える場合には、多相コンバータ２から出力される電流が過電流であると判定してもよい。これにより、電力変換装置１は、過電流を検出する電流センサを別途備える必要がない。
　上記実施形態において、電流センサ２６は、リアクタンスＬ１，Ｌ２とパワーモジュールＰ１，Ｐ２とを接続する配線（例えば、バスバー）に流れる相電流を検出するように配置されているが、本発明はこれに限定されない。例えば、直流電源Ｅのプラス端子と、インダクタＬ１の第１の端部及びインダクタＬ２の第１の端部の接続点と、の間に設置されてもよい。すなわち、電流センサ２６は、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流が取得できればよく、多相コンバータ２の１次側のどの位置に設置されてもよい。
　上記実施形態において、偏流検出部５２と制御部５１とは一体で構成されてもよいし、機械的に別体で構成されてもよい。例えば、本実施形態に係る電力変換装置１は、制御装置５と別体に構成された偏流検出装置を備え、前記偏流検出装置が偏流検出部５２の機能を備え、制御装置５が制御部５１の機能を備えてもよい。
　上記の電力変換装置によれば、多相コンバータにおける偏流の検出精度を向上させることができる。
１　電力変換装置
２　多相コンバータ
５　制御装置
２２，２３　チョッパ回路
Ｌ１，Ｌ２　リアクトル
Ｐ１，Ｐ２　パワーモジュール
Ｑ１～Ｑ４　スイッチング素子
２６　電流センサ
５２　偏流検出部

Claims (7)

  1. 　スイッチング素子と前記スイッチング素子に接続されたリアクトルとを備えたチョッパ回路が並列に複数接続された多相コンバータを備える電力変換装置であって、
    　前記チョッパ回路の一次側に設けられ、前記各スイッチング素子がオン状態及びオフ状態の双方において前記各リアクトルに流れる相電流を検出する単一の電流センサと、
    　前記電流センサにより検出された前記相電流に基づいて前記多相コンバータにおける相電流の偏流を検出する偏流検出部と、
    　を備え、
    　前記電流センサは、前記各リアクトルに流れる相電流の方向が互いに同一方向になるように相電流を検出することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された前記相電流が増加から減少に変化したときの当該相電流である変化点相電流に基づいて、前記偏流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記偏流検出部は、前記各スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられた場合に前記電流センサで検出された前記相電流を、前記変化点相電流として取得することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電流センサから前記偏流検出部に入力される前記相電流を所定時間だけ遅延させる遅延部をさらに備え
    　前記偏流検出部は、第１のタイミングで前記電流センサから前記相電流を取得し、
    　前記所定時間は、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられる第２のタイミングと、前記第１のタイミングとの差分の時間に設定されることを特徴とする請求項２又は３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された複数の前記変化点相電流の電流差を前記偏流として検出することを特徴とする請求項２～４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記各リアクトルは、互いに磁気結合されていることを特徴とする請求項１～５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記多相コンバータは、二つの前記チョッパ回路が並列に接続された二相式のコンバータであることを特徴とする請求項１～６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021112009A (ja) * 2020-01-08 2021-08-02 日立Astemo株式会社 多相コンバータ制御装置
JP2021111992A (ja) * 2020-01-07 2021-08-02 日立Astemo株式会社 電力変換装置
WO2022254508A1 (ja) * 2021-05-31 2022-12-08 日立Astemo株式会社 電力変換装置

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11502613B2 (en) * 2020-08-18 2022-11-15 Lear Corporation DC-DC converter that applies a dual active bridge rectifier topology

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012210145A (ja) * 2011-03-28 2012-10-25 Tdk-Lambda Uk Ltd インターリーブパワーコンバータおよびインターリーブパワーコンバータ用コントローラ
US20130076135A1 (en) * 2011-09-28 2013-03-28 General Electric Company High-Power Boost Converter
WO2017169062A1 (ja) * 2016-03-31 2017-10-05 住友電気工業株式会社 チョッパ回路

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3454186B2 (ja) * 1999-05-14 2003-10-06 株式会社日立製作所 電力変換装置
DE102005045889B4 (de) * 2005-09-26 2008-11-20 Continental Automotive Gmbh Mehrphasiger Gleichstromsteller und Verfahren zum Betreiben eines mehrphasigen Gleichstromstellers
JP2012115018A (ja) * 2010-11-24 2012-06-14 Toyota Motor Corp 電力制御装置
JP5734441B2 (ja) 2011-09-14 2015-06-17 三菱電機株式会社 多重チョッパ装置
JP2014060851A (ja) 2012-09-18 2014-04-03 Toshiba Corp Ｄｃｄｃコンバータ
JP6233178B2 (ja) * 2014-05-09 2017-11-22 トヨタ自動車株式会社 昇圧コンバータ装置
EP3220531A4 (en) * 2014-11-11 2018-07-18 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
WO2017009950A1 (ja) * 2015-07-14 2017-01-19 サンケン電気株式会社 多相力率改善回路
JP6647883B2 (ja) * 2016-01-26 2020-02-14 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、制御方法、システム電源
US20190181761A1 (en) 2016-06-14 2019-06-13 Sumitomo Electric Industries, Ltd. Multi-phase dc-dc converter, recording medium and control method for multi-phase dc-dc converter
JP6277247B1 (ja) * 2016-10-03 2018-02-07 本田技研工業株式会社 変換装置、機器及び制御方法
US10833598B2 (en) * 2016-10-13 2020-11-10 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device, motor drive control device, blower, compressor, and air conditioner
CN107026568B (zh) * 2017-05-19 2020-04-10 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法及开关电源
CN111357184A (zh) * 2017-11-15 2020-06-30 三菱电机株式会社 电力转换装置
US11476757B2 (en) * 2018-04-25 2022-10-18 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion apparatus with chopper circuits and output control
US10181794B1 (en) * 2018-07-27 2019-01-15 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Two-stage multi-phase switch-mode power converter with inter-stage phase shedding control

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012210145A (ja) * 2011-03-28 2012-10-25 Tdk-Lambda Uk Ltd インターリーブパワーコンバータおよびインターリーブパワーコンバータ用コントローラ
US20130076135A1 (en) * 2011-09-28 2013-03-28 General Electric Company High-Power Boost Converter
WO2017169062A1 (ja) * 2016-03-31 2017-10-05 住友電気工業株式会社 チョッパ回路

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021111992A (ja) * 2020-01-07 2021-08-02 日立Astemo株式会社 電力変換装置
JP7213833B2 (ja) 2020-01-07 2023-01-27 日立Astemo株式会社 電力変換装置
JP2021112009A (ja) * 2020-01-08 2021-08-02 日立Astemo株式会社 多相コンバータ制御装置
JP7165692B2 (ja) 2020-01-08 2022-11-04 日立Astemo株式会社 多相コンバータ制御装置
WO2022254508A1 (ja) * 2021-05-31 2022-12-08 日立Astemo株式会社 電力変換装置
DE112021007753T5 (de) 2021-05-31 2024-04-11 Hitachi Astemo, Ltd. Umrichtervorrichtung

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