JP6968361B2

JP6968361B2 - 電力変換回路及びその制御法

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Publication number: JP6968361B2
Application number: JP2017157785A
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Inventors: 洋一伊東; 康司加藤; 淳一伊東; 大貴渡辺; 真一郎長井
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Priority date: 2017-08-18
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Publication date: 2021-11-17
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Description

本発明は、太陽光発電用パワーコンディショナー等、低圧の直流を系統に連系させる電力変換回路及びその制御法に関する。

非特許文献１は、電解コンデンサの使用を排除するためのパワーデカップリング回路を備えた従来のマイクロインバータを開示する。図７は、従来のマイクロインバータの構成を示す回路図である。従来のマイクロインバータは、太陽光発電（ＰＶ）パネルに接続される小型コンデンサＣDCとフォワードタイプのＤＣ−ＤＣコンバータとアクティブパワーデカップリング回路（ＡＰＤＣ回路）とを備える。

ＡＰＤＣ回路は、リアクトルＬxの電流及びコンデンサＣxの電圧を制御し、コンデンサＣxとリアクトルＬxが直流電力と交流電力の差分を充放電するようにトランジスタＳx1, Ｓx2を駆動する。

図８は、ＡＰＤＣ回路を設けないマイクロインバータにおける各部の出力波形を示す波形図である。図８に示すように単相交流の電力ＰＡＣは、電源周波数の２倍の周波数で脈動する。図７に示すマイクロインバータは、ＡＰＤＣ回路を設けることで、電解コンデンサを使用することなく、単相交流の電力ＰＡＣの脈動を平滑し、電力脈動を含まない単相交流電力を得ることができる。

Forward-type Micro-Inverter with Power Decoupling：Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2013 Twenty-Eighth Annual IEEE

しかしながら、図７に示すマイクロインバータは、追加の半導体素子や受動素子を必要とするため、部品点数が増加し、回路構成及びその制御が複雑になってしまう。

本発明の課題は、回路構成及びその制御を簡単化できる電力変換回路及びその制御法を提供することにある。

本発明の電力変換回路は、直流電源に接続された一次巻線と二次巻線とが互いに逆相に巻回されたトランスとスイッチ素子と前記二次巻線の両端に接続された整流素子と直流中間コンデンサとの直列回路を有し、前記スイッチ素子をオンオフすることで前記直流電源の直流電圧を他の直流電圧に変換し且つ前記トランスの励磁電流を電流不連続モードで定電力動作させるフライバックコンバータと、前記直流中間コンデンサの両端に接続された複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子がオンオフすることで前記直流中間コンデンサの直流電力を交流電力に変換して交流電力を単相系統に供給するインバータと、前記スイッチ素子のオンオフを制御する第１制御回路と、前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御する第２制御回路とを備え、前記第１制御回路は、前記直流電源の入力電圧と入力電流と前記直流中間コンデンサの直流中間電圧とに基づいて前記トランスの励磁電流を推定する励磁電流推定部と、前記励磁電流推定部で推定された励磁電流に基づいて前記スイッチ素子のデューティを求め、求められたデューティにより前記スイッチ素子のオンオフを制御するオンオフ制御部とを備えることを特徴とする。

本発明の電力変換回路の制御法は、直流電源に接続された一次巻線と二次巻線とが互いに逆相に巻回されたトランスとスイッチ素子と前記二次巻線の両端に接続された整流素子と直流中間コンデンサとの直列回路を有するフライバックコンバータが、前記スイッチ素子をオンオフすることで前記直流電源の直流電圧を他の直流電圧に変換し、インバータが前記直流中間コンデンサの直流電力を交流電力に変換して交流電力を単相系統に供給する電力変換回路の制御法において、前記フライバックコンバータは、前記トランスの励磁電流を電流不連続モードで定電力動作させ、前記直流電源の入力電圧と入力電流と前記直流中間コンデンサの直流中間電圧とに基づいて前記トランスの励磁電流を推定し、推定された励磁電流に基づいて前記スイッチ素子のデューティを求め、求められたデューティにより前記スイッチ素子のオンオフを制御することを特徴とする。

本発明によれば、直流電源の入力電圧と入力電流と直流中間コンデンサの直流中間電圧とに基づいてトランスの励磁電流を推定し、推定された励磁電流に基づいてスイッチ素子のデューティを求め、求められたデューティによりスイッチ素子のオンオフを制御する。これにより、フライバックコンバータを推定された励磁電流により電流不連続モードで動作させることができる。フライバックコンバータは、トランスの励磁電流を電流不連続モードで定電力動作させるので、直流電源側に単相電力脈動の影響を与えない。従って、アクティブパワーデカップリングを用いることなく入力電力を一定にすることができ、且つ大容量電界コンデンサを必要としなくなる。

従って、素子の追加を抑制できるので、回路構成を簡単化できる。また、複雑な制御をすることがなくなるので、制御を簡単化できる。また、直流中間コンデンサを小容量化できる。

本発明の実施例１の電力変換回路の回路構成を示す図である。本発明の実施例１の電力変換回路の単相電力脈動の補償原理を示す図である。電流連続モード時及び電流不連続モード時のフライバックコンバータの各部の動作を示す波形図である。本発明の実施例１の電力変換回路の第１制御回路及び第２制御回路の構成を示す図である。電流連続モード及び電流不連続モードの入力電圧及び入力電流、出力電圧及び出力電流の比較波形図である。入力電流の高調波解析結果を示す図である。従来の電力変換回路の一例を示す構成図である。従来の電力変換回路の入力電圧及び入力電流と出力の波形図である。

以下、本発明の実施の形態の電力変換回路及びその制御法について、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１の電力変換回路の回路構成を示す図である。図１に示す電力変換回路は、直流電源からなる太陽光発電装置ＰＶに接続されるフライバックコンバータ１と、フライバックコンバータ１に接続され且つ単相系統ＡＣに接続されるインバータ２から構成されている。

フライバックコンバータ１は、太陽光発電装置ＰＶに接続された一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが互いに逆相に巻回されたトランスＴとスイッチ素子Ｓ１と二次巻線Ｎ２の両端に接続されたダイオードＤ２と直流中間コンデンサＣbufとの直列回路を有し、スイッチ素子Ｓ１をオンオフすることで太陽光発電装置ＰＶの直流電圧を昇圧して他の直流電圧に変換し且つトランスＴの励磁電流を電流不連続モードで定電力動作させる。

トランスＴは、一次巻線Ｎ１の巻始め（●）と二次巻線Ｎ２の巻始め（●）とが互いに逆相に巻回され、一次巻線Ｎ１側に励磁インダクタンスＬmとリーケージインダクタンスＬrを有する。リーケージインダクタンスＬrは、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との相互間の漏れインダクタンスである。

太陽光発電装置ＰＶの両端には、入力コンデンサＣinが接続されるとともに、トランスＴの一次巻線Ｎ１とスイッチ素子Ｓ１との直列回路が接続されている。スイッチ素子Ｓ１は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等からなる。

スイッチ素子Ｓ１のドレインとソースとの間にはダイオードＤ１が接続されている。ダイオードＤ１は、ＭＯＳＦＥＴ等の寄生ダイオードでもよく、あるいは個別のダイオードでも良い。

また、フライバックコンバータ１は、トランスＴの二次巻線Ｎ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ２と、一端がダイオードＤ２のカソードに接続され他端がトランスＴの二次巻線Ｎ２の他端に接続された直流中間コンデンサＣbufを備えている。すなわち、ダイオードＤ２と直流中間コンデンサＣbufとの直列回路は、トランスＴの二次巻線Ｎ２の両端に接続される。第１制御回路１１は、スイッチ素子Ｓ１のゲートに制御電圧を印加することによりスイッチ素子Ｓ１のオンオフを制御する。

インバータ２は、スイッチング素子Ｓupとスイッチング素子Ｓunとスイッチング素子Ｓwpとスイッチング素子Ｓwnとを有するフルブリッジ回路からなり、スイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓwp，Ｓwnがオンオフすることで直流中間コンデンサＣbufの直流電力を交流電力に変換して交流電力を単相系統ＡＣに供給する。スイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓwp，Ｓwnは、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等からなる。

コンデンサＣbufの両端には、スイッチング素子Ｓupとスイッチング素子Ｓunとの直列回路とスイッチング素子Ｓwpとスイッチング素子Ｓwnとの直列回路とが接続されている。

スイッチング素子Ｓupとスイッチング素子Ｓunとの接続点と、スイッチング素子Ｓwpとスイッチング素子Ｓwnとの直列回路との接続点との間には、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２と単相系統ＡＣとの直列回路が接続されている。リアクトルＬ２と単相系統ＡＣとの直列回路の両端には、出力コンデンサＣoutが接続されている。

第２制御回路１２は、スイッチング素子Ｓup，Ｓwnとスイッチング素子Ｓwp，Ｓunとを交互にオンオフさせることにより、直流中間コンデンサＣbufの直流電力を交流電力に変換して交流電力を単相系統ＡＣに供給する。図１において、第１制御回路１１と第２制御回路１２とは、それぞれ独立した素子で構成されるように記載されるが、単一の集積回路素子で構成されても良い。第２制御回路１２の各スイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓwp，Ｓwnのオンオフ制御の詳細は、後述する。

このように構成された実施例１の電力変換回路によれば、フライバックコンバータ１は、励磁電流を電流不連続モードで動作させることで、回路を複雑化させることなく、パワーデカップリングを行う。パワーデカップリングにより単相電力脈動補償を行う。

ここで、単相電力脈動補償について説明する。図２は、実施例１の電力変換回路の単相電力脈動の補償原理を示す図である。出力電圧と電流を正弦波とし、負荷力率を１とするとき、瞬時出力電力Ｐout（図２（ｃ））を（１）式に示す。

Ｐout＝ＶacpＩacpｓｉｎ^２（ωｔ）
＝（ＶacpＩacp）／２−｛ＶacpＩacpｃｏｓ（２ωｔ）｝／２ …（１）
（１）式において、Ｖacpは単相電圧最大値、Ｉacpは単相電流最大値、ωは系統角周波数である。（１）式より、瞬時出力電力Ｐoutは、系統角周波数ωの２倍の周波数で脈動する。入力直流電力を一定にするには、（１）式の第２項の脈動分をエネルギーバッファで補償すればよい。エネルギーバッファに蓄えられる瞬時電力Ｐbuf（図２（ｂ））は（２）式となる。

Ｐbuf＝｛ＶacpＩacpｃｏｓ（２ωｔ）｝／２ …（２）
次に、パワーデカップリングの原理を説明する。入力直流電流を一定にするためには、（２）式で表される電力を全てエネルギーバッファ側に享受させる必要がある。

ここで、アクティブパワーデカップリングを適用せずに直流中間コンデンサＣbufを小容量化した場合、直流成分と電源周波数の２倍周波数成分を分離できないため、入力直流電力が変動する。

そこで、実施例１の電力変換回路では、フライバックコンバータ１を電流不連続モードで駆動した際の定電力特性に着目し、デカップリング機能を実現する。これにより、フライバックコンバータ側は常に一定の電力（図２（ａ）のＰin）となり、単相系統ＡＣ側の２倍周波数成分の影響を受けない。結果として、上述の周波数成分は、全て直流中間コンデンサＣbufが享受することができる。

（各動作モードの説明）
図３は、電流連続モード時及び電流不連続モード時のフライバックコンバータ１の各部の動作を示す。図３（ａ）は、電流連続モードで、スイッチ素子Ｓ１のゲート−ソース電圧Ｖgss1、スイッチ素子Ｓ１のドレイン電流Ｉds1、ダイオードＤ２に流れる電流ＩDを示す。図３（ｂ）は、電流不連続モードで、スイッチ素子Ｓ１のゲートソース電圧Ｖgss1、スイッチ素子Ｓ１のドレイン電流Ｉds1、ダイオードＤ２に流れる電流ＩDを示す。

ここで、電流不連続モードとは、図３（ｂ）の電流ＩD（励磁電流に対応）に示すように、時刻ｔ１〜ｔ３において、スイッチ素子Ｓ１がオフ時に電流が増加する期間ｔ１と、電流が減少する期間ｔ１〜ｔ２と、電流がゼロとなる期間ｔ２〜ｔ３からなる。

フライバックコンバータ１は、電流連続モード（ＣＣＭ）、電流不連続モード（ＤＣＭ）、臨界モード（ＢＣＭ）の３つの動作モードがある。なお、臨界モードはゼロ電流期間がきわめて短く、実質的に発生しない電流不連続モードと等価である。まず、電流連続モード時の入力電流平均値は（３）式となる。

Ｉ_{ａｖｅＣＣＭ}＝ＶdcＩdc／Ｖin …（３）
ここで、Ｖdcは直流中間コンデンサＣbufの直流中間電圧、Ｉdcは直流中間電流、ＶinはＰＶ側直流電圧である。（３）式に示すように、フライバックコンバータ１を電流連続モードで動作させた場合、入力電流平均値が負荷に依存するため、直流中間コンデンサＣbufを大容量化しない場合、電源周期で脈動する。

一方、電流不連続モード時の一次電流最大値Ｉpeak、及び一次電流平均値Ｉ_{ａｖｅＣＣＭ}は（４）式、（５）式となる。

Ｉ_{ａｖｅＣＣＭ}＝ＩpeakＤon／２ …（４）
Ｉpeak＝ＶinＤonＴsw／Ｌm …（５）
ここで、Ｉpeakは一次電流最大値、Ｄonはオンデューティ、Ｔswはスイッチング周期、Ｌmは励磁インダクタンスである。（４）式より、電流不連続モード駆動時は、フライバックコンバータ１の入力電流平均値Ｉ_{ａｖｅＣＣＭ}は励磁電流Ｌmの傾きとオンデューティＤonで一義に決定する。

このため、オンデューティＤonを一定で駆動することで、負荷条件にかかわらず常に一定の電力を出力する定電力動作をとることができる。実施例１の電力変換回路は、この特性を利用し、追加素子と大容量電解コンデンサの両方を用いずにパワーデカップリングを達成することができる。

（第１制御回路及び第２制御回路の説明）
次に、第１制御回路１１及び第２制御回路１２の詳細な構成について説明する。図４（ａ）は、第１制御回路１１の詳細な構成を示す図である。図４（ｂ）は、第２制御回路１２の詳細な構成を示す図である。

まず、図４（ａ）を参照しながら第１制御回路１１について説明する。第１制御回路１１は、電圧電流検出器１１１、励磁電流推定部１１２、加算器１１３、比例積分器（ＰＩ）１１４、除算器１１５、コンパレータ１１６を備えている。

フライバックコンバータ１は、電流不連続動作ではオープンループ制御でもパワーデカップリングを行える。しかし、最大電力点追従制御(ＭＰＰＴ)を適用する場合、太陽光発電装置ＰＶ側の最大電力点に応じてデューティを調整する必要がある。

そこで、実施例１の電力変換回路では、励磁電流に対して電流センサレス制御を適用する。ここで、電流センサレスとは、太陽光発電装置ＰＶに直列に電流センサを設けないことである。

まず、フライバックコンバータ１の入出力電圧比の関係より、デューティｄは（６）式となる。
ｄ＝１／｛（ＶinＮ２／ＶdcＮ１）＋１｝ …（６）
ここで、Ｎ１は一次巻線の巻数、Ｎ２は二次巻線の巻数である。励磁電流平均値は（７）式となる。
Ｉm＝Ｎ２Ｉdc／｛（１−ｄ）Ｎ１｝ …（７）
最後に、（６）式を（７）式に代入すると、励磁電流推定値Ｉm estは（８）式となる。
Ｉm est＝｛（ＶinＮ２／ＶdcＮ１）＋１｝Ｐin／（ＶinＶdc／Ｖdc） …（８）
Ｉdc＝Ｐin／Ｖdc …（９）
従って、太陽光発電装置ＰＶ側の入力電圧及び電流、直流中間電圧を検出すれば励磁電流を推定できる。

このため、電圧電流検出器１１１は、太陽光発電装置ＰＶ側の入力電圧Ｖin及び電流Ｉdc、直流中間コンデンサＣbufの直流中間電圧を検出する。この時、太陽光発電装置ＰＶ側に電流センサが必要となるが、実際には過電流保護用に電流センサが必要なため、これを流用すればよい。

励磁電流推定部１１２は、電圧電流検出器１１１で検出された太陽光発電装置ＰＶ側の入力電圧Ｖin及び電流Ｉdc、直流中間コンデンサＣbufの直流中間電圧Ｖdcに基づき、励磁電流を推定する。即ち、（８）式に示す励磁電流推定値Ｉm estを求める。

加算器１１３は、励磁電流指令値Ｉｍ^※から励磁電流推定部１１２で推定された励磁電流推定値Ｉm estを差し引き、差分を求める。比例積分器（ＰＩ）１１４は、加算器１１３からの差分を比例積分する。除算器１１５は、比例積分器（ＰＩ）１１４からの比例積分出力を直流中間電圧Ｖdcで除算してデューティ（オンデューティ）を求める。

コンパレータ１１６は、デューティと三角波信号からなるキャリアとを比較することによりパルス信号を生成し、生成されたパルス信号をスイッチ素子Ｓ１のゲートに出力してスイッチ素子Ｓ１のオンオフを制御する。これにより、フライバックコンバータ１を、推定された励磁電流により電流不連続モードで動作させることができる。

また、第１制御回路１１は、太陽光発電装置ＰＶ側の最大電力点に応じて、オンデューティを調整することにより最大電力点追従制御を行うことができる。

また、一般的な電流不連続モードのフィードバック制御ではサンプリングが問題となるが、実施例１ではスイッチング周期でのサンプリングは必要ない。さらに、制御応答は、最大電力点追従制御(ＭＰＰＴ)の応答に対して設定すればよいため、高速な応答も不要である。

次に、図４（ｂ）を参照しながら第２制御回路１２について説明する。第２制御回路１２は、一般的なインバータ出力電流制御、および直流中間電圧制御を適用し、帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）１２１、加算器１２２，１２６，１２８、比例積分器１２３，１２７、フェーズロックループ回路（ＰＬＬ）１２４、正弦波生成器１２５、除算器１２９、引算器１３０、コンパレータ１３１，１３２、インバータ１３３，１３４を備えている。

直流中間コンデンサＣbufの直流中間電圧が電源周期で脈動するため、インバータ出力電流に系統周波数の２倍周波数成分が重畳し、ひずみ率（ＴＨＤ）が増加する。そこで、帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）１２１は、直流中間コンデンサＣbufの直流中間電圧に発生する脈動電圧に含まれる周波数成分を帯域除去する。その際、帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）１２１の遅れを考慮し、電圧制御の応答速度はフィルタ遅れに対し、十分遅く設計する。

加算器１２２は、直流中間電圧指令値Ｖdc^※から帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）１２１からの直流中間電圧Ｖdcを差し引き、差分を求める。比例積分器（ＰＩ）１２３は、加算器１２２からの差分を比例積分して比例積分出力を正弦波生成器１２５に出力する。

フェーズロックループ回路（ＰＬＬ）１２４は、単相系統ＡＣの系統電圧Ｖgridの位相と出力信号の位相とを同期させてその位相θを正弦波生成器１２５に出力する。正弦波生成器１２５は、フェーズロックループ回路（ＰＬＬ）１２４からの位相θと比例積分器（ＰＩ）１２３からの比例積分出力とに基づき正弦波信号を生成する。

加算器１２６は、正弦波生成器１２５からの正弦波信号から単相系統ＡＣの系統電流Ｉgridを差し引き、差分を求める。比例積分器（ＰＩ）１２７は、加算器１２６からの差分を比例積分して比例積分出力を加算器１２８に出力する。

加算器１２８は、比例積分器（ＰＩ）１２７からの比例積分出力と単相系統ＡＣの系統電圧Ｖgridとを加算して、加算出力を除算器１２９に出力する。除算器１２９は、加算器１２８からの加算出力を直流中間電圧Ｖdcで除算し、コンパレータ１３１と引算器１３０に出力する。

コンパレータ１３１は、除算器１２９からの出力と−１から＋１まで変化する三角波信号とを比較することにより第１パルス信号を生成し、第１パルス信号をスイッチング素子Ｓupのゲートに出力してスイッチング素子Ｓupをオンオフさせる。

インバータ１３３は、コンパレータ１３１からの第１パルス信号を反転させて第２パルス信号を生成し、第２パルス信号をスイッチング素子Ｓunのゲートに出力してスイッチング素子Ｓunをオンオフさせる。引算器１３０は、除算器１２９からの出力から１を引き算して、引算出力をコンパレータ１３２に出力する。

コンパレータ１３２は、引算器１３０からの引算出力と−１から＋１まで変化する三角波信号とを比較することにより第３パルス信号を生成し、第３パルス信号をスイッチング素子Ｓwpのゲートに出力してスイッチング素子Ｓwpをオンオフさせる。

インバータ１３４は、コンパレータ１３２からの第３パルス信号を反転させて第４パルス信号を生成し、第４パルス信号をスイッチング素子Ｓｗnのゲートに出力してスイッチング素子Ｓｗnをオンオフさせる。

次に、実施例１の電力変換回路のフライバックコンバータ１を、電流連続モード動作及び電流不連続モード動作させたときの実験結果を説明する。

ここで、実験条件として、出力電力Ｐoutは、５０Ｗ、スイッチング周波数は、８０ｋＨｚ、直流中間コンデンサＣbufの容量は、４０μＦ、励磁インダクタンスＬmは電流不連続モードで１３μＨ、電流連続モードで２００μＨ、負荷は抵抗とリアクトルからなり、出力周波数（系統周波数）は、５０Ｈｚである。

図５（ａ）は、電流連続モード（ＣＣＭ）での入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉin、出力電圧Ｖout及び出力電流Ｉoutの波形図である。図５（ｂ）は、電流不連続モード（ＤＣＭ）での入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉin、出力電圧Ｖout及び出力電流Ｉoutの波形図である。

なお、上記実験では、インバータ２の後段には抵抗とリアクトルからなる負荷を接続し、オープンループ駆動とした。また、直流中間電圧の変動に対して直流中間電圧補償(Edc補償)を適用し、インバータ２のデューティ補償を行っている。

図５（ａ）から、電流連続モード駆動時には、太陽光発電装置ＰＶ側の入力電流Ｉinが電源周波数の２倍周波数で脈動していることがわかる。一方、図５（ｂ）から、電流不連続モード駆動時には、入力電流Ｉinが電源周期でほぼ一定となっており、良好にパワーデカップリングが行われていることを確認した。なお、フライバックコンバータの最高効率は現状９２％となっている。

図６は、入力電流の高調波解析結果を示す図である。図６に示す解析結果から、電流連続モード駆動時には、直流成分ＤＣに対して二次高調波成分が５８％残存している。

一方、電流連続モード駆動時には、直流成分ＤＣに対して二次高調波成分が１．８％となり、電流フィードバック制御を用いていないにもかかわらず、９７％補償できていることを確認できる。

このように実施例１の電力変換回路によれば、フライバックコンバータ１は、トランスＴの励磁電流を電流不連続モードで定電力動作させるので、太陽光発電装置ＰＶ側に単相電力脈動の影響を与えない。従って、アクティブパワーデカップリングを用いることなく入力電力を一定にすることができ、且つ大容量電界コンデンサを必要としなくなる。

従って、素子を追加することがなくなるので、回路構成を簡単化できる。また、複雑な制御をすることがなくなるので、制御を簡単化できる。また、直流中間コンデンサを小容量化できる。

１フライバックコンバータ
２インバータ
１１第１制御回路
１２第２制御回路
ＰＶ太陽光発電装置
Ｃin 入力コンデンサ
Ｔトランス
Ｎ１一次巻線
Ｎ２二次巻線
Ｌr リーケージインダクタンス
Ｌm 励磁インダクタンス
Ｓ１スイッチ素子
Ｓup，Ｓun，Ｓwp，Ｓwn スイッチング素子
Ｄ２ダイオード
Ｃbuf 直流中間コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２リアクトル
ＡＣ単相系統
Ｃout 出力コンデンサ
１１１電圧電流検出器
１１２励磁電流推定部
１１３，１２２，１２６，１２８加算器
１１４，１２３，１２７比例積分器（ＰＩ）
１１６，１３１，１３２コンパレータ
１３３，１３４インバータ
１２１帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）
１２４フェーズロックループ回路（ＰＬＬ）
１２９除算器

Claims

直流電源に接続された一次巻線と二次巻線とが互いに逆相に巻回されたトランスとスイッチ素子と前記二次巻線の両端に接続された整流素子と直流中間コンデンサとの直列回路を有し、前記スイッチ素子がオンオフすることで前記直流電源の直流電圧を他の直流電圧に変換し且つ前記トランスの励磁電流を電流不連続モードで定電力動作させるフライバックコンバータと、
前記直流中間コンデンサの両端に接続された複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子がオンオフすることで前記直流中間コンデンサの直流電力を交流電力に変換して交流電力を単相系統に供給するインバータと、
前記スイッチ素子のオンオフを制御する第１制御回路と、
前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御する第２制御回路と、
を備え、
前記第１制御回路は、
前記直流電源の入力電圧と入力電流と前記直流中間コンデンサの直流中間電圧とに基づいて前記トランスの励磁電流を推定する励磁電流推定部と、
前記励磁電流推定部で推定された励磁電流に基づいて前記スイッチ素子のデューティを求め、求められたデューティにより前記スイッチ素子のオンオフを制御するオンオフ制御部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路。
前記直流電源は、太陽光発電装置からなり、
前記オンオフ制御部は、前記太陽光発電装置側の最大電力点に応じて、前記デューティを調整することにより最大電力点追従制御を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
前記第２制御回路は、前記直流中間コンデンサの直流中間電圧に発生する脈動電圧に含まれる周波数成分を帯域除去する帯域除去フィルタを備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電力変換回路。
直流電源に接続された一次巻線と二次巻線とが互いに逆相に巻回されたトランスとスイッチ素子と前記二次巻線の両端に接続された整流素子と直流中間コンデンサとの直列回路を有するフライバックコンバータが、前記スイッチ素子をオンオフすることで前記直流電源の直流電圧を他の直流電圧に変換し、
インバータが、前記直流中間コンデンサの直流電力を交流電力に変換して交流電力を単相系統に供給する電力変換回路の制御法において、
前記フライバックコンバータは、前記トランスの励磁電流を電流不連続モードで定電力動作させ、
前記直流電源の入力電圧と入力電流と前記直流中間コンデンサの直流中間電圧とに基づいて前記トランスの励磁電流を推定し、
推定された励磁電流に基づいて前記スイッチ素子のデューティを求め、求められたデューティにより前記スイッチ素子のオンオフを制御することを特徴とする電力変換回路の制御法。