JPH11308871A

JPH11308871A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH11308871A
Application number: JP10113980A
Authority: JP
Inventors: Yoshihisa Okita; 美久沖田
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1998-04-23
Filing date: 1998-04-23
Publication date: 1999-11-05

Abstract

(57)【要約】【課題】小型、軽量、長寿命、かつ、品質の良い電力
変換を行なうことのできる電力変換装置を提供する。【解決手段】インバータ部１は、入力された電圧をス
イッチングして出力する。コンデンサ４はインバータ部
１の入力側または出力側の何れかに接続されている。制
御部２００において端子電圧信号４を指令値Ｒに合わせ
るための電力指令信号Ｓ０を演算して出力する。電流制
御部９は電力指令信号Ｓ０に基づいて得られた電流指令
信号Ｓ１と、電流検出信号Ｉ０との誤差として得られた
指令信号Ｓ２が入力され、指令信号Ｓ２に基づいて、イ
ンバータ部１にパルス幅変調制御を与える。リプル補償
部７は、電流制御部９より前段において、端子電圧Ｖｃ
によって誘導されるリプル成分に応答して、リプル成分
をキャンセルする

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換装置に関
する。本発明に係る電力変換装置は、太陽光発電などの
分散型発電システム、無停電電システム、及び、アクテ
ィブフィルタなどに適用することができる。

【０００２】

【従来の技術】系統連係電力変換装置に関する先行技術
文献としては、Ned Mohan（ミネソタ大学）らの著書 P
OWER ELECTRONICS(Second Edition,1995、JOHN WILEY &
SONS、INC.)を挙げることができる。この文献の中で、筆
者らはこれらの系統連系電力変換装置を利用することに
よって、高い品質の電力を商用電力系統と授受できるこ
とを述べている。今日、これらの回路、制御方式を基に
した分散型発電システム、分散型電力貯蔵システム用の
系統連系インバータ、無停電電源などの正弦波コンバー
タ装置、アクティブフィルタなどが、目的に合わせて形
態と名称を変化させ実用化されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上述した系統連係イン
バータの問題点は、ＮｅｄＭｏｈａｎらの前述の著書
の中でもの簡単に述べられており、具体的には単相正弦
波入出力の機器では系統の２倍の周波数のリプル成分が
直流側に現れ、直流側のフィルタコンデンサを十分に大
きくしたり、特に大出力のアプリケーションではフィル
タコンデンサと並列に直列共振型のフィルタを備える必
要があることなどが指摘されている。

【０００４】以上のように、発電源の発電電力が直流量
なのに対して、単相系統と連系する場合は電源周波数が
２倍の振幅の大きいリプル成分が含まれるため、電力変
換装置内にこのリプル電力を吸収させるための大型の直
流リンクコンデンサやそれを補うフィルタが必要とな
り、装置体積が大型化する問題点があった。

【０００５】同時に、直流リンクコンデンサとしては、
体積当たりの静電容量が大きくとれる電解コンデンサが
採用される場合が多いが、電解コンデンサは他の部品に
比較して寿命が短い欠点があり、装置全体の寿命を低下
させる原因となっている。

【０００６】前述のように直流リンクコンデンサと直列
共振型のフィルタを組み合わせた方式や、スイッチング
素子とリアクトルを組み合わせた能動的なエネルギー平
滑装置の利用が試みられた例があるが、対象となるリプ
ル電力成分の周波数が電源周波数の２倍という低い周波
数のためフィルタのサイズが大きくなりすぎたり、リア
クトルのエネルギー重量比の低さのため重量が大きくな
りすぎるなどの問題があった。

【０００７】インバータの交流側のフィルタが、インバ
ータを構成するスイッチング素子のスイッチング周波数
を上げることで小型化できるのに対して、上記問題点は
単相交流電源とインバータを連系させる場合の本質的な
問題点であり、インバータの小型、軽量化が妨げられる
大きな要因の一つになっている。一方では電力変換装置
への小型、軽量、長寿命化の要求は非常に強く、高効率
化による半導体素子、放熱装置の小型化などの見地から
の取り組みもなされているが、前記のような直流リンク
コンデンサなどのエネルギー平滑装置の小型化が図られ
なければ、さらなる小型化は難しいと言わざるをえな
い。

【０００８】本発明の課題は、小型、軽量、長寿命、か
つ、安定で、品質の良い電力を電力系統に供給し得る電
力変換装置を提供することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、本発明に係る電力変換装置は、コンデンサと、イ
ンバータ部と、制御部とを含む。前記インバータ部は、
入力された電圧をスイッチングして出力する。前記コン
デンサは、前記インバータ部の入力側または出力側の何
れかに接続されている。

【００１０】前記制御部は、電圧制御部と、電流制御部
と、リプル補償部とを含む。前記電圧制御部は、前記コ
ンデンサの端子電圧信号が入力され、前記端子電圧信号
を指令値に合わせるための電力指令信号を演算して出力
する。

【００１１】前記電流制御部は、前記電力指令信号に基
づいて得られた電流指令信号と、電流検出信号との誤差
として得られた指令信号が入力され、前記指令信号に基
づいて、前記インバータ部にパルス幅変調制御を与え
る。

【００１２】前記リプル補償部は、前記電流制御部より
前段において、前記端子電圧によって誘導されるリプル
成分に応答して、前記リプル成分をキャンセルする。

【００１３】上述した電力変換装置の動作について、代
表的な適用例である系統連係電力変換装置を例にとって
説明する。系統連係電力変換装置への適用において、前
記コンデンサは、直流リンクコンデンサとして、発電源
から供給されるエネルギーによって充電される。インバ
ータ部は、コンデンサの両端に現れる端子電圧をスイッ
チングして出力する。交流電源系統はインバータ部の出
力側に接続される。

【００１４】この回路構成において、発電源から供給さ
れた発電エネルギーは、コンデンサに蓄積される。コン
デンサに蓄積されたエネルギーは、インバータ部のスイ
ッチング動作により、スイッチングされ、フィルタ等の
回路を経て、交流電源系統に供給される。インバータ部
がスイッチング動作をした時、コンデンサの端子には、
交流電源系統の基本周波数の２倍の周波数で変動するリ
プルが現れる。

【００１５】本発明に係る電力変換装置では、前記リプ
ル補償部は、前記電流制御部より前段において、前記端
子電圧によって誘導されるリプル成分に応答して、前記
リプル成分をキャンセルする。具体的には、系統連係電
力変換装置に用いた場合において、コンデンサ（直流リ
ンクコンデンサ）の両端に現れるリプルを、リプル補償
装置の作用によってキャンセルする。これにより、リプ
ル電力を吸収させるための直流リンクコンデンサを小型
化し、装置体積を小型化することができる。同時に、直
流リンクコンデンサとして、電解コンデンサ以外のコン
デンサが使用可能になり、装置全体の寿命を延ばすこと
が可能になる。このため、電力変換装置全体のを小型、
軽量、長寿命化を達成することが可能になる。

【００１６】系統連係電力変換装置として用いる場合、
典型的には、リプル補償部のフィルタにおいて、系統の
基本波周波数の２倍の周波数の成分を抽出する。

【００１７】別の態様として、制御部は、複数備えられ
ていて、複数のリプル補償部のそれぞれは、並列に接続
され、それぞれ異なる周波数成分について演算する構成
を採用できる。この場合、制御部が、それぞれ電力系統
の基本波周波数の整数倍の周波数（２倍、４倍、６倍
…）周波数成分について演算ができるようにする。

【００１８】本発明に係る電力変換装置は、分散型発電
システム、系統電力平滑システム、無停電電源システム
等に適用できる他、アクティブフィルタとしても用いる
ことができる。何れの場合も、コンデンサを小型化して
も、歪みの少ない電流の出力が可能なシステムを構成で
きる。

【００１９】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係る電力変換装置
を用いた系統連係電力変換装置のブロック図である。図
示された系統連係電力変換装置は、発電源５と、電力変
換装置１００と、交流電源系統３とを含んでいる。発電
源５は、太陽電池、燃料電池、太陽熱発電または風力発
電などであり、得られる電力はいずれも直流量（リプル
成分を含まない）である。交流電源系統３は、典型的に
は、商用交流電源系統であり、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ
の周波数を持つ。

【００２０】電力変換装置１００は、コンデンサ４と、
インバータ部１と、制御部２００とを含む。コンデンサ
４は、発電源５からエネルギーが供給される。実施例に
おいて、コンデンサ４の両端に接続された端子Ｔ１１、
Ｔ１２を入力端子とし、この端子Ｔ１１、Ｔ１２に、発
電源５から直流電圧Ｖｉｎが入力されるものとする。端
子Ｔ１３には目標値Ｒが入力される。インバータ部１
は、コンデンサ４の端子電圧をスイッチングする。スイ
ッチング出力はフィルタ回路２等を経て、端子Ｔ２１、
Ｔ２２に供給される。インバータ部１は、フルブリッジ
型インバータ、ハーフブリッジ型インバータ、ＮＰＣイ
ンバータなどの非絶縁型の電力変換装置、及び、絶縁型
のインバータ等、各種のタイプを用いることができる。
また、２台以上のインバータを多重、または、直並列に
接続して構成してもよい。端子Ｔ２１、Ｔ２２には交流
電源系統３が接続されており、電力変換装置１００か
ら、交流電源系統３に交流電力が供給される。電力変換
装置１００は、端子Ｔ１１〜Ｔ１３、及び、Ｔ２１〜Ｔ
２３によって、外部から区画される。

【００２１】制御部２００は、電圧制御部６と、変調部
８と、電流制御部９と、リプル補償部７とを含む。電圧
制御部６は、端子電圧指令信号（目標値）Ｒに対するキ
ャンセル信号ｚの偏差をゼロにするような電力指令信号
Ｓｏを生成する。電圧制御部６は、直流側に接続された
コンデンサ４（以下直流リンクコンデンサと呼ぶ）の電
圧（端子電圧）と、あらかじめ設定された端子電圧指令
信号Ｒと比較し、その誤差をもとに出力電力の大きさを
演算する。力率が一定の下では、電圧制御部６の電力指
令信号Ｓｏは出力電流の振幅の指令を与える。電圧制御
部６は、出力電力を調整して発電源３の発電電力とイン
バータ出力電力を平衡させ、キャンセル信号ｚと端子電
圧指令信号Ｒとを等しくさせる。

【００２２】変調部８は、電圧制御部６で演算された電
力指令信号Ｓ０をもとに、同期化制御部１０の位相情報
にしたがって、所定の位相を有する正弦波状の電流指令
を演算し、電流指令信号Ｓ１を出力する。電流制御部９
は変調部８から供給される電流指令信号Ｓ１をもとに、
実際に系統に流れる電流Ｉｏが指令値Ｓ１と等しくなる
ように、電力変換装置１００の出力電流の瞬時値を制御
する。

【００２３】実際的な回路では、電流を電流検出素子１
２によって検出し、この電流検出信号Ｉｏと、電流指令
信号Ｓ１との誤差として得られた指令信号Ｓ２を、電流
制御回路９に供給する。電流制御部９は、指令信号Ｓ２
に基づいて、インバータ部１に制御信号Ｓ３を供給し、
パルス幅変調制御を与える。上述した構成は、例えば、
特開平８ー１２３５６１号公報等にも開示されている。
本発明の特徴は、上記構成に加えて、リプル補償部７を
有する点にある。

【００２４】ここで、リプル補償部７を持たない従来タ
イプの系統連係電力変換装置について、その問題点を説
明する。太陽光発電、燃料電池、太陽熱発電、風力発電
などを利用した直流電力発電システムにおいて、得られ
た直流発電エネルギーを、電力変換装置１００を利用し
て、交流電力に変換し、商用交流電源系統に供給する場
合には、電源周波数の２倍の周波数を有するリプル電力
が発生する。例えば系統連系電力変換装置１００が接続
される系統の電圧をｖｕ、系統連系インバータの出力電
流をｉｕとし、それぞれ正弦波状の波形を仮定する。

【００２５】vu=Vm cos(ωt) iu=Im cos(ωt+φ) ωは系統の角周波数、Ｖｍ、Ｉｍは前記電圧、電流の振
幅、φは力率角を表す。この時のインバータの出力電力
の瞬時値ｐは p=vu・iu=VmIm/2・cos(φ)+VmIm/2・cos(2ωt+φ) となる。

【００２６】前式右辺の第１項はインバータ出力電力の
平均値を表し、第２項がリプル電力を表している。この
ようにリプル電力は、電源周波数の２倍の周波数を有
し、出力電力の平均値以上の大振幅を有している。

【００２７】以上のように、発電源３の発電電力が直流
量なのに対して、交流電源系統と連系する場合は、電源
周波数の２倍の周波数を持つ振幅の大きいリプル成分が
含まれるため、電力変換装置１００の内部に、このリプ
ル電力を吸収させるための大型の直流リンクコンデンサ
やそれを補うフィルタが必要となり、装置体積が大型化
する問題点があった。

【００２８】同時に、コンデンサ４としては、体積当た
りの静電容量が大きくとれる電解コンデンサが採用され
る場合が多いが、電解コンデンサは他の部品に比較して
寿命が短い欠点があり、装置全体の寿命を低下させる原
因となっている。

【００２９】前述のように、コンデンサ４と直列共振型
のフィルタを組み合わせた方式や、スイッチング素子と
リアクトルを組み合わせた能動的なエネルギー平滑装置
の利用が試みられた例があるが、対象となるリプル電力
成分の周波数が電源周波数の２倍という低い周波数のた
め、フィルタのサイズが大きくなりすぎたり、リアクト
ルのエネルギー重量比の低さのため重量が大きくなりす
ぎるなどの問題があった。

【００３０】電力変換装置１００の交流側のフィルタ
が、インバータ部１を構成するスイッチング素子のスイ
ッチング周波数を上げることで小型化できるのに対し
て、上記問題点は単相交流電源とインバータを連系させ
る場合の本質的な問題点であり、電力変換装置１００の
小型、軽量化が妨げられる大きな要因の一つになってい
る。一方では電力変換装置１００への小型、軽量、長寿
命化の要求は非常に強く、高効率化による半導体素子、
放熱装置の小型化などの見地からの取り組みもなされて
いるが、前記のようコンデンサ４などのエネルギー平滑
装置の小型化が図られなければ、さらなる小型化は難し
いと言わざるをえない。

【００３１】電圧型インバータでは、コンデンサ４の静
電容量を小さくすると、電力のリプルによって、コンデ
ンサ４の端子電圧のリプルが大きくなる。しかしなが
ら、電圧型インバータが過変調運転にならない範囲であ
れば運転を継続できるので、コンデンサ４の静電容量
は、想定されるすべての運転状況に対して、インバータ
部１が過変調運転にならないように最小値に選択するこ
とが理論上可能である。

【００３２】従来のシステムでは、その制御法の原理
上、コンデンサ４を理論的な値まで小型化するのが困難
であった。インバータ部１が過変調運転にならなくて
も、制御部２００内の各部にリプルが誘導されて、定常
的な出力電力の品質が低下したり、過渡特性が極端に悪
化するなどの問題があったためである。

【００３３】更に、図１の系統連係電力変換装置におい
て、リプル補償部７を持たない従来構成を想定し、この
システムにおいて、コンデンサ４を小型化した場合、電
力変換装置１００が運転を開始すると、電源周波数の２
倍のリプル成分のため、コンデンサ４の端子電圧Ｖｃ
に、同じ周波数のリプル電圧が誘導される。例えば、端
子電圧のリプル電圧ｖ₂を次式のようにあらわす。

【００３４】v₂=Vm₂・cos(24t+θ) 電圧制御部６の電源周波数の２倍の周波数におけるゲイ
ン特性を|G1(j2ω)|、位相特性をarg(G1(j2ω))とする
と、このときの電圧制御部６の出力に含まれる電源周波
数の２倍の周波数の成分ｖ₁₂は v₁₂=|G1(j2ω)|・Vm₂・cos(2ωt+θ+arg(G1(j2ω))) =Vm₁₂・cos(2ωt+θ12) ただし、θ12=θ+arg(G1(j2ω)) となるリプル分が電力指令信号Ｓｏに含まれることにな
る。

【００３５】前述のように、電圧制御部６は、端子電圧
指令信号Ｒに、実際の端子電圧信号Ｖｃが追従するよう
に、電力指令信号Ｓｏを演算するのであるが、端子電圧
信号Ｖｃが電源周波数の２倍の周波数で脈動するため、
電力指令信号Ｓｏには、同じ周波数のリプル成分が含ま
れるようになる。変調部８は、電力指令信号Ｓｏによっ
て系統と同期した電流指令信号Ｓ１の瞬時値を演算する
が、電圧制御部６が演算した電力指令信号Ｓｏにはリプ
ル分が含まれるため、電流指令信号Ｓ１には高調波成分
が重畳される。

【００３６】電流制御部９は、高調波を含んだ電流指令
信号Ｓ１に従って、インバータ部１を制御するので、実
際の系統に出力する電流にも高調波成分が含まれるよう
になる。具体的には、図３の動作波形に示すように、定
常的に高調波成分が含まれた歪波電流を出力してしまう
のである。

【００３７】上記の現象は、コンデンサ４の端子電圧信
号Ｖｃに発生するリプル分によって、電力指令信号Ｓｏ
にリプル成分が含まれてしまうのが原因であるから、端
子電圧信号Ｖｃにリプル分が含まれていても、電力指令
信号Ｓｏにリプル分が含まれないように、電圧制御部６
の応答を緩慢に設定したり、電圧制御部６と直列に、帯
域除去フィルタを配置することにより、解決できそうで
ある。ところが、コンデンサ４は、定常的に、リプル電
力を吸収する役割の他に、発電源３の発電量の急変など
の際に、インバータ部１の動作遅れを補償する過渡現象
対策の目的がある。このため、電圧制御部６の応答を緩
慢に設定したり、電圧制御部６と直列に、帯域除去フィ
ルタを配置する構成では、過渡特性が悪化したり、場合
によっては、安定な動作が得られないなどの問題を抱え
ることになる。

【００３８】図４は電圧制御部６の応答を緩慢に設定し
て運転した場合の動作波形図を示す。電圧制御部６の応
答を緩慢に設定した場合、定常的には、歪の少ない電流
を系統に出力できるが、過渡的に、コンデンサ４の端子
電圧が異常に上昇または低下し、インバータ部１を構成
するスイッチング素子に過大なストレスを与え、場合に
よっては破壊に至らしめたり、長い過渡現象のため、交
流電源系統３に接続される他の機器に悪影響を与えるな
どの問題を生じる。

【００３９】そこで、既に述べたように、本発明に係る
電力変換装置は、上述したリプル分をキャンセル手段と
して、リプル補償部７を有する。リプル補償部７は、電
流制御部９より前段において、端子電圧Ｖｃによって誘
導されるリプル成分に応答して、リプル成分をキャンセ
ルさせる。従って、電流制御部９に供給される信号には
リプル分が含まれなくなる。このため、コンデンサ４を
小型化し、装置体積を小型化することができる。同時
に、コンデンサ４として、電解コンデンサ以外のコンデ
ンサを使用することが可能になり、装置全体の寿命を延
ばすことが可能になる。

【００４０】更に、電源周波数の２倍という低い周波数
を除去するためのフィルタや、リアクトル等が不要であ
るから、電力変換装置全体のを小型、軽量、長寿命化を
達成することが可能になる。

【００４１】図１に示すリプル補償部７は、端子電圧信
号Ｖｃが入力され、端子電圧信号Ｖｃに含まれるリプル
成分をキャンセルしたキャンセル信号ｚを、電圧制御部
６に供給する。電圧制御部６は、端子電圧指令信号（目
標値）Ｒに対するキャンセル信号ｚの偏差をゼロにする
ような電力指令信号Ｓｏを生成する。

【００４２】実施例に示す系統連係電力変換装置は、更
に、同期化制御部１０を備える。この同期化制御部１０
は、交流電源系統３の位相情報を検出すると共に、その
位相情報を変調部８及びリプル補償部７に供給する。変
調部８においては、位相情報を含む指令信号Ｓ２を電流
制御回路９に供給する。そして、電流制御部９からイン
バータ部１に対してパルス幅変調制御を与える。これに
より、電力変換装置１００から交流電源系統３に対して
位相の合った同期化電力が供給される。

【００４３】図２は上述したリプル補償部７の具体的な
ブロック図を示している。リプル補償部７は、フィルタ
７１１と、基準波発生部７１２と、乗算部７１３、７１
４と、低域通過フィルタ７１５、７１６と、補償部７１
８、７１９と、乗算部７２１、７２２と、加算部７２３
とを含む。乗算部７１３、７１４及び低域通過フィルタ
７１５、７１６は第１の周波数変換部を構成し、乗算部
７２１、７２２は第２の周波数変換部を構成する。

【００４４】リプル補償部７の内部では、まず、フィル
タ７１１により、端子電圧信号ｘに含まれる周波数成分
のうち、電源周波数（基本波周波数）の２倍の周波数を
持つ成分ｖ₂のみを取り出す。

【００４５】一方、基準波発生部７１２により、電源周
波数の２倍の周波数を有する２つの基準正弦波sin(2ω
t)及び基準余弦波cos(2ωt)を生成する。そして、フィ
ルタ７１１から出力される成分ｖ₂と、基準波発生部７
１２から出力される基準余弦波cos(2ωt)とを、乗算部
７１３に供給し、乗算を実行する。同様に、フィルタ７
１１から出力される成分ｖ₂と、基準波発生部７１２か
ら出力される基準正弦波sin(2ωt)とを、乗算部７１４
に供給し、乗算を実行する。乗算部７１３、７１４のそ
れぞれの乗算出力信号ｄ１、ｑ１とすると、乗算出力信
号ｄ１、ｑ１は次式のようになる。

【００４６】 d1=v₂・cos(2ωt) =Vm₂・cos(2ωt+θ)・cos(2ωt) =(Vm₂/2)・cos(4ωt+θ)+(Vm₂/2)・cos(θ) q1=v₂・cos(2ωt) =Vm₂・cos(2ωt+θ)・cos(2ωt) =(Vm₂/2)・sin(4ωt+θ)+(Vm₂/2)・sin(θ) 上式のように演算結果は、電源周波数の４倍の周波数の
成分と、直流成分の和となっている。

【００４７】さらに、乗算出力信号ｄ１、ｑ１を、それ
ぞれ低域通過フィルタ７１５、７１６に通す。得られる
信号ｄ０、ｑ０は次式のようになる。 d0=(Vm₂/2)・cos(θ) q0=(Vm₂/2)・sin(θ) 信号ｄ０、ｑ０は、端子電圧信号ｘに含まれる電源周波
数の２倍のリプル成分の余弦成分及び正弦成分を周波数
変換して、直流レベルで表した信号となっている。信号
ｄ０、ｑ０をともにゼロにできれば、電力指令信号Ｓｏ
に含まれる電源周波数の２倍の周波数のリプル成分を消
去できる。

【００４８】信号ｄ０、ｑ０は、定常偏差を減らすため
に設けられた補償部７１８、７１９にいったん入力され
る。補償部７１８、７１９としては、積分要素を含む構
成がより好ましく、例えば積分回路や、比例回路と積分
回路とを組み合わせた構成にすれば、原理上、定常偏差
をゼロにできる。

【００４９】補償部７１８、７１９から出力された信号
ｄ２、ｑ２は、第２の周波数変換部を構成する乗算部７
２１、７２２に供給される。乗算部７２１、７２２に
は、基準波発生部７１２より、電源周波数の２倍の周波
数を有する２つの基準正弦波sin(2ωt)及び基準余弦波c
os(2ωt)が、それぞれ、供給されている。乗算部７２
１、７２２では、補償部７１８、７１９から供給された
信号ｄ２、ｑ２と、基準波発生部７１２から供給される
基準余弦波ｃｏｓ（２ωｔ）とを乗算し、信号ｄ２、ｑ
２を交流の補償信号に変換する。

【００５０】加算部７２３では、補償信号に含まれる余
弦成分及び正弦成分を合成して出力する。以上のような
構成とすることにより、定常的には、コンデンサ４の端
子電圧に電源周波数の２倍の周波数のリプルが含まれる
場合でも、電圧制御部６の入力信号は直流成分のみとな
るので、高調波による歪みの少ない入力電流を実現でき
る。

【００５１】図５は本発明に係る電力変換装置１００を
用いた系統連係電力変換装置の動作波形図を示してい
る。図示するように、本発明によれば、定常的にも、ま
た、過度的にも、歪の少ない電流を系統に出力できる。

【００５２】リプル補償部７の応答速度は、補償部７１
８、７１９のゲインで調整でき、発電源３の発電量の急
変が生じた場合には電圧制御部６の作用で出力電力の平
均値の収束を早く、リプル補償部は電圧制御部６の出力
信号の定常的なリプル分のみに反応するように設定する
ことができ、過渡特性、定常特性を両立させることがで
きる。

【００５３】つまり、定常的に端子電圧信号Ｖｃにリプ
ルが含まれても、良好な動作波形が実現できるので、イ
ンバータ部１が過変調動作にならない領域、及び、イン
バータ部１のスイッチング素子の耐電圧が不足しない範
囲で、電圧リプルを許容できるので、コンデンサ４の静
電容量を限界まで減らすことができる。体積エネルギー
密度の同じコンデンサを利用すれば、コンデンサ体積を
小さくすることが可能となる。また、静電容量が小さく
てすむので、寿命の長いフィルムコンデンサなどが使用
でき、装置の長寿命化を図ることができる。

【００５４】制御部２００におけるリップル補償部７の
位置は、電流制御部９より前段の位置において、リプル
成分をキャンセルできる位置であればよい。次に、その
具体例を、図６〜図８を参照して説明する。

【００５５】図６の実施例では、電圧制御部６は、端子
電圧Ｖｃと指令値Ｒとの誤差信号が入力される構成とな
っている。この構成において、リプル補償部７は、電圧
制御部６の入力側に並列的に接続され、端子電圧Ｖｃと
指令値Ｒとの誤差信号である信号ｘが入力される位置に
接続されている。従って、この実施例の場合、リプル補
償部７は、端子電圧Ｖｃと指令値Ｒとの誤差信号ｘに含
まれるリプル成分をキャンセルする。

【００５６】図７の実施例では、電圧制御部６には、端
子電圧Ｖｃと指令値Ｒとの誤差信号が入力される。リプ
ル補償部７は、電圧制御部６の後段に配置され、電力指
令信号Ｓｏが、信号ｘとして入力され、この信号ｘに含
まれるリプル成分を検出し、そのリプル成分をキャンセ
ルする。

【００５７】図８の実施例では、リプル補償部７は、変
調部８の後段に接続され、変調部８から出力される電流
指令信号Ｓ１が、信号ｘとしてリプル補償部７に供給さ
れる、リプル補償部７は信号ｘに含まれるリプル成分を
検出し、そのリプル成分をキャンセルする。この実施例
の場合、リプル補償部７は、基本波の３倍の周波数成分
をキャンセルように構成する。

【００５８】上述した何れの実施例の場合も、リプル補
償部７は、図２に示したような回路によって実現でき
る。回路の位相補償を行なう必要がある場合は、図９に
示すように、移相装置７１７及び基準波発生装置７２０
を備えるとよい。

【００５９】本発明に係る電力変換装置は、分散型発電
システム、系統電力平滑システム、無停電電源システム
等に適用できる他、アクティブフィルタとしても用いる
ことができる。直流リンクコンデンサを小型化しても、
歪みの少ない電流出力の可能な分散型発電システム、分
散型電力貯蔵システムが構成できる。

【００６０】図１０は本発明に係る電力変換装置を適用
した分散型太陽電池発電システムを示すブロック図であ
る。太陽電池５は動作電圧によって発電電力が変化する
ため、太陽電池５の出力電力が最大になる動作電圧を探
し出す必要がある。その手段として、インバータ部１に
動作電圧指令を与える最大電力制御部１７が付加されて
いる。最大電力制御部１７としては、例えば特開平８−
１２３５６１号公報に開示された装置を利用することが
できる。図示された最大電力制御部１７は、電流検出手
段１６から入力される電流信号、及び、コンデンサ４の
端子電圧信号Ｖｃから、太陽電池５の出力電力が最大に
なる動作電圧を探し出す。

【００６１】電圧制御部６は、最大電力制御部１７によ
って与えられた太陽電池動作電圧指令信号（端子電圧指
令信号）Ｒに、コンデンサ４の実際の端子電圧が追従す
るように、電力指令信号Ｓｏを演算する。

【００６２】この場合、コンデンサ４の端子電圧が、電
源周波数の２倍の周波数で脈動するため、電力指令信号
Ｓｏには同じ周波数のリプル成分が含まれるようにな
る。このリプル成分は、既に詳説したリプル補償部７の
回路作用によりキャンセルされる。

【００６３】図１１は本発明に係る電力変換装置を適用
した無停電電源用ＡＣ／ＤＣコンバータのブロック図で
ある。この系統連系電力変換装置では、単相交流電源系
統３から、フィルタ２を介して供給される交流電力を、
インバータ部１でスイッチングし、そのスイッチング出
力を、コンデンサ４によって平滑する。そして、平滑さ
れた直流電力を、エネルギー貯蔵装置１３の充電エネル
ギーとして利用すると共に、インバータ部１４によって
交流に変換し、負荷１５に電力を供給する。

【００６４】交流電源系統３が停電した場合は、エネル
ギー貯蔵装置１３の充電エネルギーを、インバータ部１
４によってスイッチングして、負荷１５に電力を供給す
る。

【００６５】この場合、コンデンサ４の端子電圧が、電
源周波数の２倍の周波数で脈動するため、電力指令信号
Ｓｏには同じ周波数のリプル成分が含まれるようにな
る。このリプル成分は、既に詳説したリプル補償部７の
回路作用によりキャンセルされる。

【００６６】図１２は本発明に係る電力変換装置を三相
系統連係電力変換装置に適用した例を示すブロック図で
ある。多相の交流系統では、電圧と電流が対称な正弦波
に保たれているとき、出力電力は時間的に一定値となる
ので、単相系統とは異なり、エネルギー平滑装置の小型
化が原理上可能である。しかしながら、商用系統として
普及している３相系統の例をみるとわかるように、系統
末端の電圧波形は高調波により歪んでいたり、非対称に
なっている場合が多い。また無停電電源システムでは、
非対称負荷や非線型負荷が出力に接続されて出力に、逆
相分電流や高調波電流が発生することがある。またアク
ティブフィルタでは系統に流れる高調波成分や無効電力
（非対称成分）を補償するために高調波電流、逆相分電
流がインバータに流れる。これらの成分によって発生す
るリプル電力は、単相の系統連系電力変換装置の場合と
同様の現象を発生する。

【００６７】この実施例において、コンデンサ４の端子
電圧にリプルが発生しても、既に詳説したリプル補償部
７の回路作用によって、高調波による歪みの少ない電流
を、三相電力系統に供給することができる。

【００６８】図１３は本発明に係る電力変換装置に含ま
れるリプル補償部の別の実施例を示すブロック図であ
る。実際の電力系統末端の電圧波形は理想的な正弦波と
は程遠く、電源周波数の奇数倍の高調波成分を含んでい
る場合が多い。系統連系電力変換装置からは総合歪み率
の非常に小さい電流を系統に供給している場合でも、系
統電圧の奇数次高調波成分のために、電源周波数の４
倍、６倍 …といった偶数次のリプル電力が発生する。
この結果、コンデンサ４の端子電圧には、電源周波数の
２倍の周波数以外にも、４倍、６倍といった偶数時のリ
プルが発生して、出力電流に歪みを発生する。

【００６９】図１３の実施例はこのような場合に有効な
リプル補償部の構成を示す。図において、複数ｎのリプ
ル補償部７０１〜７０ｎを備える。リプル補償部７０１
〜７０ｎのそれぞれは、図２で説明した回路構成をも
ち、それぞれが系統の基本波周波数の整数倍の周波数成
分を個別に制御することができる。

【００７０】接続される電力系統の状態や、系統連系イ
ンバータに要求される出力電流歪み率の規格値にもよる
が、周波数が高いリプル成分ほど振幅が小さい傾向にあ
り、ほとんどの場合で数個の制御部を並列に接続するこ
とで対策が可能である。

【００７１】図１４は本発明に係る電力変換装置を適用
した電圧型アクティブフィルタのブロック図である。実
施例に示された電圧型アクティブフィルタは、本発明に
係る電力変換装置１００と、高調波電流演算部１８とを
備える。電力変換装置１００は、インバータ部１の直流
側にコンデンサ４を備える。

【００７２】高調波電流演算部１８は、負荷電流ＩＬに
含まれる高調波電流を求め、補償すべき高調波電流指令
信号Ｓ５を出力する。一般的には、電流検出手段１９に
よって負荷電流ＩＬを検出し、負荷電流ＩＬの基本波電
流を求め、これを負荷電流瞬時値から差し引いて高調波
電流指令信号Ｓ５を生成する。

【００７３】電力変換装置１００において、電圧制御部
６は、コンデンサ４の端子電圧信号Ｖｃが一定になるよ
うに制御し、アクティブフィルタ（電力変換装置）に流
れ込む平均電力がゼロになるような制御動作を行なう。
実際には、アクティブフィルタに損失があるので、電圧
制御部６では、この損失を補う基本波成分だけが演算さ
れる。従って、電圧制御部６から出力される電力指令信
号Ｓｏには、電源周波数の基本波成分のみが含まれるこ
とになる。

【００７４】この電力指令信号Ｓｏに基づいて得られた
電流指令信号Ｓ１と、高調波電流指令信号Ｓ５とが加算
され、その加算信号によって、インバータ部１を制御
し、非線形負荷２０などが発生する高調波電力や無効電
力などを吸収するための補償電流Ｉｃを流す。

【００７５】上記アクティブフィルタの動作において、
アクティブフィルタ内部には、補償電流Ｉｃとして、３
次、５次．．．等の奇数次の高調波が流れ、コンデンサ
４の端子に２次、４次．．．の偶数次の高調波を持つリ
プルが発生する。このリプルは、既に述べたリプル補償
部７の回路作用により吸収される。

【００７６】従って、本発明に係る電力変換装置１００
をアクティブフィルタとして利用することによって、補
償電流以外の高調波成分を発生するのを防止し、装置自
身の小型化が可能となる。

【００７７】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、小
型、軽量、長寿命、かつ、安定で、品質の良い電力を、
電力系統に供給し得る電力変換装置を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る電力変換装置を用いた系統連係電
力変換装置のブロック図である。

【図２】本発明に係る電力変換装置を構成するリプル補
償部のブロック図である。

【図３】従来の系統連係電力変換装置の動作波形図であ
る。

【図４】従来の系統連係電力変換装置の別の動作波形図
である。

【図５】本発明に係る電力変換装置を用いた系統連係電
力変換装置の動作波形図である。

【図６】本発明に係る電力変換装置における制御部の別
の実施例を示すブロック図である。

【図７】本発明に係る電力変換装置における制御部の更
に別の実施例を示すブロック図である。

【図８】本発明に係る電力変換装置における制御部の更
に別の実施例を示すブロック図である。

【図９】本発明に係る電力変換装置を構成するリプル補
償部の別の実施例を示すブロック図である。

【図１０】本発明に係る電力変換装置を適用した分散型
太陽電池発電システムを示すブロック図である。

【図１１】本発明に係る電力変換装置を適用した無停電
電源用系統連系電力変換装置のブロック図である。

【図１２】本発明に係る電力変換装置を三相系統連係電
力変換装置に適用した例を示すブロック図である。

【図１３】本発明に係る電力変換装置に含まれるリプル
補償部の別の実施例を示すブロック図である。

【図１４】本発明に係る電力変換装置を適用した電圧型
アクティブフィルタのブロック図である

【符号の説明】

１インバータ部３交流電源系統４コンデンサ５発電源６電圧制御部７リプル補償部８変調部９電流制御部１０同期化制御部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】コンデンサと、インバータ部と、制御部
とを含む電力変換装置であって、前記インバータ部は、入力された電圧をスイッチングし
て出力し、前記コンデンサは、前記インバータ部の入力側または出
力側の何れかに接続されており、前記制御部は、電圧制御部と、電流制御部と、リプル補
償部とを含み、前記電圧制御部は、前記コンデンサの端子電圧信号が入
力され、前記端子電圧信号を指令値に合わせるための電
力指令信号を演算して出力し、前記電流制御部は、前記電力指令信号に基づいて得られ
た電流指令信号と、電流検出信号との誤差として得られ
た指令信号が入力され、前記指令信号に基づいて、前記
インバータ部にパルス幅変調制御を与え、前記リプル補償部は、前記電流制御部より前段におい
て、前記端子電圧によって誘導されるリプル成分に応答
して、前記リプル成分をキャンセルする。
【請求項２】請求項１に記載された電力変換装置であ
って、前記リプル補償部は、前記端子電圧信号が入力され、前
記端子電圧信号に含まれるリプル成分をキャンセルした
電圧信号を、前記電圧制御部に供給する。
【請求項３】請求項１に記載された電力変換装置であ
って、前記電圧制御部は、前記端子電圧信号と前記指令値との
誤差信号が入力され、前記リプル補償部は、前記端子電圧信号と前記指令値と
の誤差信号が入力され、前記誤差信号に含まれる前記リ
プル成分をキャンセルする。
【請求項４】請求項１に記載された電力変換装置であ
って、前記電圧制御部は、前記端子電圧信号と前記指令値との
誤差信号が入力され、前記リプル補償部は、前記電力指令信号に含まれる前記
リプル成分を検出し、そのリプル成分をキャンセルす
る。
【請求項５】請求項１に記載された電力変換装置であ
って、前記制御部は、更に、変調部を含み、前記変調部は前記
電圧制御部で演算された前記電力指令と、外部から供給
される位相情報とにしたがって演算された電流指令信号
を、前記電流制御部に供給し、前記リプル補償部は、前記電流指令信号に含まれる前記
リプル成分に応答し、前記リプル成分をキャンセルす
る。
【請求項６】請求項１乃至５に記載された電力変換装
置であって、前記リプル補償部は、フィルタと、基準波発生部と、第
１の周波数変換部と、補償部と、第２の周波数変換部
と、加算部とを含み、前記フィルタは、特定された周波数の整数倍の周波数成
分のみを抽出し、前記基準波発生部は、特定された周波
数の整数倍の周波数を有する基準正弦波及び基準余弦波
を生成し、前記第１の周波数変換部は、前記フィルタで抽出された
前記周波数成分と、前記基準波発生部から供給された前
記基準余弦波及び基準正弦波とを、それぞれ乗算し、乗
算して得られた２つの乗算信号を、それぞれ直流信号に
変換し、前記補償部は、前記第１の周波数変換部から前記直流信
号のそれぞれが入力され、入力された直流信号に対し
て、定常偏差をなくす補償作用を与えて出力し、前記第２の周波数変換部は、前記補償部から供給された
信号と、前記基準波発生部から供給された前記基準余弦
波及び基準正弦波とを、それぞれ乗算して、２つの交流
補償信号に変換し、前記加算部は、前記２つの交流補償信号を合成して出力
する。
【請求項７】請求項１乃至６の何れかに記載された電
力変換装置であって、前記リプル補償部は、複数備えられ、前記複数のリプル補償部のそれぞれは、並列に接続さ
れ、それぞれ異なる周波数成分について演算する。
【請求項８】請求項１乃至６の何れかに記載された電
力変換装置であって、更に、同期化制御部を含んでおり、前記同期化制御部は
周波数信号が供給され、前記周波数信号の位相情報を前
記リプル補償装置に供給し、前記リプル補償装置は、前記同期化制御部から供給され
た位相情報にしたがって演算された所定の位相を有する
指令信号を出力する。
【請求項９】電力変換装置を含み、交流電源系統と連
係して動作する系統連系電力変換装置であって、前記電力変換装置は、請求項１乃至８の何れかに記載さ
れたものでなる。
【請求項１０】請求項９に記載された系統連系電力変
換装置であって、前記リプル補償部は、前記交流電源系統の基本周波数の
整数倍である周波数成分に対して応答する。
【請求項１１】請求項９または１０の何れかに記載さ
れた系統連系電力変換装置であって、前記電力変換装置は、発電源から供給されるエネルギー
を交流に変換して前記交流電源系統に供給する。
【請求項１２】請求項１１に記載された系統連系電力
変換装置であって、前記コンデンサは、前記発電源から供給されるエネルギ
ーによって充電され、前記インバータ部は、前記コンデンサの両端に現れる端
子電圧をスイッチングして出力し、前記交流電源系統は、前記インバータ部の出力側に接続
される。
【請求項１３】請求項１２に記載された系統連系電力
変換装置であって、前記同期化制御部は、前記交流電源系統の周波数信号が
供給される。
【請求項１４】請求項９または１０の何れかに記載さ
れた系統連系電力変換装置であって、前記インバータ部は、前記交流電源系統から供給される
エネルギーをスイッチングして出力し、前記コンデンサは、前記インバータ部から出力されるエ
ネルギーによって充電される。
【請求項１５】請求項１４に記載された系統連系電力
変換装置であって、更に、エネルギー貯蔵装置を含み、前記エネルギー貯蔵
装置は、前記コンデンサの両端子に接続されている。
【請求項１６】請求項１４または１５の何れかに記載
された系統連系電力変換装置であって、更に、第２のインバータ部を含み、前記第２のインバー
タ部は前記コンデンサの端子電圧をスイッチングして出
力し、その出力を負荷に供給する。
【請求項１７】高調波電流演算部と、電力変換装置と
を含むアクティブフィルタであって、前記高調波電流演算部は、負荷電流信号から、電源電流
の歪み解消に必要な高調波電流を演算して出力し、前記電力変換装置は、請求項１乃至８の何れかに記載さ
れたものでなり、前記前記高調波電流演算部から供給さ
れる信号に応答して動作する。