JP5028631B2 - 電源補償装置、電源補償設備、無停電電源装置、および無停電電源設備 - Google Patents
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Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に安定した電圧を供給する電源補償装置、電源補償設備、無停電電源装置、および無停電電源設備に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源を補償して負荷に安定した電圧を供給する電源補償装置として、交流電源と負荷との間に直列に補償電圧源を設置する安定化電源装置が知られている。この安定化電源装置を説明する回路図を図２７（ａ）に示す。図２７（ａ）において、交流電源１と負荷２との間に直列に接続する補償電圧源３が、交流電源１を補償し、負荷電圧の安定を実現する。
安定化電源装置は、例えば、交流電源１の電圧が不足する場合に、補償電圧源３が不足分を補うように動作する。また、交流電源１の電圧波形が歪んでいる場合に、補償電圧源３が負荷２での電圧波形歪を抑える電圧を出力するように動作する。
【０００３】
また、交流電源の補償となる別電源を接続する電源補償装置として、交流負荷に並列に電流源を接続する系統連系インバータや無停電電源が知られている。この系統連系インバータや無停電電源を説明する回路図を図２７（ｂ）に示す。図２７（ｂ）において、負荷２に並列にされる電流源６が、系統連系インバータであれば連系する別電源であり、無停電電源であれば、交流電源１を支援する別電源である。系統連系インバータや無停電電源では、電流源６の端子電圧が負荷２の電圧と一致するように制御することで、別電源の交流電源への接続を実現している。
【０００４】
また、特開２００４−３１２９７９号公報（特許文献１）には、図２７（ｃ）に示す回路構成の安定化電源装置が提案されている。この安定化電源装置の動作を説明する回路図を図２７（ｄ）に示す。図２７（ｄ）の回路は、交流電源１と負荷２との間に直列に補償電圧源３が接続され、交流電源１と並列に電流源６が接続されており、図２７（ａ）と図２７（ｂ）の回路図を合わせた構成の回路と言える。
この特許文献１の安定化電源装置では、これら補償電圧源３と電流源６とを、逆導通機能を持つスイッチング素子を２つ直列に接続した回路を３つ並列に接続した電力変換回路（いわゆる、３相スイッチ回路）を用いて実現している。
詳しくは、３相スイッチ回路において、逆導通機能を持つスイッチング素子を２つ直列に接続した回路をレグとすると、１つのレグを共用として、レグを２つ並列に接続したコンバータ部を２組構成し、それぞれのコンバータ部にて図２７（ｄ）における補償電圧源３と電流源６を実現している。
この特許文献１の安定化電源装置では、負荷電圧の安定のために用いている補償電圧源３のエネルギー出力分の補充に、３相スイッチ回路を介して、電流源６のエネルギーを用いていることに特徴がある。
【特許文献１】
特開２００４−３１２９７９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
近年は、パワーエレクトロニクス機器の総容量の増大に伴い、負荷電流の高調波成分が増大した結果として、電源電圧波形のひずみが増大しており、この電源に接続される機器に障害を起こすことが懸念されている。
このため、図２７（ａ）に示す安定化電源装置においては、電源電圧波形の補償とともに、電源電圧波形を歪ませる原因となる負荷電流の高調波成分を抑える補償が有用と考えられている。
【０００６】
一方、図２７（ｂ）に示す系統連系インバータでは、交流電源とは別の電源を連系させるときに、接続する電源を、電流源として接続するため、交流電源と負荷に流れる電流の波形を制御することが原理的に可能である。しかしながら、日本国のガイドラインでは、系統に接続する電流源は、規定の力率内の正弦波電流出力にすることしか認められていないため、交流電源や負荷電流の波形が歪んでいたり、系統にとっての力率が悪かったりするときに、系統にとって最も都合の良い電流波形および力率に調整することが行われていないのが現状である。
【０００７】
しかしながら、今後、電力の自由化に伴い、燃料電池、太陽光発電、風力発電等の電力会社外から系統に接続する電源が増加すると、今までのように、系統に接続する際の電流波形を正弦波としていたのでは、無効電力を処理するために、電力会社が多大な投資を行う必要があり、正弦波電流波形での連系が必ずしも適しているとはいえなくなる。
そこで、各々の電源を系統に接続する際に、系統を流れる電流の波形や位相を考慮して系統に接続する電流の波形を決定すれば、系統における無効電力を抑えることができると考える。すなわち、系統連系インバータにおいては、電流波形制御機能を付加させることが将来有望と考える。
【０００８】
また、系統連系インバータ単体では、図２７（ｂ）に示すように交流電源と負荷との間に補償電圧源を含まない構成であり、安定化電源装置に見られる交流電源の電圧波形補償を行いにくい。行うとすれば、交流電源と負荷との間に存在する線路リアクトル、または配置するリアクトルでの電圧降下を利用して、交流電源の電圧補償を行うことができる。しかしながら、この場合のリアクトルの電圧降下だけでは、制御範囲および出力条件が非常に限られたものとなる。このため、系統連系インバータの設置において、電圧補償機能も実現するためには、別途、安定化電源装置を設置する必要がある。
そこで、系統連系インバータに、装置規模を大きく変更することなく、安定化電源機能と、電流波形制御機能を付加できれば、理想的な系統連系システムを安価に構築できると考える。
【０００９】
また、特許文献１に記載の安定化電源装置は、図２７（ｄ）における簡略化した回路図の限り、交流電源の電圧補償と電流波形補償を同時に実現する装置と同等の回路構成である。しかしながら、特許文献１に記載の安定化電源装置は、電流源６を電流波形を補償するための電流源として機能させているものではないため、電流波形改善および力率改善を実現できない。
【００１０】
すなわち、本発明の目的は、安定化電源装置において電流波形補償機能および力率改善機能を持たせた電源補償装置であり、見方を変えれば、系統連系インバータにおいて電流波形制御機能、力率改善機能、および安定化電源機能を持たせた電源補償装置を提供することにある。
また、本発明のその他の目的は、安定化電源装置や系統連系インバータを単純に２つ並べた構成とするのではなく、装置規模を大きく変更することなく実現し、従来の安定化電源装置や系統連系インバータの代替として設置できる電源補償装置を提供することにある。
また、本発明のその他の目的は、交流電源に故障等が発生したときに、無停電電源として機能できる電源補償装置を提供することにある。
課題を解決するための手段
［００１１］
第１発明の電源補償装置は、逆導通機能を持つスイッチ素子を２つ直列に接続するスイッチ回路をレグとすると、３つのレグと第１のコンデンサとが並列接続されてなる電力変換回路を交流電源と負荷との間に接続し、該交流電源を補償する電源補償装置において、前記電力変換回路は、２つのレグを用いて構成され、前記交流電源と前記負荷との間に第１のリアクトルを介して直列に接続される直列コンバータ部と、２つのレグを用いて構成され、前記負荷に並列に第２のリアクトルを介して接続される並列コンバータ部と、を含み、前記直列コンバータ部および前記並列コンバータ部を構成するレグのうち１つのレグが前記直列コンバータ部と前記並列コンバータ部とで共通であり、前記直列コンバータ部は、出力する電圧が、前記第１のリアクトルの電圧降下と合わせて前記交流電源の電圧の大きさまたは電圧波形歪みを補償する電圧となるように制御されており、前記並列コンバータ部は、出力する電圧が、前記第２のリアクトルの電圧降下と合わせて前記交流電源の電圧の大きさまたは電流波形歪みを補償する電圧となるように制御されており、前記第１のコンデンサと並列に、電圧が一定である定電圧源が接続されており、前記直列コンバータ部から出力される電圧は、前記負荷の端子電圧に含まれる電圧波形歪みに基づいて制御されており、前記並列コンバータ部から出力される電圧は、前記交流電源の周波数と同一の周波数を有しかつ前記第１のコンデンサと前記定電圧源との間に流れる電流の時間平均値を零にし得る振幅に調整された基準電流波形と、前記交流電源の電流波形とに基づいて制御されていることを特徴とする。
本明細書では、コンバータ部は、直流から交流への電力変換動作と、交流から直流への電力変換動作の両方の動作が可能な電力変換回路を意味する。なお、第１のリアクトルおよび第２のリアクトルは、線路に含まれる線路リアクタンスを含めたリアクトルを意味し、線路リアクタンスのみや、線路リアクタンスと線路リアクタンスと別に設置するリアクトルとの組合せをも含む概念である。
また本明細書では、第１のコンデンサは、前記電力変換回路の直流側端子に接続されるコンデンサを意味し、第１のコンデンサにエネルギーを供給することは、電力変換回路の直流側にエネルギーを供給することを意味する。
［００１２］
第２発明の電源補償装置は、第１発明において、前記並列コンバータ部から出力される電圧および前記第２のリアクトルの電圧降下によって、前記交流電源の電流位相が調整されることを特徴とする。
［００１３］
第３発明の電源補償装置は、第１または第２発明において、該エネルギー蓄積要素に蓄積されているエネルギーを、前記第１のコンデンサの端子電圧に合わせた直流電力に調整して該第１のコンデンサに供給する電力調整手段とを備えていることを特徴とする。
［００１４］
［００１５］
［００１６］
第４発明の電源補償設備は、少なくとも２つの第１、２または第３発明に記載の電源補償装置が、三相線路における２線路間に接続されており、各電源補償装置は、他の電源補償装置に対して、接続された２線路のうちいずれか一方の線路が異なるように配設されていることを特徴とする。
［００１７］
第５発明の無停電電源装置は、第１、２または第３発明に記載の電源補償装置を用いる無停電電源装置であって、前記直列コンバータ部のレグのうち、交流電源側のレグの２つのスイッチ素子を同時にオフにして、前記交流電源と前記負荷とを切り離し、残る２つのレグにおけるスイッチ素子のオンオフ制御によって前記負荷端子に交流電圧を発生させる際、前記直列コンバータ部のレグのうち、前記負荷に接続されるレグは、前記負荷端子にて発生させる交流電圧の周期のうち正の半周期の期間において、第１のコンデンサの正電圧の端子側のスイッチ素子がオンに、他方のスイッチ素子がオフに制御され、前記負荷端子にて発生させる交流電圧の周期のうち負の半周期の期間において、第１のコンデンサの正電圧の端子側のスイッチ素子がオフに、他方のスイッチ素子がオンに制御されることを特徴とする。
［００１８］
［００１９］
第６発明の無停電電源設備は、少なくとも２つの第５発明に記載の無停電電源装置が、三相線路における２線路間に接続されており、各無停電電源装置は、他の無停電電源装置に対して、接続された２線路のうちいずれか一方の線路が異なるように配設されていることを特徴とする。
発明の効果
［００２０］
第１発明によれば、交流電源の電圧波形が歪んでいる場合、直列コンバータ部から適切な補償電圧を出力することにより、第１のリアクトルにおける電圧降下と合わせて、負荷端において、歪みを抑えた電圧や大きさを補償した電圧を発生させることができる。このため、負荷に接続する機器を安定した電圧のもとで使用することができる。
また、交流電源の電流波形が、負荷から発生する高調波成分電流などの影響により歪んでいる場合、並列コンバータ部から適切な電圧を出力することにより、第２のリアクトルにおける電圧降下と合わせて、交流電源の電流波形の歪みを抑えるための補償電流を実現できる。これにより、交流電源の電流波形歪みが抑えられ、交流電源の電圧波形を歪ませる要因の１つを解消することができる。よって、電流波形歪みの補償と電圧波形歪みの補償の両方を実現することができる。また、並列コンバータ部の電圧の出力によって第１のリアクトルに流れる無効電流を調整することで、第１のリアクトルにおける電圧降下を利用した交流電源１の電圧補償もできる。
また、直列コンバータ部と並列コンバータ部とが１つの共通レグを介して一体の電力変換回路を構成していることから、電力変換回路の直流側に接続される第１のコンデンサを、直列コンバータ部と並列コンバータ部とで共有することができる。
直列コンバータ部と並列コンバータ部とが第１のコンデンサを共有することから、直列コンバータ部にて必要とされるエネルギーと、並列コンバータ部にて必要とされるエネルギーとを共通のコンデンサから工面することができる。すなわち、１つのコンデンサのエネルギーを直列コンバータと並列コンバータとに分配することができる。例えば、直列コンバータ部にて必要とされる電圧補償の電圧幅が小さい場合、第１のコンデンサの電圧幅のうち、直列コンバータ部にて必要とされる電圧補償幅を除いた電圧幅を用いて、並列コンバータ部を動作させることができる。仮に、直列コンバータ部と並列コンバータ部とを別々の装置で実現する場合、それぞれのコンバータ部において別々のコンデンサを電力変換回路の直流側に備えることから、エネルギーの貸し借りが容易ではない。本発明では、第１のコンデンサが直列と並列の２つのコンバータ部にて共通のため、エネルギーの貸し借りを行わずとも、エネルギーの有効利用ができる。また、第１のコンデンサが直列と並列の２つのコンバータ部にて１つということは、装置の簡略化においても利点がある。
また、第１のコンデンサに接続するエネルギー源が電圧の変更が望まれない定電圧源である場合、並列コンバータ部の出力を、第１のコンデンサと定電圧源との間に流れる電流の時間平均値を零にし得る振幅に調整された基準電流波形と、交流電源の電流波形とに基づいて制御する。つまり、基準電流波形と交流電源の電流波形とをつき合わせて、言い換えれば、基準電流波形と交流電源の電流波形とを比較した結果に基づいて並列コンバータ部の出力を制御する。このことにより、第１のコンデンサの電圧を、エネルギー蓄積要素の電圧に一致させて動作させることができ、電力変換回路を安定して動作させることができる。なお、このとき、基準電流波形を、交流電源と同一の周波数の波形で波形歪みのない正弦波にすることで、交流電源の電流を、周波数が交流電源の電圧と同じで波形歪みのない電流波形に補償することができる。
また、直列コンバータ部の出力を、負荷の端子電圧に含まれる電圧波形歪みを基に、負荷の端子電圧の電圧波形歪みを打ち消す電圧に制御することで、負荷の端子電圧に含まれる電圧波形歪みを抑制し、負荷の端子電圧を正弦波にすることができる。
すなわち、第１発明は、エネルギー源が、蓄電池や、効率等の面で決められた電圧にて動作させたい太陽電池などの定電圧の直流電圧源であった場合、その電圧値が電源補償装置を安定して動作できる設計範囲内であれば電力調整手段を用いずとも、直接第１のコンデンサに並列にエネルギー源として定電圧源を接続することができる。
［００２１］
第２発明によれば、第１発明に基づき、交流電源の電流波形歪みを抑えるための補償電流を並列コンバータ部の電圧出力により実現する際、電流波形歪みを抑えるのみではなく、交流電源の電流位相の補償の役割を担う補償電流を実現する。このことにより、交流電源における力率を改善する、いわゆるアクティブフィルタ動作が可能となる。
［００２２］
第３発明によれば、電力変換回路に、バッテリ、太陽電池、燃料電池等のエネルギー蓄積要素のエネルギーを、電力調整手段により、第１のコンデンサの端子電圧に合わせた直流電力に変換し、第１のコンデンサに供給することができる。すなわち、補償電圧や補償電流の実現において、第１のコンデンサのエネルギーが不足する場合、エネルギー蓄積要素のエネルギーを、第１のコンデンサに並列接続される電流源に見立てて、第１のコンデンサに補充することができる。
また、エネルギーは、エネルギー蓄積要素から第１のコンデンサへの供給に限らず、エネルギー蓄積要素が受電可能なものであれば、電力調整手段を介して、第１のコンデンサからエネルギー蓄積要素への供給が可能である。例えば、エネルギー蓄積要素が直流電力源であれば、電力調整手段が双方向の直流―直流変換を可能なものとすることで、交流電源のエネルギーに余裕がある時に、交流電源のエネルギーを、第１のコンデンサからエネルギー蓄積要素に供給することができる。また、例えば、エネルギー蓄積要素が他の交流電力源であれば、電力調整手段が双方向の交流―直流変換を可能なものとすることで、交流電源のエネルギーに余裕がある時に、交流電源のエネルギーを、第１のコンデンサからエネルギー蓄積要素に供給することができる。すなわち、本電源補償装置を、電流波形制御機能および安定化電源機能を備えた系統連系インバータとして機能させることができる。
［００２３］
［００２４］
［００２５］
第４発明によれば、第１、２または第３発明の電源補償装置を三相線路の異なる２線路の組合せにおいて１つずつ接続し、３相のバランスを考慮しながら、それぞれの電源補償装置を働かせることで、３相電力における電圧補償および電流補償ができる。三相線路に接続する電源補償装置は、異なる２線路の組合せのうち、３つの組み合わせにそれぞれ設置しても良いが、２つの組合せに設置しても、３相バランスを計算して制御することにより、３相電力における電圧補償および電流補償を実現できる。
［００２６］
第５発明によれば、第１、２または第３発明の電源補償装置を用いて、交流電源の停電時等に制御を切り替えることで、電力変換回路の第１のコンデンサ電圧を利用した無停電電源装置として機能させることができる。なお、交流電源と負荷との切り離しは、逆導通機能を持つスイッチ素子のオフ動作にて行うため、物理的なスイッチの開放と異なり、第１のリアクトルに蓄えられていた転流エネルギーに伴うサージ電圧の発生を抑えることができる。また、逆導通機能を持つスイッチ素子は、瞬時のスイッチ切替が可能なため、物理的なスイッチを用いる場合に起こる、スイッチ開放までの時間遅れの問題を克服できる。
［００２７］
［００２８］
第６発明によれば、第５発明の無停電電源装置を三相線路の異なる２線路の組合せにおいて１つずつ接続し、３相のバランスを考慮しながら、それぞれの無停電電源装置を働かせることで、３相電力における停電補償ができる。三相線路に接続する無停電電源装置は、異なる２線路の組合せのうち、３つの組み合わせにそれぞれ設置しても良いが、２つの組合せに設置しても、３相バランスを計算して制御することにより、３相電力における停電補償を実現できる。
発明を実施するための最良の形態
［００２９］
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。なお、これにより本発明が限定されるものではない。
［００３０］
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る電源補償装置１００の主回路構成を図１に示す。逆導通機能を持つ６つのスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ６を用いて、逆導通機能を持つスイッチ素子を２つ直列に接続したスイッチ回路Ｌｅｇ１〜Ｌｅｇ３を第１のコンデンサＣｄと並列接続して、電力変換回路１０を構成する。詳しくは、スイッチ素子Ｓ１とＳ４とを直列接続してスイッチ回路Ｌｅｇ１を構成し、スイッチ素子Ｓ２とＳ５とを直列接続してスイッチ回路Ｌｅｇ２を構成し、スイッチ素子Ｓ３とＳ６とを直列接続してスイッチ回路Ｌｅｇ３を構成する。ここで、スイッチ素子Ｓ１とＳ４との直列接続点を端子Ｔ１とし、スイッチ素子Ｓ２とＳ５との直列接続点を端子Ｔ２とし、スイッチ素子Ｓ３とＳ６との直列接続点を端子Ｔ３とする。
なお、スイッチ回路Ｌｅｇ１〜Ｌｅｇ３はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ６を制御する制御器とともに用いられ、第１のコンデンサＣｄが接続される端子、いわゆる電力変換回路１０の直流側端子と、交流出力または入力となる端子Ｔ１〜Ｔ３との間で直流―交流の電力変換動作をすることは言うまでもない。以下の実施の形態の説明では、スイッチ素子を制御する制御器を用いることを前提とする。
なお、３つのスイッチ回路が並列接続される電力変換回路１０のかわりに、４つ以上のレグが並列接続される電力変換回路を用いる電源補償装置であっても、実際に使うレグが３つであり、残りのレグのスイッチ素子をオフに制御する電源補償装置であれば、本発明に該当することは言うまでもない。また、複数のレグの接点の接続およびスイッチングを同期させて、複数のレグをあたかも１つのレグであるかのようにして使用する場合は、合計のレグの数が４つ以上であっても、制御上、３つのレグを用いることと同等であれば、本発明に該当することは言うまでもない。
電力変換回路１０は、交流電源１と負荷２との間に接続する。詳しくは、交流電源１の一端に接続された第１のリアクトル４の他端に、電力変換回路１０の端子Ｔ１を接続し、端子Ｔ２を負荷２の一端に接続する。また、端子Ｔ３を、交流電源１の他端と負荷２の他端に接続された第２のリアクトル５の他端に接続する。
電力変換回路１０は、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に、交流電源１と負荷２との間に直列接続された電圧源を発生させることができることから、スイッチ回路Ｌｅｇ１とＬｅｇ２と第１のコンデンサＣｄとが並列接続された部分を直列コンバータ部ＳＣと呼ぶ。
同様に、電力変換回路１０は、端子Ｔ２と端子Ｔ３との間に、第２のリアクトル５を介して負荷２に並列接続された電圧源を発生させることができることから、スイッチ回路Ｌｅｇ２とＬｅｇ３と第１のコンデンサＣｄとが並列接続された部分を並列コンバータ部ＰＣと呼ぶ。
なお、第１のリアクトル４は、交流電源１のインピーダンスや線路リアクタンスであっても良い。また、第１のリアクトル４は、図１に示すように交流電源１と端子Ｔ１との間に設けるほか、負荷２と端子Ｔ２との間に設けても良い。また、その両方に設けても良い。また、第２のリアクトル５についても、線路リアクタンスであっても良い。しかしながら、線路リアクトルや交流電源１のインピーダンスのみでは直列コンバータ部や並列コンバータ部での電圧変動に対応可能な大きなリアクタンス値が望めない場合は、別途、リアクトルを設置することが望ましい。
【００３１】
交流電源１にて電圧が不安定であったり電圧波形が歪んでいる場合、負荷２にとって波形歪みの少ない安定した電圧を供給するため、直列コンバータ部ＳＣにて補償電圧を発生させる。発生させる補償電圧は、第１のリアクトル４における電圧降下と合わせて、交流電源１から負荷２へ供給する電圧を安定させる電圧であり、かかる補償電圧が発生するように直列コンバータ部ＳＣを制御する。例えば、負荷２の端子電圧を検出して、波形歪みを含まない基準電圧波形とつき合わせる制御、つまり、基準電圧波形と検出した負荷２の端子電圧とを比較して、両者を一致させる制御や、負荷２の端子電圧から電圧波形歪み成分を抽出し、電圧波形歪み成分を打ち消す電圧を出力する制御を挙げることができる。
また、電力変換回路１０のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ４およびＳ５への信号は、例えば、スイッチ回路Ｌｅｇ１、Ｌｅｇ２ごとに基準波を設けて、その基準波を三角波等との比較を行うＰＷＭ制御にて決定することができる。ＰＷＭ制御を行うと、スイッチ素子に与える信号を、スイッチ素子個別の演算を行うことなく、１つのスイッチ回路にひとつの基準波形を決定することで、スイッチ素子のスイッチング信号を受動的に決定することができる利点がある。
【００３２】
また、負荷２の性質により、負荷２に流れる電流に高調波が多く含まれるなどして交流電源１の電流波形に歪が生じている場合、電流波形の歪みを打ち消すために、並列コンバータ部ＰＣにて補償電圧を発生させる。発生させる補償電圧は、第２のリアクトル５における電圧降下と合わせて、交流電源１と負荷２との間の線路に交流電源１の電流波形の歪みを抑制する電流を提供し得る電圧であり、かかる補償電圧が発生するように並列コンバータ部ＰＣを制御する。例えば、交流電源１に流れる電流を検出し、波形歪み成分を含まない基準電流波形に交流電源１に流れる電流が一致するように並列コンバータ部ＰＣの出力を決定する。この際、基準電流波形は、交流電源１の電圧と同じ周波数の正弦波波形とすることができるが、その振幅については、第１のコンデンサＣｄの過充電、過放電を抑制するため、第１のコンデンサＣｄの電圧が時間平均にて一定となる値に調整した値とし、電力変換回路１０の動作を安定させる。例えば、第１のコンデンサＣｄの電圧が一定となる値の調整は、一定の目標値との帰還により行うことができる。
また、基準電流波形の位相は任意に決定することができ、位相を任意に決定した基準電流波形と交流電源１の電流波形が一致するように制御することから、交流電源１の電流の位相の調整、すなわち交流電源１または負荷２の電圧と電流との力率の変更ができる。
また、並列コンバータ部ＰＣにより実現できる交流電源１の電流への補償電流は、交流電源１の電流を調整できることから、第１のリアクトル４での電圧降下を調整することができる。すなわち、交流電源１の電圧補償を並列コンバータ部ＰＣの制御によっても実現できる。
また、並列コンバータ部ＰＣのスイッチ素子Ｓ２、Ｓ３、Ｓ５およびＳ６への信号は、直列コンバータ部ＳＣのときと同様に、スイッチ回路Ｌｅｇ２、Ｌｅｇ３ごとに基準波を設けて三角波比較やヒステリシス比較をするＰＷＭ制御を用いることができる。ＰＷＭ制御により、スイッチ素子に与える信号を、各スイッチ素子個別の演算を行うことなく、１つのスイッチ回路にひとつの基準波形にて、各スイッチ素子のスイッチング信号を受動的に決定できる。
【００３３】
また、並列コンバータ部ＰＣと直列コンバータ部ＳＣとは、スイッチ回路Ｌｅｇ２が共通であり、スイッチ回路Ｌｅｇ２のスイッチング素子Ｓ２およびＳ５への信号は、直列コンバータ部ＰＣと並列コンバータ部ＰＣとで一致しなければならない。すなわち、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣの制御は完全に独立して行うことができないことを意味する。しかしながら、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとで電圧分担を考慮し、スイッチ回路Ｌｅｇ２の端子Ｔ２を中性点とみなし、スイッチ回路Ｌｅｇ１の端子Ｔ１への電圧を直列コンバータ部ＳＣの電圧分担とし、スイッチ回路Ｌｅｇ３の端子Ｔ３への分担を並列コンバータＰＣへの電圧分担として実現することができる。また、直列コンバータＳＣは、波形歪みおよび電圧の不足を補うため、大きな電圧幅は要求されない傾向にあり、並列コンバータは、交流電源１や負荷２と並列に接続されることから、比較的大きな電圧が要求される傾向にある。このため、直列コンバータＳＣと並列コンバータＰＣとの電圧分担は、例えば、１：９や２：８とすることが考えられる。
【００３４】
直列コンバータ部ＳＣが出力する補償電圧を電圧源ｅｂとし、並列コンバータ部ＰＣが出力する補償電圧を電圧源ｅｃとしたときの等価回路を図２に示す。電圧源ｅｂとｅｃを囲む点線の範囲が電力変換回路１０の出力を表す。また、第１のリアクトル４と電圧源ｅｂとを囲む点線の範囲にて、交流電源１から負荷２へ供給する電圧を安定させるための補償電圧を発生し、第２のリアクトル５と電圧源ｅｃとを囲む点線の範囲にて、交流電源１の電流波形歪みを抑制するための補償電流を発生する。
【００３５】
電源補償装置１００の波形改善の様子を図３に視覚的に示す。比較として、交流電源１の波形が歪んでおり無補償のときの電圧および電流波形を図４に示す。
図中ｉａは交流電源１を流れる電流波形、ｅａは交流電源１の電圧波形、ｅｏは負荷２の電圧波形、ｉＬは、負荷２を流れる電流波形を示している。また、図３においては、直列コンバータ部ＳＣによる電圧波形ｅｂを、並列コンバータ部ＰＣの動作により実現される電流波形ｉｃを示している。
図３および図４にて交流電源１には、高調波電圧が含まれ、正弦波のピークが平坦になっている。また、負荷電流ｉＬは、高調波電流を多く含み、正弦波と大きく異なる波形をしている。
これにより、図４に示す比較例では、負荷２の電圧波形が交流電源１にみられるピークの歪みに加えて、負荷２の電流ｉＬの影響をうけ、ノイズがのったような波形となっている。また、交流電源１の電流ｉａについても、負荷２の電流ｉＬよりも歪む波形となっている。
一方、電源補償装置１００を動作させる図３では、交流電源１の電圧波形歪みを直列コンバータ部ＳＣによる電圧波形ｅｂの足し合わせにより、負荷２において正弦波の電圧波形ｅｏを実現する。また、負荷２の電流歪みおよび交流電源１の電圧波形歪みの影響を交流電源１の電流ｉａにて打ち消すために、並列コンバータ部ＰＣの動作により補償電流ｉｃを供給する。これにより、交流電源１の電流ｉａの波形を正弦波とすることができる。
【００３６】
（第２の実施の形態）
第２に実施の形態では、第１の実施の形態の電源補償装置１００を電力潮流制御装置（ＵＰＦＣ、Ｕｎｉｆｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｆｌｏｗ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）として使用する。図１に示す電源補償装置１００をＵＰＦＣに適用する際、第１の実施の形態から大きな変更の必要はない。以下に、電源補償装置１００を用いる利点を、比較例を用いて説明する。図５に、比較例として、逆導通機能を持つスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ２’、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ５’、Ｓ６の８つを用いて４つのスイッチ回路Ｌｅｇ１、Ｌｅｇ２、Ｌｅｇ２’、Ｌｅｇ３、Ｌｅｇ４を構成し、Ｌｅｇ１、Ｌｅｇ２および第１のコンデンサＣｄを用いて直列コンバータ部ＳＣを構成し、Ｌｅｇ２’、Ｌｅｇ３および第１のコンデンサＣｄを用いて並列コンバータ部ＰＣを構成する電源補償装置３００を示す。ただし、図５の比較例において、スイッチ素子Ｓ２とＳ２’とが同時に同一のスイッチングをし、かつ、スイッチ素子Ｓ５とＳ５’とが同時に同一のスイッチングをする場合は、本発明の電源補償装置とみなすことができる。この場合を除き、比較例の図５は、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとにおいて、スイッチ回路が２つのコンバータ部にて完全に独立しており、図１と比較すれば、スイッチ回路Ｌｅｇ２を、Ｌｅｇ２とＬｅｇ２’の２つに置きかえた構成となっている。しかしながら図５の電源補償装置３００では、第１のコンデンサＣｄを直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとで共用にする必要があるため、スイッチ回路Ｌｅｇ２とＬｅｇ２’におけるスイッチ素子のオンオフ動作を同時にしなければ、Ｓ２’−Ｓ５間もしくは、Ｓ２−Ｓ５’間にて直流回路短絡を生じる問題点がある。このような直流回路短絡を防ぐ手法として、直列コンバータ部ＳＣや並列コンバータ部ＰＣと交流電源１の線路との間に変圧器ＴＲ１、ＴＲ２を挿入する手法が知られている。図５に変圧器ＴＲ１、ＴＲ２を挿入した図を図６に示す。この図６の構成が、一般に説明されるＵＰＦＣの単相模式図である。
一方、図１の電源補償装置１００では、第１のコンデンサＣｄが直列コンバータＳＣと並列コンバータＰＣとで共用であっても、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとでスイッチ回路Ｌｅｇ２が共用であるため、図５の回路で起こりうる直流回路短絡が生じない。よって、電源補償装置１００をＵＰＦＣに適用する際に変圧器を設置しなくて良い利点が生じる。変圧器の設置が不要であれば、コスト面にて有利であるとともに、特に、交流電源１と負荷２との間に直列に挿入する必要がある直列コンバータ部ＳＣにおいて変圧器ＴＲ１を設けなくてよい点が、変圧器を用いた場合に問題となる、「電流と磁束を軸にした場合の変圧器の使用範囲が線形範囲から外れた飽和領域に入ってしまう現象」、を考慮する必要がなくなる点で有利である。
【００３７】
（第３の実施の形態）
第１の実施の形態に示す電源補償装置１００において、電力変換回路１０は、端子Ｔ１と端子Ｔ３との間に、第２のリアクトル５を介して負荷２に並列接続された電圧源を発生させることもできることから、並列コンバータ部ＰＣを、スイッチ回路Ｌｅｇ１とＬｅｇ３と第１のコンデンサＣｄとが並列接続された部分にて構成することができる。このとき、直列コンバータ部ＳＣが出力する補償電圧を電圧源ｅｂとし、並列コンバータ部ＰＣが出力する補償電圧を電圧源ｅｃとしたときの等価回路を図７に示す。図７は、電圧源ｅｂが電圧源ｅｃよりも負荷２側に位置することが図２と異なる。しかしながら、図７は、電圧源ｅｂとｅｃを囲む点線の範囲が電力変換回路１０の出力を表現し、第１のリアクトル４と電圧源ｅｂとを囲む点線の範囲にて交流電源１から負荷２へ供給する電圧を安定させるための補償電圧を発生する点、第２のリアクトル５と電圧源ｅｃとを囲む点線の範囲にて交流電源１の電流波形歪みを抑制するための補償電流を発生する点が図２と同様であり、得られる効果が図２と同等である。なお、電力変換回路１０の制御は、コンバータ部とスイッチ回路の対応に応じて変更することにより、実施の形態１に記述した方法と同様の方法にて行うことができる。
【００３８】
（第４の実施の形態）
第１の実施の形態に示す電源補償装置１００において、コンデンサＣｄに並列に電流源ｉｐｖを接続することができる。電流源ｉｐｖを接続した主回路構成を図８に示す。
電流源ｉｐｖは、様々な様態により実現できるが、例えば、太陽電池、燃料電池、蓄電池、交流電源などの電圧を出力制御し、第１のコンデンサＣｄの端子電圧と一致させて電流源とすることができる。すなわち、太陽電池、燃料電池、蓄電池、交流電源などのエネルギー蓄積要素のエネルギーを、直流―直流変換手段もしくは直流―交流変換手段などの電力調整手段により、第１のコンデンサＣｄの電圧に一致するように制御した電流源ｉｐｖとして用いることができる。具体的に太陽電池を例にとると、太陽電池は、エネルギー変換効率の面から最適動作電圧が決まっており、その電圧が必ずしも第１のコンデンサＣｄの電圧が求める電圧と一致はしないため、直流―直流変換のチョッパ回路等を電力調整手段として用いて接続し制御する。燃料電池や蓄電池についても、自ら出力できる電圧の調整をするため、第１のコンデンサＣｄの電圧と一致させるために、電力調整手段としてチョッパ回路等を用いる。また、交流電源を接続する場合は、交流電源からから直流電源に変換する交流―直流変換の電力変換装置を電力調整手段として用いて、コンバータ動作により第１のコンデンサＣｄに接続する。
第４の実施の形態は、エネルギー蓄積要素のエネルギーを、第１のコンデンサＣｄの端子電圧と一致する電流源ｉｐｖとして用いることから、電流源ｉｐｖを実現するための電力調整手段の制御系を、エネルギー蓄積要素と第１のコンデンサＣｄとの間に組み入れるほかは、第１の実施の形態と同様の制御系にて実現できる。そして、電流源ｉｐｖのエネルギーは、並列に接続されている第１のコンデンサＣｄとともに、電力変換回路１０における電圧補償および電流補償に利用できる。また、交流電源１の電流の比較対象であり、一致させる目標値である基準電流波形の位相を調整することにより、電流源ｉｐｖのエネルギーは電力変換回路１０を介した、交流電源１や負荷２へのエネルギーの供給が可能である。
また、太陽電池や燃料電池等の、エネルギーを供給することしかできないエネルギー蓄積要素ではなく、蓄電池や交流電源等の、エネルギーの受取が可能なエネルギー蓄積要素を用いる場合、電力調整手段を双方向の電力授受が可能な手段とすることで、交流電源１のエネルギーに余裕がある時に、交流電源１のエネルギーを、エネルギー蓄積要素に供給することができる。すなわち、本電源補償装置を、電流波形制御機能および安定化電源機能を備えた系統連系インバータとして機能させることができる。
【００３９】
電源補償装置１００を用いて電流源ｉｐｖを接続した際の波形改善の様子を図９に視覚的に示す。比較として、電流源ｉｐｖを正弦波交流に変換して接続した際の波形を図１０に示す。図１０より、電流源ｉｐｖを正弦波交流にて連系した場合は、交流電源１の電流ｉａのリップルが解消されない。しかしながら、図９に示す電源補償装置１００を用いた連系では、交流電源１の電流ｉａを正弦波に近づけるような補償電流ｉｃとなるように、並列コンバータ部ＰＣを動作させるため、交流電源１の電流ｉａの波形を正弦波とすることができる。また、コンデンサＣｄの電圧は、図９、図１０ともに、第１の実施の形態と同じく電力変換回路の動作を安定させるために一定となるように制御する。
【００４０】
（第５の実施の形態）
三相電源において電源補償を行うために、第１の実施の形態に示す電源補償装置１００を三相線路の線間に接続するときの回路構成を図１１に示す。三相線路に電源補償装置１００が２つ接続される構成となる。図中、ｅｕは三相電源のＵ相の相電圧、ｅｖはＶ相の相電圧、ｅｗはＷ相の相電圧を示し、ｉｕはＵ相の相電流、ｉｖはＶ相の相電流、ｉｗはＷ相の相電流を示し、電流源ｉｕＯはＵ相に該当する負荷、電流源ｉｖＯはＶ相に該当する負荷、電流源ｉｗＯはＷ相に該当する負荷を示す。ｅＯｕｖは線路ＵＶ間の負荷端子電圧、ｅＯｗｖは線路ＷＶ間の負荷端子電圧を示す。図中において、一つ目の電源補償装置は、Ｕ相とＶ相を用いて接続され、直列コンバータ部ＳＣの接続側がＵ相となる。もう一つの電源補償装置は、Ｗ相とＶ相を用いて接続され、直列コンバータ部ＳＣの接続側がＷ相となる。すなわち、Ｖ相は、並列コンバータ部ＰＣに接続される第２のリアクトル５の他端が接続される共用線路となる。この時の等価回路を図１２に示す。図中、ｅｂｕはＵ相Ｖ相にわたり接続される電源補償装置１００の直列コンバータ部ＳＣにより出力する電圧であり、ｅｃｕｖは並列コンバータ部ＰＣにより出力する電圧である。同様に、Ｗ相Ｖ相にわたり接続される電源補償装置１００では、ｅｂｗが直列コンバータ部ＳＣによる出力であり、ｅｃｗｖが並列コンバータ部ＰＣによる出力電圧である。
この２つの電源補償装置１００は、ｅｂｕ、ｅｂｗの瞬時電圧の三相バランスを考慮して、それぞれの直列コンバータ部ＳＣを制御することにより、三相電源において、電源電圧の波形歪みを補償する。このとき、それぞれの電源補償装置における制御は、第１の実施の形態に示す制御と同様である。また、ｅｃｕｖ、ｅｃｗｖの瞬時電圧の三相バランスを考慮して、それぞれの並列コンバータ部を制御することにより、三相電源において、電源電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの波形歪みを補償する。
【００４１】
（第６の実施の形態）
第５の実施の形態のように、三相線路の線間に電源補償装置１００を接続して三相電源の電源補償を行う際、３つの線間それぞれに電源補償装置を接続することができる。この時の等価回路を図１３に示す。このとき、３つの電源補償装置１００は、ｅｂｕ、ｅｂｗ、ｅｂｖの瞬時電圧の三相バランスを考慮して、それぞれの直列コンバータ部ＳＣを制御する。また、ｅｃｕｖ、ｅｃｗｖ、ｅｃｗｕの瞬時電圧の三相バランスを考慮して、それぞれの並列コンバータ部を制御することにより、三相電源において、電源電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの波形歪みを補償する。それぞれの電源補償装置における制御は、電源補償装置を２つ用いるか３つ用いるかの違いのみで、第５の実施の形態に示す制御と同様である。
【００４２】
（第７の実施の形態）
第１の実施の形態における電源補償装置１００の動作に、ＰＷＭ制御を用いる実施の形態を図１４に示す。電源補償装置１００の電力変換回路にＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部５０は、直列コンバータ部ＳＣの制御を目的とした直列側制御部５１と並列コンバータ部ＰＣの制御を目的とした並列側制御部５２からの指令信号に基づき、三角波比較等を用いてスイッチング信号を演算して出力する。
【００４３】
直列側制御部５１は、負荷２の電圧値から波形歪み成分を抽出し、波形歪み成分を打消す電圧を直列コンバータ部ＳＣが出力するよう、ＰＷＭ制御部５０への制御指令を算出する。例えば、負荷２の端子電圧をＢＥＦ（Ｂａｎｄ Ｅｌｉｍｉｎａｔｅ Ｆｉｌｔｅｒ 帯域除去フィルタ）に通し、電圧歪み成分を抽出し、電圧歪み成分を取り除く帰還を行う。
【００４４】
並列側制御部５２は、第１のコンデンサＣｄから検出する電圧値をもとに、第１のコンデンサＣｄを所望の基準値に保つ帰還を行うとともに、交流電源１の電源電流を高調波の含まない基準電流波形と一致させる帰還を行うことにより、交流電源１の電源電流における高調波成分の補償を行う。例えば、高調波を含まない基準電流波形は、負荷２の電圧をＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ 帯域通過フィルタ）に通して得られた正弦波波形に、第１のコンデンサＣｄの電圧が一定となる振幅の定数を掛け合わせて算出する。また、高調波を含まない基準電流波形を決定する際、振幅を掛け合わせる前の正弦波波形は、関数発生器ＦＧ（Ｆｕｎｃｔｉｏｎ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）により生成してもよい。ただし、生成する正弦波の周波数は負荷２の電圧の基本波成分の周波数の同期信号５３を検出することにより、交流電源１の周波数と一致させる。また、高調波を含まない基準電流波形は、負荷２の電圧をＢＰＦに通して得られた正弦波波形の位相を調整せずに用いて算出するのであれば、負荷２の電圧の基本波成分と同じ位相となる。しかし、関数発生器ＦＧの正弦波波形やＢＰＦを通して得られた正弦波波形を、位相指令５４により位相調整すれば、任意の位相の基準電流波形を生成することができ、交流電源１の力率を調整できる。
【００４５】
（第８の実施の形態）
第７の実施に形態において、交流電源１と異なる電力源として、電流源ｉｐｖを電力変換回路１０の第１のコンデンサＣｄに並列接続する実施の形態を図１５に示す。電源補償装置１００は、電流源ｉｐｖの電圧がコンデンサＣｄと一致するため、図１４と同じ制御系にて電源補償を実現できる。すなわち、エネルギー蓄積要素を第１のコンデンサＣｄの電圧に合わせた電流源に変換することで、第７の実施の形態と同じ制御系にてエネルギー蓄積要素のエネルギーを利用した電源補償を実現できる。
【００４６】
（第９の実施の形態）
第８の実施の形態と異なり、電流源ｉｐｖではなく、定電圧源ｖｃを電力変換回路１０の第１のコンデンサＣｄに並列接続した際の実施の形態を図１６に示す。
並列側制御部５２において、第１のコンデンサＣｄから検出する電圧値をもとに第１のコンデンサＣｄを所望の基準値に保つ帰還を行うのに変えて、第１のコンデンサＣｄと定電圧源ｖｃとの間の電流の時間平均値を零に導く帰還を行う点が、第８の実施の形態と異なる。具体的には、並列側制御部５２において、基準電流波形を、負荷２の電圧の基本波成分と周波数が同じで高調波成分を含まない正弦波に、第１のコンデンサＣｄと定電圧源ｖｃとの間の電流の時間平均値を零に導く振幅の定数を掛け合わせることで算出する。このことにより、電力変換回路１０に接続するエネルギー源が電流源でなく定電圧源であっても、第１のコンデンサＣｄと定電圧源ｖｃとの電圧の違いを電力変換回路１０の動作にて解消し、第１のコンデンサＣｄの電圧を定電圧源ｖｃの電圧に合わせることで、他のエネルギー源を利用した電源補償を実現できる。ただし、接続する定電圧源の電圧値は、電源補償装置を設計する際の設計範囲内であることが条件である。すなわち、定電圧源の電圧値が設計範囲内であるときには、本実施の形態のより、第４の実施の形態に示す電力調整手段を設けることなく、エネルギー源を第１のコンデンサＣｄに接続することができる。具体的には、出力効率を向上できる太陽電池の動作電圧が設計範囲内であったり、燃料電池の出力電圧が設計範囲内であったときに、太陽電池や燃料電池の接続において装置構成を簡略化できる。
【００４７】
（第１０の実施の形態）
第１の実施の形態の電源補償装置を用いて、交流電源１を故障等の理由により切り離し、別の電源を生成する無停電電源装置を実現する。主回路構成は図１と同じであるが、制御系を無停電電源として機能させるために切り替える必要がある。また、第１のコンデンサＣｄは、交流電源１における電圧の瞬時的な低下の補償など、エネルギー消費が少ない場合は、第１のコンデンサＣｄの蓄電能力のみで対応できる可能性があるが、電流源や蓄電池を並列接続するなどして、他のエネルギー源によりエネルギーの供給を受けられる状態にて使用することが好ましい。
無停電電源装置の制御系を説明する図を、無停電補償のために生成する電源の半周期ごとに図１７および図１８に示す。図１７は、正の半周期にて電圧を生成させるためのスイッチングの説明図であり、図１８は、負の半周期にて電圧を生成させるためのスイッチングの説明図である。
図１７および図１８にて、電力変換回路１０のうち交流電源１側のスイッチ回路Ｌｅｇ１のスイッチ素子Ｓ１およびＳ２は、同時にオフとすることで、交流電源１と負荷２とを切り離す。このとき、物理的なスイッチと異なり、第１のリアクトルに蓄えられた転流エネルギーによるサージ電圧が発生しないとともに、スイッチの開放にかかる時間遅れが少ないことが利点である。
図１７においては、第１のコンデンサＣｄの両端の電圧を利用し、出力する電圧が正の半周期の期間は、スイッチ回路Ｌｅｇ２のスイッチ素子Ｓ２およびＳ５のうち、第１のコンデンサＣｄの正電圧側であるスイッチ素子Ｓ２をオン、他方のスイッチ素子Ｓ５をオフとする。この期間中、スイッチ回路Ｌｅｇ３のスイッチ素子Ｓ３およびＳ６のスイッチングの組み合わせにより、パルス状の正の電圧をスイッチ回路Ｌｅｇ２とＬｅｇ３との間に出力する。このパルス状の電圧出力をリアクトルにより平均すると半波の正弦波となるように、パルス幅を調整し、正の半周期の正弦波を実現する。
一方、図１８は、図１７の逆で、負の半波の正弦波を実現するため、負の半周期の期間は、スイッチ回路Ｌｅｇ２のスイッチ素子Ｓ２およびＳ５のうち、第１のコンデンサＣｄの正電圧側であるスイッチ素子Ｓ２をオフ、他方のスイッチ素子Ｓ５をオンに固定する。この期間中、スイッチ回路Ｌｅｇ３のスイッチ素子Ｓ３およびＳ６のスイッチングの組み合わせにより、パルス状の負の電圧をスイッチ回路Ｌｅｇ２とＬｅｇ３との間に出力することは図１７と同じである。この図１７と図１８とを交互に切り替えて、無停電電源を実現できる。
【００４８】
以下、実施の形態１、４、７および８に係る、交流電源１を流れる電流が負荷２の電圧の基本波成分と同相である場合の電源補償装置の実施例１を示す。
【００４９】
（実施例１）
図１９に、本発明の電源補償装置の制御ブロック図を示す。図にて、電力変換回路１０は、スイッチ回路Ｌｅｇ１がＰＷＭ信号７ａに対応し、スイッチ回路Ｌｅｇ２がＰＷＭ信号７ｂに対応し、スイッチ回路Ｌｅｇ３がＰＷＭ信号７ｃに対応する。ここで、スイッチ回路Ｌｅｇ１とスイッチ回路Ｌｅｇ２とが直列コンバータ部ＳＣの役割をし、スイッチ回路Ｌｅｇ２とスイッチ回路Ｌｅｇ３とが並列コンバータ部ＰＣの役割をする。すなわち、ＰＷＭ信号７ａおよび７ｂは、直列コンバータ部ＳＣのための信号となり、ＰＷＭ信号７ｂおよび７ｃは、並列コンバータ部ＰＣのための信号となる。すなわち、ＰＷＭ信号７ｂは、２つの要求を満たす値となる。
【００５０】
次に制御の流れを説明する。
まず、並列コンバータ部ＰＣにおいて共通でないスイッチ回路であるＬｅｇ３に与えるＰＷＭ信号７ｃは、電流検出器６０により検出する交流電源からの電流ｉａを基準電流波形ｉａ ＊と比較して偏差を求め、その偏差を比例Ｐや比例積分ＰＩの電流調節器６６に通すことにより三角波と比較する基準波を決定し、その基準波をコンパレータ６８ａにて三角波６７と比較することにより決定する。このとき、電流検出器６０からの電流ｉａの比較対象となる基準電流波形ｉａ ＊は、電圧検出器６１により検出する電力変換回路１０の直流側電圧Ｅｄを、一定値である基準電圧Ｅｄ ＊と比較して偏差を求め、求めた偏差を比例Ｐや比例積分ＰＩの電流調節器６３に通して振幅Ｉａ ＊とし、この振幅Ｉａ ＊を、負荷２の基本波成分の周波数、すなわち交流電源１の周波数と同期して歪みを含まない正弦波と掛け算器６５にて掛け合わせて決定する。この、交流電源１の周波数と同期して歪みを含まない正弦波は、図に示すように、電圧検出器６２により負荷電圧を検出して、その負荷電圧を帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６４を通すことにより得ることができるが、交流電源１の周波数と同期する同期信号を得て関数発生器で作成することもできる。
【００５１】
一方、並列コンバータ部ＰＣにおいて共通のスイッチ回路であるＬｅｇ２に与えるＰＷＭ信号７ｂは、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとの電圧分担を考慮し、端子Ｔ１−Ｔ２間とＴ２−Ｔ３間で所望の電圧分担となるように決定する。簡単には、端子Ｔ２を中性点として端子Ｔ１側と端子Ｔ３側への電圧分担を半々に振り分けて決定することができる。また、電圧分担は半々に限らず、電圧波形歪みが大きくない場合には、直列コンバータ部ＳＣ側（Ｔ１−Ｔ２間）での電圧割合を少なめにし、並列コンバータ部ＰＣ側（Ｔ２−Ｔ３間）での分担割合を大きくすることができる。例えば、端子Ｔ１−Ｔ２間とＴ２−Ｔ３間の電圧分担割合を２：８として、電力変換回路１０の直流側電圧が２００Ｖのときに、端子Ｔ１−Ｔ２間にて１０Ｖ前後の補償を行い、端子Ｔ２−Ｔ３間にて１５０Ｖ前後の補償を行うことが制御の自由度の確保の面で実用的と考える。
具体的には、図１９におけるＰＷＭ信号７ｂ用のコンパレータ６８ｂに、ＰＷＭ信号７ｃを求めるときにコンパレータ６８ａに入力した基準波をゲイン調節器６９にてゲイン調節した値を入力し、ＰＷＭ信号７ｂを決定する。例えば、ゲイン調節器６９を逆符号にて０．８倍となるように設定する。
【００５２】
また、直列コンバータ部ＳＣにおいて共通でないスイッチ回路であるＬｅｇ１に与えるＰＷＭ信号７ａは、電圧検出器６２により検出した負荷端子電圧ｅｏから抽出した電圧波形歪み成分をゲイン調節器７０に通過させ、その値にコンパレータ６８ｂへの入力である基準波を足しこみ、その足しこんだ値をコンパレータ６８ｃで三角波６７と比較することで決定する。このように、共通のスイッチ回路であるＬｅｇ２の電位を考慮して、スイッチ回路Ｌｅｇ１のためのＰＷＭ信号７ａを決定するため、端子Ｔ１−Ｔ２間にて電圧波形歪み成分を補償する電圧を発生することができる。なお、電圧検出器６２により検出した負荷端子電圧ｅｏから電圧波形歪み成分を抽出するには、図に示すように、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６４を通過した値を通過前の値から差し引くことで実現できる。また、ＢＥＦ（帯域除去フィルタ）を用いることもできる。
【００５３】
以下、実施例１（図１９）に係る電源補償装置の実験例１〜４について説明する。
【００５４】
［実験例１］
図１９の制御ブロック図にて、交流電源１の電圧ｅａが±１３０Ｖでピークカットされた周波数６０Ｈｚの歪み波電圧であるとき、負荷２として整流回路が接続されたときのシミュレーション結果を図２０に示す。ただし、負荷２は、交流インダクタンスが２ｍＨ、整流出力端の平滑コンデンサが２２００μＦ、直流負荷抵抗が５０Ωの整流回路による非線形負荷である。また、第１のリアクトル４は２ｍＨ（１．９％ ２００Ｗｂａｓｅ）、第２のリアクトル５は３ｍＨ、電力変換回路１０の直流側端子に接続される第１のコンデンサＣｄは５０００μＦ、第１のコンデンサＣｄの電圧基準値Ｅｄ ＊は１６０Ｖであり、フィルタとして用いられる第２のコンデンサ６は５０μＦ、第２のコンデンサ６に直列接続されるフィルタ抵抗７は５Ωである。図２０より、負荷２の電圧ｅＯは、直列コンバータ部ＳＣの動作電圧ｅｂにより正弦波出力が得られているとともに、交流電源電流ｉａは並列コンバータ部ＰＣの出力電流ｉｃにより、正弦波に制御されていることが確認できる。
比較として、図２１に、同条件にて無制御の場合のシミュレーション波形を示す。図２１より、負荷２の電圧ｅＯは、交流電源１の電圧の歪ｅａに加え、非線形負荷電流ｉＯにより大きく歪んでいることが確認できる。
【００５５】
［実験例２］
図１９の制御ブロック図にて、負荷２として、線形負荷を接続したときのシミュレーション結果を図２２に示す。ただし、線形負荷は、抵抗２０Ω、インダクタ４０ｍＨの遅れ負荷であり、交流電源１の電圧は、波形歪を含まない実効値が１００Ｖ、周波数６０Ｈｚの正弦波である。図２２より、並列コンバータ部ＰＣによる電流ｉｃにより、電源電流ｉａが負荷２の電圧ｅｏと同相になり、第１のリアクトル４における無効電流の影響を除けば交流電源１の電圧のｅａとほぼ同相になっていることがわかる。これにより、ほぼ力率１の無効電流補償動作が確認できる。
【００５６】
［実験例３］
図１９の制御ブロック図を用いて、電力変換回路１０の直流側端子に太陽電池を接続するシミュレーション結果を図２３に示す。ただし、太陽電池は、直流側の開放電圧が２００Ｖ、内部直列抵抗が８Ωの直流電源と仮定した。図より、交流電源１の電圧ｅａが歪み、負荷２の電流ｉＯが歪んでいるにも関わらず、負荷２の電圧ｅＯが正弦波に、また、交流電源１の電流ｉａについても正弦波に制御されている。加え、電流ｉａは電圧ｅａと逆相であり、正弦波電流がほぼ力率１で交流電源１に送出されていることを確認できる。
また、比較として、電源品質補償動作を行わずに通常の系統連系インバータとして機能させたときのシミュレーション結果を図２４に示す。通常の系統連系動作のみでは、交流負荷２の電圧ｅｏと交流電源１の電流ｉａ共に、大きな波形歪みを生じることがわかる。
【００５７】
［実験例４］
実験例１と類似の条件にて、電源品質の補償動作を実験にて確認した結果を図２５に示す。ただし、第２のリアクトル５は０．５ｍＨ、電力変換回路の直流側端子に接続される第１のコンデンサＣｄは３１４０μＦ、電力変換回路の動作周波数は２０ｋＨｚであり、フィルタとして用いられる第２のコンデンサ６が２０μＦ，第２のコンデンサ６に直列接続されるフィルタ抵抗７が３Ωである点が異なる。図より、負荷２の電圧ｅＯおよび交流電源１の電流ｉａは正弦波に波形制御されていることが確認できる。
比較として、図２６に、同条件にて無制御とした場合の実験結果を示す。図２６より、負荷２の電圧ｅＯおよび交流電源１の電流ｉａが大きく歪むことがわかる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明の電源補償装置は、電源電圧波形の補償をしたり、系統に対して好ましい電流波形や力率に調整したりする装置に適しており、また、燃料電池や太陽光発電、風力発電等の電力会社外から供給される電力を電力会社の系統に接続する際に使用する装置として適している。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】第１の実施の形態に係る電源補償装置の主回路構成。
【図２】第１の実施の形態に係る電源補償装置の等価回路。
【図３】第１の実施の形態に係る電源補償装置の波形改善の様子。
【図４】第１の実施の形態の比較例の波形の様子。
【図５】第２の実施の形態に係る電源補償装置の比較例の主回路構成。
【図６】第２の実施の形態の比較例に変圧器を追加した他の比較例。
【図７】第３の実施の形態に係る電源補償装置の等価回路。
【図８】第４の実施の形態に係る電源補償装置の主回路構成。
【図９】第４の実施の形態に係る電源補償装置の波形改善の様子。
【図１０】第４の実施の形態の比較例の波形の様子。
【図１１】第５の実施の形態に係る電源補償設備の回路構成。
【図１２】第５の実施の形態に係る電源補償設備の等価回路。
【図１３】第６の実施の形態に係る電源補償設備の等価回路。
【図１４】第７の実施の形態に係る電源補償装置の制御図。
【図１５】第８の実施の形態に係る電源補償装置の制御図。
【図１６】第９の実施の形態に係る電源補償装置の制御図。
【図１７】第１０の実施の形態に係る無停電電源装置の動作説明図。
【図１８】第１０の実施の形態に係る無停電電源装置の動作説明図。
【図１９】本発明の実施例１に係る制御ブロック図である。
【図２０】本発明の実験例１に係るシミュレーション結果の動作波形である。
【図２１】本発明の実験例１の比較となるシミュレーション結果の動作波形である。
【図２２】本発明の実験例２に係るシミュレーション結果の動作波形である。
【図２３】本発明の実験例３に係るシミュレーション結果の動作波形である。
【図２４】本発明の実験例３の比較となるシミュレーション結果の動作波形である。
【図２５】本発明の実験例４に係る実験結果の動作波形である。
【図２６】本発明の実験例４の比較となる実験結果の動作波形である。
【図２７】（ａ）従来の安定化電源装置を説明する等価回路、（ｂ）従来の系統連系インバータや無停電電源を説明する等価回路、（ｃ）特許文献１に記載の安定化電源装置の回路図、（ｄ）特許文献１に記載の安定化電源装置の等価回路。
【符号の説明】
【００６０】
１ 交流電源
２ 負荷
３ 補償電圧源
４ 第１のリアクトル
５ 第２のリアクトル
６ 電流源
７ａ ＰＷＭ信号、７ｂ ＰＷＭ信号、７ｃ ＰＷＭ信号
１０ 電力変換回路
５０ ＰＷＭ制御部
５１ 直列側制御部
５２ 並列側制御部
５３ 周波数の同期信号
５４ 位相指令
６０ 電流検出器
６１ 電圧検出器
６２ 電圧検出器
６３ 電流調節器
６４ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
６５ かけ算器
６６ 電流調節器
６７ 三角波
６８ａ コンパレータ、６８ｂ コンパレータ、６８ｃ コンパレータ
６９ ゲイン調節器
７０ ゲイン調節器
１００ 電源補償装置
３００ 電源補償装置（比較例）
Ｃｄ 第１のコンデンサ
ＦＧ 関数発生器
Ｌｅｇ１ スイッチ回路、Ｌｅｇ２ スイッチ回路、Ｌｅｇ３ スイッチ回路
Ｌｅｇ２’ スイッチ回路
ＰＣ 並列コンバータ部
ＳＣ 直列コンバータ部
Ｓ１ 逆導通機能を持つスイッチング素子、Ｓ２ 逆導通機能を持つスイッチング素子
Ｓ３ 逆導通機能を持つスイッチング素子、Ｓ４ 逆導通機能を持つスイッチング素子
Ｓ５ 逆導通機能を持つスイッチング素子、Ｓ６ 逆導通機能を持つスイッチング素子
Ｓ２’ 逆導通機能を持つスイッチング素子、Ｓ５’ 逆導通機能を持つスイッチング素子
Ｔ１ 端子、Ｔ２ 端子、Ｔ３ 端子
ＴＲ１ 変圧器、ＴＲ２ 変圧器
ｉｐｖ 電流源
ｖｃ 定電圧源
ｅａ 交流電源１の電圧波形
ｅｂ 直列コンバータ部ＳＣによる電圧波形
ｅｃ 電圧源
ｅｏ 負荷２の電圧波形
ｉａ 交流電源１を流れる電流波形
ｉｃ 並列コンバータ部ＰＣの動作により実現される電流波形
ｉＬ 負荷２を流れる電流波形
Ｅｄ 直流側電圧
Ｅｄ＊ 基準電圧
ｉａ＊ 基準電流波形
Ｉａ＊ 振幅
ｉｕ Ｕ相の相電流、ｉｖ Ｖ相の相電流、ｉｗ Ｗ相の相電流
ｉｕｏ Ｕ相の負荷電流、ｉｖｏ Ｖ相の負荷電流、ｉｗｏ Ｗ相の負荷電流
ｅｕ Ｕ相の相電圧、ｅｖ Ｖ相の相電圧、ｅｗ Ｗ相の相電圧
ｅｏｕｖ 線路ＵＶ間の負荷端子電圧、ｅｏｗｖ 線路ＷＶ間の負荷端子電圧
ｅｂｕ Ｕ相Ｖ相に渡り接続される電源補償装置の直列コンバータ部ＳＣの出力電圧
ｅｃｕｖ Ｕ相Ｖ相に渡り接続される電源補償装置の並列コンバータ部ＰＣの出力電圧
ｅｂｗ Ｗ相Ｖ相に渡り接続される電源補償装置の直列コンバータ部ＳＣの出力電圧
ｅｃｗｖ Ｗ相Ｖ相に渡り接続される電源補償装置の並列コンバータ部ＰＣの出力電圧
ｅｃｗｕ Ｗ相Ｕ相に渡り接続される電源補償装置の並列コンバータ部ＰＣの出力電圧
【０００１】
本発明は、負荷に安定した電圧を供給する電源補償装置、電源補償設備、無停電電源装置、および無停電電源設備に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源を補償して負荷に安定した電圧を供給する電源補償装置として、交流電源と負荷との間に直列に補償電圧源を設置する安定化電源装置が知られている。この安定化電源装置を説明する回路図を図２７（ａ）に示す。図２７（ａ）において、交流電源１と負荷２との間に直列に接続する補償電圧源３が、交流電源１を補償し、負荷電圧の安定を実現する。
安定化電源装置は、例えば、交流電源１の電圧が不足する場合に、補償電圧源３が不足分を補うように動作する。また、交流電源１の電圧波形が歪んでいる場合に、補償電圧源３が負荷２での電圧波形歪を抑える電圧を出力するように動作する。
【０００３】
また、交流電源の補償となる別電源を接続する電源補償装置として、交流負荷に並列に電流源を接続する系統連系インバータや無停電電源が知られている。この系統連系インバータや無停電電源を説明する回路図を図２７（ｂ）に示す。図２７（ｂ）において、負荷２に並列にされる電流源６が、系統連系インバータであれば連系する別電源であり、無停電電源であれば、交流電源１を支援する別電源である。系統連系インバータや無停電電源では、電流源６の端子電圧が負荷２の電圧と一致するように制御することで、別電源の交流電源への接続を実現している。
【０００４】
また、特開２００４−３１２９７９号公報（特許文献１）には、図２７（ｃ）に示す回路構成の安定化電源装置が提案されている。この安定化電源装置の動作を説明する回路図を図２７（ｄ）に示す。図２７（ｄ）の回路は、交流電源１と負荷２との間に直列に補償電圧源３が接続され、交流電源１と並列に電流源６が接続されており、図２７（ａ）と図２７（ｂ）の回路図を合わせた構成の回路と言える。
この特許文献１の安定化電源装置では、これら補償電圧源３と電流源６とを、逆導通機能を持つスイッチング素子を２つ直列に接続した回路を３つ並列に接続した電力変換回路（いわゆる、３相スイッチ回路）を用いて実現している。
詳しくは、３相スイッチ回路において、逆導通機能を持つスイッチング素子を２つ直列に接続した回路をレグとすると、１つのレグを共用として、レグを２つ並列に接続したコンバータ部を２組構成し、それぞれのコンバータ部にて図２７（ｄ）における補償電圧源３と電流源６を実現している。
この特許文献１の安定化電源装置では、負荷電圧の安定のために用いている補償電圧源３のエネルギー出力分の補充に、３相スイッチ回路を介して、電流源６のエネルギーを用いていることに特徴がある。
【特許文献１】
特開２００４−３１２９７９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
近年は、パワーエレクトロニクス機器の総容量の増大に伴い、負荷電流の高調波成分が増大した結果として、電源電圧波形のひずみが増大しており、この電源に接続される機器に障害を起こすことが懸念されている。
このため、図２７（ａ）に示す安定化電源装置においては、電源電圧波形の補償とともに、電源電圧波形を歪ませる原因となる負荷電流の高調波成分を抑える補償が有用と考えられている。
【０００６】
一方、図２７（ｂ）に示す系統連系インバータでは、交流電源とは別の電源を連系させるときに、接続する電源を、電流源として接続するため、交流電源と負荷に流れる電流の波形を制御することが原理的に可能である。しかしながら、日本国のガイドラインでは、系統に接続する電流源は、規定の力率内の正弦波電流出力にすることしか認められていないため、交流電源や負荷電流の波形が歪んでいたり、系統にとっての力率が悪かったりするときに、系統にとって最も都合の良い電流波形および力率に調整することが行われていないのが現状である。
【０００７】
しかしながら、今後、電力の自由化に伴い、燃料電池、太陽光発電、風力発電等の電力会社外から系統に接続する電源が増加すると、今までのように、系統に接続する際の電流波形を正弦波としていたのでは、無効電力を処理するために、電力会社が多大な投資を行う必要があり、正弦波電流波形での連系が必ずしも適しているとはいえなくなる。
そこで、各々の電源を系統に接続する際に、系統を流れる電流の波形や位相を考慮して系統に接続する電流の波形を決定すれば、系統における無効電力を抑えることができると考える。すなわち、系統連系インバータにおいては、電流波形制御機能を付加させることが将来有望と考える。
【０００８】
また、系統連系インバータ単体では、図２７（ｂ）に示すように交流電源と負荷との間に補償電圧源を含まない構成であり、安定化電源装置に見られる交流電源の電圧波形補償を行いにくい。行うとすれば、交流電源と負荷との間に存在する線路リアクトル、または配置するリアクトルでの電圧降下を利用して、交流電源の電圧補償を行うことができる。しかしながら、この場合のリアクトルの電圧降下だけでは、制御範囲および出力条件が非常に限られたものとなる。このため、系統連系インバータの設置において、電圧補償機能も実現するためには、別途、安定化電源装置を設置する必要がある。
そこで、系統連系インバータに、装置規模を大きく変更することなく、安定化電源機能と、電流波形制御機能を付加できれば、理想的な系統連系システムを安価に構築できると考える。
【０００９】
また、特許文献１に記載の安定化電源装置は、図２７（ｄ）における簡略化した回路図の限り、交流電源の電圧補償と電流波形補償を同時に実現する装置と同等の回路構成である。しかしながら、特許文献１に記載の安定化電源装置は、電流源６を電流波形を補償するための電流源として機能させているものではないため、電流波形改善および力率改善を実現できない。
【００１０】
すなわち、本発明の目的は、安定化電源装置において電流波形補償機能および力率改善機能を持たせた電源補償装置であり、見方を変えれば、系統連系インバータにおいて電流波形制御機能、力率改善機能、および安定化電源機能を持たせた電源補償装置を提供することにある。
また、本発明のその他の目的は、安定化電源装置や系統連系インバータを単純に２つ並べた構成とするのではなく、装置規模を大きく変更することなく実現し、従来の安定化電源装置や系統連系インバータの代替として設置できる電源補償装置を提供することにある。
また、本発明のその他の目的は、交流電源に故障等が発生したときに、無停電電源として機能できる電源補償装置を提供することにある。
課題を解決するための手段
［００１１］
第１発明の電源補償装置は、逆導通機能を持つスイッチ素子を２つ直列に接続するスイッチ回路をレグとすると、３つのレグと第１のコンデンサとが並列接続されてなる電力変換回路を交流電源と負荷との間に接続し、該交流電源を補償する電源補償装置において、前記電力変換回路は、２つのレグを用いて構成され、前記交流電源と前記負荷との間に第１のリアクトルを介して直列に接続される直列コンバータ部と、２つのレグを用いて構成され、前記負荷に並列に第２のリアクトルを介して接続される並列コンバータ部と、を含み、前記直列コンバータ部および前記並列コンバータ部を構成するレグのうち１つのレグが前記直列コンバータ部と前記並列コンバータ部とで共通であり、前記直列コンバータ部は、出力する電圧が、前記第１のリアクトルの電圧降下と合わせて前記交流電源の電圧の大きさまたは電圧波形歪みを補償する電圧となるように制御されており、前記並列コンバータ部は、出力する電圧が、前記第２のリアクトルの電圧降下と合わせて前記交流電源の電圧の大きさまたは電流波形歪みを補償する電圧となるように制御されており、前記第１のコンデンサと並列に、電圧が一定である定電圧源が接続されており、前記直列コンバータ部から出力される電圧は、前記負荷の端子電圧に含まれる電圧波形歪みに基づいて制御されており、前記並列コンバータ部から出力される電圧は、前記交流電源の周波数と同一の周波数を有しかつ前記第１のコンデンサと前記定電圧源との間に流れる電流の時間平均値を零にし得る振幅に調整された基準電流波形と、前記交流電源の電流波形とに基づいて制御されていることを特徴とする。
本明細書では、コンバータ部は、直流から交流への電力変換動作と、交流から直流への電力変換動作の両方の動作が可能な電力変換回路を意味する。なお、第１のリアクトルおよび第２のリアクトルは、線路に含まれる線路リアクタンスを含めたリアクトルを意味し、線路リアクタンスのみや、線路リアクタンスと線路リアクタンスと別に設置するリアクトルとの組合せをも含む概念である。
また本明細書では、第１のコンデンサは、前記電力変換回路の直流側端子に接続されるコンデンサを意味し、第１のコンデンサにエネルギーを供給することは、電力変換回路の直流側にエネルギーを供給することを意味する。
［００１２］
第２発明の電源補償装置は、第１発明において、前記並列コンバータ部から出力される電圧および前記第２のリアクトルの電圧降下によって、前記交流電源の電流位相が調整されることを特徴とする。
［００１３］
第３発明の電源補償装置は、第１または第２発明において、該エネルギー蓄積要素に蓄積されているエネルギーを、前記第１のコンデンサの端子電圧に合わせた直流電力に調整して該第１のコンデンサに供給する電力調整手段とを備えていることを特徴とする。
［００１４］
［００１５］
［００１６］
第４発明の電源補償設備は、少なくとも２つの第１、２または第３発明に記載の電源補償装置が、三相線路における２線路間に接続されており、各電源補償装置は、他の電源補償装置に対して、接続された２線路のうちいずれか一方の線路が異なるように配設されていることを特徴とする。
［００１７］
第５発明の無停電電源装置は、第１、２または第３発明に記載の電源補償装置を用いる無停電電源装置であって、前記直列コンバータ部のレグのうち、交流電源側のレグの２つのスイッチ素子を同時にオフにして、前記交流電源と前記負荷とを切り離し、残る２つのレグにおけるスイッチ素子のオンオフ制御によって前記負荷端子に交流電圧を発生させる際、前記直列コンバータ部のレグのうち、前記負荷に接続されるレグは、前記負荷端子にて発生させる交流電圧の周期のうち正の半周期の期間において、第１のコンデンサの正電圧の端子側のスイッチ素子がオンに、他方のスイッチ素子がオフに制御され、前記負荷端子にて発生させる交流電圧の周期のうち負の半周期の期間において、第１のコンデンサの正電圧の端子側のスイッチ素子がオフに、他方のスイッチ素子がオンに制御されることを特徴とする。
［００１８］
［００１９］
第６発明の無停電電源設備は、少なくとも２つの第５発明に記載の無停電電源装置が、三相線路における２線路間に接続されており、各無停電電源装置は、他の無停電電源装置に対して、接続された２線路のうちいずれか一方の線路が異なるように配設されていることを特徴とする。
発明の効果
［００２０］
第１発明によれば、交流電源の電圧波形が歪んでいる場合、直列コンバータ部から適切な補償電圧を出力することにより、第１のリアクトルにおける電圧降下と合わせて、負荷端において、歪みを抑えた電圧や大きさを補償した電圧を発生させることができる。このため、負荷に接続する機器を安定した電圧のもとで使用することができる。
また、交流電源の電流波形が、負荷から発生する高調波成分電流などの影響により歪んでいる場合、並列コンバータ部から適切な電圧を出力することにより、第２のリアクトルにおける電圧降下と合わせて、交流電源の電流波形の歪みを抑えるための補償電流を実現できる。これにより、交流電源の電流波形歪みが抑えられ、交流電源の電圧波形を歪ませる要因の１つを解消することができる。よって、電流波形歪みの補償と電圧波形歪みの補償の両方を実現することができる。また、並列コンバータ部の電圧の出力によって第１のリアクトルに流れる無効電流を調整することで、第１のリアクトルにおける電圧降下を利用した交流電源１の電圧補償もできる。
また、直列コンバータ部と並列コンバータ部とが１つの共通レグを介して一体の電力変換回路を構成していることから、電力変換回路の直流側に接続される第１のコンデンサを、直列コンバータ部と並列コンバータ部とで共有することができる。
直列コンバータ部と並列コンバータ部とが第１のコンデンサを共有することから、直列コンバータ部にて必要とされるエネルギーと、並列コンバータ部にて必要とされるエネルギーとを共通のコンデンサから工面することができる。すなわち、１つのコンデンサのエネルギーを直列コンバータと並列コンバータとに分配することができる。例えば、直列コンバータ部にて必要とされる電圧補償の電圧幅が小さい場合、第１のコンデンサの電圧幅のうち、直列コンバータ部にて必要とされる電圧補償幅を除いた電圧幅を用いて、並列コンバータ部を動作させることができる。仮に、直列コンバータ部と並列コンバータ部とを別々の装置で実現する場合、それぞれのコンバータ部において別々のコンデンサを電力変換回路の直流側に備えることから、エネルギーの貸し借りが容易ではない。本発明では、第１のコンデンサが直列と並列の２つのコンバータ部にて共通のため、エネルギーの貸し借りを行わずとも、エネルギーの有効利用ができる。また、第１のコンデンサが直列と並列の２つのコンバータ部にて１つということは、装置の簡略化においても利点がある。
また、第１のコンデンサに接続するエネルギー源が電圧の変更が望まれない定電圧源である場合、並列コンバータ部の出力を、第１のコンデンサと定電圧源との間に流れる電流の時間平均値を零にし得る振幅に調整された基準電流波形と、交流電源の電流波形とに基づいて制御する。つまり、基準電流波形と交流電源の電流波形とをつき合わせて、言い換えれば、基準電流波形と交流電源の電流波形とを比較した結果に基づいて並列コンバータ部の出力を制御する。このことにより、第１のコンデンサの電圧を、エネルギー蓄積要素の電圧に一致させて動作させることができ、電力変換回路を安定して動作させることができる。なお、このとき、基準電流波形を、交流電源と同一の周波数の波形で波形歪みのない正弦波にすることで、交流電源の電流を、周波数が交流電源の電圧と同じで波形歪みのない電流波形に補償することができる。
また、直列コンバータ部の出力を、負荷の端子電圧に含まれる電圧波形歪みを基に、負荷の端子電圧の電圧波形歪みを打ち消す電圧に制御することで、負荷の端子電圧に含まれる電圧波形歪みを抑制し、負荷の端子電圧を正弦波にすることができる。
すなわち、第１発明は、エネルギー源が、蓄電池や、効率等の面で決められた電圧にて動作させたい太陽電池などの定電圧の直流電圧源であった場合、その電圧値が電源補償装置を安定して動作できる設計範囲内であれば電力調整手段を用いずとも、直接第１のコンデンサに並列にエネルギー源として定電圧源を接続することができる。
［００２１］
第２発明によれば、第１発明に基づき、交流電源の電流波形歪みを抑えるための補償電流を並列コンバータ部の電圧出力により実現する際、電流波形歪みを抑えるのみではなく、交流電源の電流位相の補償の役割を担う補償電流を実現する。このことにより、交流電源における力率を改善する、いわゆるアクティブフィルタ動作が可能となる。
［００２２］
第３発明によれば、電力変換回路に、バッテリ、太陽電池、燃料電池等のエネルギー蓄積要素のエネルギーを、電力調整手段により、第１のコンデンサの端子電圧に合わせた直流電力に変換し、第１のコンデンサに供給することができる。すなわち、補償電圧や補償電流の実現において、第１のコンデンサのエネルギーが不足する場合、エネルギー蓄積要素のエネルギーを、第１のコンデンサに並列接続される電流源に見立てて、第１のコンデンサに補充することができる。
また、エネルギーは、エネルギー蓄積要素から第１のコンデンサへの供給に限らず、エネルギー蓄積要素が受電可能なものであれば、電力調整手段を介して、第１のコンデンサからエネルギー蓄積要素への供給が可能である。例えば、エネルギー蓄積要素が直流電力源であれば、電力調整手段が双方向の直流―直流変換を可能なものとすることで、交流電源のエネルギーに余裕がある時に、交流電源のエネルギーを、第１のコンデンサからエネルギー蓄積要素に供給することができる。また、例えば、エネルギー蓄積要素が他の交流電力源であれば、電力調整手段が双方向の交流―直流変換を可能なものとすることで、交流電源のエネルギーに余裕がある時に、交流電源のエネルギーを、第１のコンデンサからエネルギー蓄積要素に供給することができる。すなわち、本電源補償装置を、電流波形制御機能および安定化電源機能を備えた系統連系インバータとして機能させることができる。
［００２３］
［００２４］
［００２５］
第４発明によれば、第１、２または第３発明の電源補償装置を三相線路の異なる２線路の組合せにおいて１つずつ接続し、３相のバランスを考慮しながら、それぞれの電源補償装置を働かせることで、３相電力における電圧補償および電流補償ができる。三相線路に接続する電源補償装置は、異なる２線路の組合せのうち、３つの組み合わせにそれぞれ設置しても良いが、２つの組合せに設置しても、３相バランスを計算して制御することにより、３相電力における電圧補償および電流補償を実現できる。
［００２６］
第５発明によれば、第１、２または第３発明の電源補償装置を用いて、交流電源の停電時等に制御を切り替えることで、電力変換回路の第１のコンデンサ電圧を利用した無停電電源装置として機能させることができる。なお、交流電源と負荷との切り離しは、逆導通機能を持つスイッチ素子のオフ動作にて行うため、物理的なスイッチの開放と異なり、第１のリアクトルに蓄えられていた転流エネルギーに伴うサージ電圧の発生を抑えることができる。また、逆導通機能を持つスイッチ素子は、瞬時のスイッチ切替が可能なため、物理的なスイッチを用いる場合に起こる、スイッチ開放までの時間遅れの問題を克服できる。
［００２７］
［００２８］
第６発明によれば、第５発明の無停電電源装置を三相線路の異なる２線路の組合せにおいて１つずつ接続し、３相のバランスを考慮しながら、それぞれの無停電電源装置を働かせることで、３相電力における停電補償ができる。三相線路に接続する無停電電源装置は、異なる２線路の組合せのうち、３つの組み合わせにそれぞれ設置しても良いが、２つの組合せに設置しても、３相バランスを計算して制御することにより、３相電力における停電補償を実現できる。
発明を実施するための最良の形態
［００２９］
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。なお、これにより本発明が限定されるものではない。
［００３０］
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る電源補償装置１００の主回路構成を図１に示す。逆導通機能を持つ６つのスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ６を用いて、逆導通機能を持つスイッチ素子を２つ直列に接続したスイッチ回路Ｌｅｇ１〜Ｌｅｇ３を第１のコンデンサＣｄと並列接続して、電力変換回路１０を構成する。詳しくは、スイッチ素子Ｓ１とＳ４とを直列接続してスイッチ回路Ｌｅｇ１を構成し、スイッチ素子Ｓ２とＳ５とを直列接続してスイッチ回路Ｌｅｇ２を構成し、スイッチ素子Ｓ３とＳ６とを直列接続してスイッチ回路Ｌｅｇ３を構成する。ここで、スイッチ素子Ｓ１とＳ４との直列接続点を端子Ｔ１とし、スイッチ素子Ｓ２とＳ５との直列接続点を端子Ｔ２とし、スイッチ素子Ｓ３とＳ６との直列接続点を端子Ｔ３とする。
なお、スイッチ回路Ｌｅｇ１〜Ｌｅｇ３はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ６を制御する制御器とともに用いられ、第１のコンデンサＣｄが接続される端子、いわゆる電力変換回路１０の直流側端子と、交流出力または入力となる端子Ｔ１〜Ｔ３との間で直流―交流の電力変換動作をすることは言うまでもない。以下の実施の形態の説明では、スイッチ素子を制御する制御器を用いることを前提とする。
なお、３つのスイッチ回路が並列接続される電力変換回路１０のかわりに、４つ以上のレグが並列接続される電力変換回路を用いる電源補償装置であっても、実際に使うレグが３つであり、残りのレグのスイッチ素子をオフに制御する電源補償装置であれば、本発明に該当することは言うまでもない。また、複数のレグの接点の接続およびスイッチングを同期させて、複数のレグをあたかも１つのレグであるかのようにして使用する場合は、合計のレグの数が４つ以上であっても、制御上、３つのレグを用いることと同等であれば、本発明に該当することは言うまでもない。
電力変換回路１０は、交流電源１と負荷２との間に接続する。詳しくは、交流電源１の一端に接続された第１のリアクトル４の他端に、電力変換回路１０の端子Ｔ１を接続し、端子Ｔ２を負荷２の一端に接続する。また、端子Ｔ３を、交流電源１の他端と負荷２の他端に接続された第２のリアクトル５の他端に接続する。
電力変換回路１０は、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に、交流電源１と負荷２との間に直列接続された電圧源を発生させることができることから、スイッチ回路Ｌｅｇ１とＬｅｇ２と第１のコンデンサＣｄとが並列接続された部分を直列コンバータ部ＳＣと呼ぶ。
同様に、電力変換回路１０は、端子Ｔ２と端子Ｔ３との間に、第２のリアクトル５を介して負荷２に並列接続された電圧源を発生させることができることから、スイッチ回路Ｌｅｇ２とＬｅｇ３と第１のコンデンサＣｄとが並列接続された部分を並列コンバータ部ＰＣと呼ぶ。
なお、第１のリアクトル４は、交流電源１のインピーダンスや線路リアクタンスであっても良い。また、第１のリアクトル４は、図１に示すように交流電源１と端子Ｔ１との間に設けるほか、負荷２と端子Ｔ２との間に設けても良い。また、その両方に設けても良い。また、第２のリアクトル５についても、線路リアクタンスであっても良い。しかしながら、線路リアクトルや交流電源１のインピーダンスのみでは直列コンバータ部や並列コンバータ部での電圧変動に対応可能な大きなリアクタンス値が望めない場合は、別途、リアクトルを設置することが望ましい。
【００３１】
交流電源１にて電圧が不安定であったり電圧波形が歪んでいる場合、負荷２にとって波形歪みの少ない安定した電圧を供給するため、直列コンバータ部ＳＣにて補償電圧を発生させる。発生させる補償電圧は、第１のリアクトル４における電圧降下と合わせて、交流電源１から負荷２へ供給する電圧を安定させる電圧であり、かかる補償電圧が発生するように直列コンバータ部ＳＣを制御する。例えば、負荷２の端子電圧を検出して、波形歪みを含まない基準電圧波形とつき合わせる制御、つまり、基準電圧波形と検出した負荷２の端子電圧とを比較して、両者を一致させる制御や、負荷２の端子電圧から電圧波形歪み成分を抽出し、電圧波形歪み成分を打ち消す電圧を出力する制御を挙げることができる。
また、電力変換回路１０のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ４およびＳ５への信号は、例えば、スイッチ回路Ｌｅｇ１、Ｌｅｇ２ごとに基準波を設けて、その基準波を三角波等との比較を行うＰＷＭ制御にて決定することができる。ＰＷＭ制御を行うと、スイッチ素子に与える信号を、スイッチ素子個別の演算を行うことなく、１つのスイッチ回路にひとつの基準波形を決定することで、スイッチ素子のスイッチング信号を受動的に決定することができる利点がある。
【００３２】
また、負荷２の性質により、負荷２に流れる電流に高調波が多く含まれるなどして交流電源１の電流波形に歪が生じている場合、電流波形の歪みを打ち消すために、並列コンバータ部ＰＣにて補償電圧を発生させる。発生させる補償電圧は、第２のリアクトル５における電圧降下と合わせて、交流電源１と負荷２との間の線路に交流電源１の電流波形の歪みを抑制する電流を提供し得る電圧であり、かかる補償電圧が発生するように並列コンバータ部ＰＣを制御する。例えば、交流電源１に流れる電流を検出し、波形歪み成分を含まない基準電流波形に交流電源１に流れる電流が一致するように並列コンバータ部ＰＣの出力を決定する。この際、基準電流波形は、交流電源１の電圧と同じ周波数の正弦波波形とすることができるが、その振幅については、第１のコンデンサＣｄの過充電、過放電を抑制するため、第１のコンデンサＣｄの電圧が時間平均にて一定となる値に調整した値とし、電力変換回路１０の動作を安定させる。例えば、第１のコンデンサＣｄの電圧が一定となる値の調整は、一定の目標値との帰還により行うことができる。
また、基準電流波形の位相は任意に決定することができ、位相を任意に決定した基準電流波形と交流電源１の電流波形が一致するように制御することから、交流電源１の電流の位相の調整、すなわち交流電源１または負荷２の電圧と電流との力率の変更ができる。
また、並列コンバータ部ＰＣにより実現できる交流電源１の電流への補償電流は、交流電源１の電流を調整できることから、第１のリアクトル４での電圧降下を調整することができる。すなわち、交流電源１の電圧補償を並列コンバータ部ＰＣの制御によっても実現できる。
また、並列コンバータ部ＰＣのスイッチ素子Ｓ２、Ｓ３、Ｓ５およびＳ６への信号は、直列コンバータ部ＳＣのときと同様に、スイッチ回路Ｌｅｇ２、Ｌｅｇ３ごとに基準波を設けて三角波比較やヒステリシス比較をするＰＷＭ制御を用いることができる。ＰＷＭ制御により、スイッチ素子に与える信号を、各スイッチ素子個別の演算を行うことなく、１つのスイッチ回路にひとつの基準波形にて、各スイッチ素子のスイッチング信号を受動的に決定できる。
【００３３】
また、並列コンバータ部ＰＣと直列コンバータ部ＳＣとは、スイッチ回路Ｌｅｇ２が共通であり、スイッチ回路Ｌｅｇ２のスイッチング素子Ｓ２およびＳ５への信号は、直列コンバータ部ＰＣと並列コンバータ部ＰＣとで一致しなければならない。すなわち、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣの制御は完全に独立して行うことができないことを意味する。しかしながら、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとで電圧分担を考慮し、スイッチ回路Ｌｅｇ２の端子Ｔ２を中性点とみなし、スイッチ回路Ｌｅｇ１の端子Ｔ１への電圧を直列コンバータ部ＳＣの電圧分担とし、スイッチ回路Ｌｅｇ３の端子Ｔ３への分担を並列コンバータＰＣへの電圧分担として実現することができる。また、直列コンバータＳＣは、波形歪みおよび電圧の不足を補うため、大きな電圧幅は要求されない傾向にあり、並列コンバータは、交流電源１や負荷２と並列に接続されることから、比較的大きな電圧が要求される傾向にある。このため、直列コンバータＳＣと並列コンバータＰＣとの電圧分担は、例えば、１：９や２：８とすることが考えられる。
【００３４】
直列コンバータ部ＳＣが出力する補償電圧を電圧源ｅｂとし、並列コンバータ部ＰＣが出力する補償電圧を電圧源ｅｃとしたときの等価回路を図２に示す。電圧源ｅｂとｅｃを囲む点線の範囲が電力変換回路１０の出力を表す。また、第１のリアクトル４と電圧源ｅｂとを囲む点線の範囲にて、交流電源１から負荷２へ供給する電圧を安定させるための補償電圧を発生し、第２のリアクトル５と電圧源ｅｃとを囲む点線の範囲にて、交流電源１の電流波形歪みを抑制するための補償電流を発生する。
【００３５】
電源補償装置１００の波形改善の様子を図３に視覚的に示す。比較として、交流電源１の波形が歪んでおり無補償のときの電圧および電流波形を図４に示す。
図中ｉａは交流電源１を流れる電流波形、ｅａは交流電源１の電圧波形、ｅｏは負荷２の電圧波形、ｉＬは、負荷２を流れる電流波形を示している。また、図３においては、直列コンバータ部ＳＣによる電圧波形ｅｂを、並列コンバータ部ＰＣの動作により実現される電流波形ｉｃを示している。
図３および図４にて交流電源１には、高調波電圧が含まれ、正弦波のピークが平坦になっている。また、負荷電流ｉＬは、高調波電流を多く含み、正弦波と大きく異なる波形をしている。
これにより、図４に示す比較例では、負荷２の電圧波形が交流電源１にみられるピークの歪みに加えて、負荷２の電流ｉＬの影響をうけ、ノイズがのったような波形となっている。また、交流電源１の電流ｉａについても、負荷２の電流ｉＬよりも歪む波形となっている。
一方、電源補償装置１００を動作させる図３では、交流電源１の電圧波形歪みを直列コンバータ部ＳＣによる電圧波形ｅｂの足し合わせにより、負荷２において正弦波の電圧波形ｅｏを実現する。また、負荷２の電流歪みおよび交流電源１の電圧波形歪みの影響を交流電源１の電流ｉａにて打ち消すために、並列コンバータ部ＰＣの動作により補償電流ｉｃを供給する。これにより、交流電源１の電流ｉａの波形を正弦波とすることができる。
【００３６】
（第２の実施の形態）
第２に実施の形態では、第１の実施の形態の電源補償装置１００を電力潮流制御装置（ＵＰＦＣ、Ｕｎｉｆｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｆｌｏｗ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）として使用する。図１に示す電源補償装置１００をＵＰＦＣに適用する際、第１の実施の形態から大きな変更の必要はない。以下に、電源補償装置１００を用いる利点を、比較例を用いて説明する。図５に、比較例として、逆導通機能を持つスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ２’、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ５’、Ｓ６の８つを用いて４つのスイッチ回路Ｌｅｇ１、Ｌｅｇ２、Ｌｅｇ２’、Ｌｅｇ３、Ｌｅｇ４を構成し、Ｌｅｇ１、Ｌｅｇ２および第１のコンデンサＣｄを用いて直列コンバータ部ＳＣを構成し、Ｌｅｇ２’、Ｌｅｇ３および第１のコンデンサＣｄを用いて並列コンバータ部ＰＣを構成する電源補償装置３００を示す。ただし、図５の比較例において、スイッチ素子Ｓ２とＳ２’とが同時に同一のスイッチングをし、かつ、スイッチ素子Ｓ５とＳ５’とが同時に同一のスイッチングをする場合は、本発明の電源補償装置とみなすことができる。この場合を除き、比較例の図５は、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとにおいて、スイッチ回路が２つのコンバータ部にて完全に独立しており、図１と比較すれば、スイッチ回路Ｌｅｇ２を、Ｌｅｇ２とＬｅｇ２’の２つに置きかえた構成となっている。しかしながら図５の電源補償装置３００では、第１のコンデンサＣｄを直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとで共用にする必要があるため、スイッチ回路Ｌｅｇ２とＬｅｇ２’におけるスイッチ素子のオンオフ動作を同時にしなければ、Ｓ２’−Ｓ５間もしくは、Ｓ２−Ｓ５’間にて直流回路短絡を生じる問題点がある。このような直流回路短絡を防ぐ手法として、直列コンバータ部ＳＣや並列コンバータ部ＰＣと交流電源１の線路との間に変圧器ＴＲ１、ＴＲ２を挿入する手法が知られている。図５に変圧器ＴＲ１、ＴＲ２を挿入した図を図６に示す。この図６の構成が、一般に説明されるＵＰＦＣの単相模式図である。
一方、図１の電源補償装置１００では、第１のコンデンサＣｄが直列コンバータＳＣと並列コンバータＰＣとで共用であっても、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとでスイッチ回路Ｌｅｇ２が共用であるため、図５の回路で起こりうる直流回路短絡が生じない。よって、電源補償装置１００をＵＰＦＣに適用する際に変圧器を設置しなくて良い利点が生じる。変圧器の設置が不要であれば、コスト面にて有利であるとともに、特に、交流電源１と負荷２との間に直列に挿入する必要がある直列コンバータ部ＳＣにおいて変圧器ＴＲ１を設けなくてよい点が、変圧器を用いた場合に問題となる、「電流と磁束を軸にした場合の変圧器の使用範囲が線形範囲から外れた飽和領域に入ってしまう現象」、を考慮する必要がなくなる点で有利である。
【００３７】
（第３の実施の形態）
第１の実施の形態に示す電源補償装置１００において、電力変換回路１０は、端子Ｔ１と端子Ｔ３との間に、第２のリアクトル５を介して負荷２に並列接続された電圧源を発生させることもできることから、並列コンバータ部ＰＣを、スイッチ回路Ｌｅｇ１とＬｅｇ３と第１のコンデンサＣｄとが並列接続された部分にて構成することができる。このとき、直列コンバータ部ＳＣが出力する補償電圧を電圧源ｅｂとし、並列コンバータ部ＰＣが出力する補償電圧を電圧源ｅｃとしたときの等価回路を図７に示す。図７は、電圧源ｅｂが電圧源ｅｃよりも負荷２側に位置することが図２と異なる。しかしながら、図７は、電圧源ｅｂとｅｃを囲む点線の範囲が電力変換回路１０の出力を表現し、第１のリアクトル４と電圧源ｅｂとを囲む点線の範囲にて交流電源１から負荷２へ供給する電圧を安定させるための補償電圧を発生する点、第２のリアクトル５と電圧源ｅｃとを囲む点線の範囲にて交流電源１の電流波形歪みを抑制するための補償電流を発生する点が図２と同様であり、得られる効果が図２と同等である。なお、電力変換回路１０の制御は、コンバータ部とスイッチ回路の対応に応じて変更することにより、実施の形態１に記述した方法と同様の方法にて行うことができる。
【００３８】
（第４の実施の形態）
第１の実施の形態に示す電源補償装置１００において、コンデンサＣｄに並列に電流源ｉｐｖを接続することができる。電流源ｉｐｖを接続した主回路構成を図８に示す。
電流源ｉｐｖは、様々な様態により実現できるが、例えば、太陽電池、燃料電池、蓄電池、交流電源などの電圧を出力制御し、第１のコンデンサＣｄの端子電圧と一致させて電流源とすることができる。すなわち、太陽電池、燃料電池、蓄電池、交流電源などのエネルギー蓄積要素のエネルギーを、直流―直流変換手段もしくは直流―交流変換手段などの電力調整手段により、第１のコンデンサＣｄの電圧に一致するように制御した電流源ｉｐｖとして用いることができる。具体的に太陽電池を例にとると、太陽電池は、エネルギー変換効率の面から最適動作電圧が決まっており、その電圧が必ずしも第１のコンデンサＣｄの電圧が求める電圧と一致はしないため、直流―直流変換のチョッパ回路等を電力調整手段として用いて接続し制御する。燃料電池や蓄電池についても、自ら出力できる電圧の調整をするため、第１のコンデンサＣｄの電圧と一致させるために、電力調整手段としてチョッパ回路等を用いる。また、交流電源を接続する場合は、交流電源からから直流電源に変換する交流―直流変換の電力変換装置を電力調整手段として用いて、コンバータ動作により第１のコンデンサＣｄに接続する。
第４の実施の形態は、エネルギー蓄積要素のエネルギーを、第１のコンデンサＣｄの端子電圧と一致する電流源ｉｐｖとして用いることから、電流源ｉｐｖを実現するための電力調整手段の制御系を、エネルギー蓄積要素と第１のコンデンサＣｄとの間に組み入れるほかは、第１の実施の形態と同様の制御系にて実現できる。そして、電流源ｉｐｖのエネルギーは、並列に接続されている第１のコンデンサＣｄとともに、電力変換回路１０における電圧補償および電流補償に利用できる。また、交流電源１の電流の比較対象であり、一致させる目標値である基準電流波形の位相を調整することにより、電流源ｉｐｖのエネルギーは電力変換回路１０を介した、交流電源１や負荷２へのエネルギーの供給が可能である。
また、太陽電池や燃料電池等の、エネルギーを供給することしかできないエネルギー蓄積要素ではなく、蓄電池や交流電源等の、エネルギーの受取が可能なエネルギー蓄積要素を用いる場合、電力調整手段を双方向の電力授受が可能な手段とすることで、交流電源１のエネルギーに余裕がある時に、交流電源１のエネルギーを、エネルギー蓄積要素に供給することができる。すなわち、本電源補償装置を、電流波形制御機能および安定化電源機能を備えた系統連系インバータとして機能させることができる。
【００３９】
電源補償装置１００を用いて電流源ｉｐｖを接続した際の波形改善の様子を図９に視覚的に示す。比較として、電流源ｉｐｖを正弦波交流に変換して接続した際の波形を図１０に示す。図１０より、電流源ｉｐｖを正弦波交流にて連系した場合は、交流電源１の電流ｉａのリップルが解消されない。しかしながら、図９に示す電源補償装置１００を用いた連系では、交流電源１の電流ｉａを正弦波に近づけるような補償電流ｉｃとなるように、並列コンバータ部ＰＣを動作させるため、交流電源１の電流ｉａの波形を正弦波とすることができる。また、コンデンサＣｄの電圧は、図９、図１０ともに、第１の実施の形態と同じく電力変換回路の動作を安定させるために一定となるように制御する。
【００４０】
（第５の実施の形態）
三相電源において電源補償を行うために、第１の実施の形態に示す電源補償装置１００を三相線路の線間に接続するときの回路構成を図１１に示す。三相線路に電源補償装置１００が２つ接続される構成となる。図中、ｅｕは三相電源のＵ相の相電圧、ｅｖはＶ相の相電圧、ｅｗはＷ相の相電圧を示し、ｉｕはＵ相の相電流、ｉｖはＶ相の相電流、ｉｗはＷ相の相電流を示し、電流源ｉｕＯはＵ相に該当する負荷、電流源ｉｖＯはＶ相に該当する負荷、電流源ｉｗＯはＷ相に該当する負荷を示す。ｅＯｕｖは線路ＵＶ間の負荷端子電圧、ｅＯｗｖは線路ＷＶ間の負荷端子電圧を示す。図中において、一つ目の電源補償装置は、Ｕ相とＶ相を用いて接続され、直列コンバータ部ＳＣの接続側がＵ相となる。もう一つの電源補償装置は、Ｗ相とＶ相を用いて接続され、直列コンバータ部ＳＣの接続側がＷ相となる。すなわち、Ｖ相は、並列コンバータ部ＰＣに接続される第２のリアクトル５の他端が接続される共用線路となる。この時の等価回路を図１２に示す。図中、ｅｂｕはＵ相Ｖ相にわたり接続される電源補償装置１００の直列コンバータ部ＳＣにより出力する電圧であり、ｅｃｕｖは並列コンバータ部ＰＣにより出力する電圧である。同様に、Ｗ相Ｖ相にわたり接続される電源補償装置１００では、ｅｂｗが直列コンバータ部ＳＣによる出力であり、ｅｃｗｖが並列コンバータ部ＰＣによる出力電圧である。
この２つの電源補償装置１００は、ｅｂｕ、ｅｂｗの瞬時電圧の三相バランスを考慮して、それぞれの直列コンバータ部ＳＣを制御することにより、三相電源において、電源電圧の波形歪みを補償する。このとき、それぞれの電源補償装置における制御は、第１の実施の形態に示す制御と同様である。また、ｅｃｕｖ、ｅｃｗｖの瞬時電圧の三相バランスを考慮して、それぞれの並列コンバータ部を制御することにより、三相電源において、電源電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの波形歪みを補償する。
【００４１】
（第６の実施の形態）
第５の実施の形態のように、三相線路の線間に電源補償装置１００を接続して三相電源の電源補償を行う際、３つの線間それぞれに電源補償装置を接続することができる。この時の等価回路を図１３に示す。このとき、３つの電源補償装置１００は、ｅｂｕ、ｅｂｗ、ｅｂｖの瞬時電圧の三相バランスを考慮して、それぞれの直列コンバータ部ＳＣを制御する。また、ｅｃｕｖ、ｅｃｗｖ、ｅｃｗｕの瞬時電圧の三相バランスを考慮して、それぞれの並列コンバータ部を制御することにより、三相電源において、電源電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの波形歪みを補償する。それぞれの電源補償装置における制御は、電源補償装置を２つ用いるか３つ用いるかの違いのみで、第５の実施の形態に示す制御と同様である。
【００４２】
（第７の実施の形態）
第１の実施の形態における電源補償装置１００の動作に、ＰＷＭ制御を用いる実施の形態を図１４に示す。電源補償装置１００の電力変換回路にＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部５０は、直列コンバータ部ＳＣの制御を目的とした直列側制御部５１と並列コンバータ部ＰＣの制御を目的とした並列側制御部５２からの指令信号に基づき、三角波比較等を用いてスイッチング信号を演算して出力する。
【００４３】
直列側制御部５１は、負荷２の電圧値から波形歪み成分を抽出し、波形歪み成分を打消す電圧を直列コンバータ部ＳＣが出力するよう、ＰＷＭ制御部５０への制御指令を算出する。例えば、負荷２の端子電圧をＢＥＦ（Ｂａｎｄ Ｅｌｉｍｉｎａｔｅ Ｆｉｌｔｅｒ 帯域除去フィルタ）に通し、電圧歪み成分を抽出し、電圧歪み成分を取り除く帰還を行う。
【００４４】
並列側制御部５２は、第１のコンデンサＣｄから検出する電圧値をもとに、第１のコンデンサＣｄを所望の基準値に保つ帰還を行うとともに、交流電源１の電源電流を高調波の含まない基準電流波形と一致させる帰還を行うことにより、交流電源１の電源電流における高調波成分の補償を行う。例えば、高調波を含まない基準電流波形は、負荷２の電圧をＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ 帯域通過フィルタ）に通して得られた正弦波波形に、第１のコンデンサＣｄの電圧が一定となる振幅の定数を掛け合わせて算出する。また、高調波を含まない基準電流波形を決定する際、振幅を掛け合わせる前の正弦波波形は、関数発生器ＦＧ（Ｆｕｎｃｔｉｏｎ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）により生成してもよい。ただし、生成する正弦波の周波数は負荷２の電圧の基本波成分の周波数の同期信号５３を検出することにより、交流電源１の周波数と一致させる。また、高調波を含まない基準電流波形は、負荷２の電圧をＢＰＦに通して得られた正弦波波形の位相を調整せずに用いて算出するのであれば、負荷２の電圧の基本波成分と同じ位相となる。しかし、関数発生器ＦＧの正弦波波形やＢＰＦを通して得られた正弦波波形を、位相指令５４により位相調整すれば、任意の位相の基準電流波形を生成することができ、交流電源１の力率を調整できる。
【００４５】
（第８の実施の形態）
第７の実施に形態において、交流電源１と異なる電力源として、電流源ｉｐｖを電力変換回路１０の第１のコンデンサＣｄに並列接続する実施の形態を図１５に示す。電源補償装置１００は、電流源ｉｐｖの電圧がコンデンサＣｄと一致するため、図１４と同じ制御系にて電源補償を実現できる。すなわち、エネルギー蓄積要素を第１のコンデンサＣｄの電圧に合わせた電流源に変換することで、第７の実施の形態と同じ制御系にてエネルギー蓄積要素のエネルギーを利用した電源補償を実現できる。
【００４６】
（第９の実施の形態）
第８の実施の形態と異なり、電流源ｉｐｖではなく、定電圧源ｖｃを電力変換回路１０の第１のコンデンサＣｄに並列接続した際の実施の形態を図１６に示す。
並列側制御部５２において、第１のコンデンサＣｄから検出する電圧値をもとに第１のコンデンサＣｄを所望の基準値に保つ帰還を行うのに変えて、第１のコンデンサＣｄと定電圧源ｖｃとの間の電流の時間平均値を零に導く帰還を行う点が、第８の実施の形態と異なる。具体的には、並列側制御部５２において、基準電流波形を、負荷２の電圧の基本波成分と周波数が同じで高調波成分を含まない正弦波に、第１のコンデンサＣｄと定電圧源ｖｃとの間の電流の時間平均値を零に導く振幅の定数を掛け合わせることで算出する。このことにより、電力変換回路１０に接続するエネルギー源が電流源でなく定電圧源であっても、第１のコンデンサＣｄと定電圧源ｖｃとの電圧の違いを電力変換回路１０の動作にて解消し、第１のコンデンサＣｄの電圧を定電圧源ｖｃの電圧に合わせることで、他のエネルギー源を利用した電源補償を実現できる。ただし、接続する定電圧源の電圧値は、電源補償装置を設計する際の設計範囲内であることが条件である。すなわち、定電圧源の電圧値が設計範囲内であるときには、本実施の形態のより、第４の実施の形態に示す電力調整手段を設けることなく、エネルギー源を第１のコンデンサＣｄに接続することができる。具体的には、出力効率を向上できる太陽電池の動作電圧が設計範囲内であったり、燃料電池の出力電圧が設計範囲内であったときに、太陽電池や燃料電池の接続において装置構成を簡略化できる。
【００４７】
（第１０の実施の形態）
第１の実施の形態の電源補償装置を用いて、交流電源１を故障等の理由により切り離し、別の電源を生成する無停電電源装置を実現する。主回路構成は図１と同じであるが、制御系を無停電電源として機能させるために切り替える必要がある。また、第１のコンデンサＣｄは、交流電源１における電圧の瞬時的な低下の補償など、エネルギー消費が少ない場合は、第１のコンデンサＣｄの蓄電能力のみで対応できる可能性があるが、電流源や蓄電池を並列接続するなどして、他のエネルギー源によりエネルギーの供給を受けられる状態にて使用することが好ましい。
無停電電源装置の制御系を説明する図を、無停電補償のために生成する電源の半周期ごとに図１７および図１８に示す。図１７は、正の半周期にて電圧を生成させるためのスイッチングの説明図であり、図１８は、負の半周期にて電圧を生成させるためのスイッチングの説明図である。
図１７および図１８にて、電力変換回路１０のうち交流電源１側のスイッチ回路Ｌｅｇ１のスイッチ素子Ｓ１およびＳ２は、同時にオフとすることで、交流電源１と負荷２とを切り離す。このとき、物理的なスイッチと異なり、第１のリアクトルに蓄えられた転流エネルギーによるサージ電圧が発生しないとともに、スイッチの開放にかかる時間遅れが少ないことが利点である。
図１７においては、第１のコンデンサＣｄの両端の電圧を利用し、出力する電圧が正の半周期の期間は、スイッチ回路Ｌｅｇ２のスイッチ素子Ｓ２およびＳ５のうち、第１のコンデンサＣｄの正電圧側であるスイッチ素子Ｓ２をオン、他方のスイッチ素子Ｓ５をオフとする。この期間中、スイッチ回路Ｌｅｇ３のスイッチ素子Ｓ３およびＳ６のスイッチングの組み合わせにより、パルス状の正の電圧をスイッチ回路Ｌｅｇ２とＬｅｇ３との間に出力する。このパルス状の電圧出力をリアクトルにより平均すると半波の正弦波となるように、パルス幅を調整し、正の半周期の正弦波を実現する。
一方、図１８は、図１７の逆で、負の半波の正弦波を実現するため、負の半周期の期間は、スイッチ回路Ｌｅｇ２のスイッチ素子Ｓ２およびＳ５のうち、第１のコンデンサＣｄの正電圧側であるスイッチ素子Ｓ２をオフ、他方のスイッチ素子Ｓ５をオンに固定する。この期間中、スイッチ回路Ｌｅｇ３のスイッチ素子Ｓ３およびＳ６のスイッチングの組み合わせにより、パルス状の負の電圧をスイッチ回路Ｌｅｇ２とＬｅｇ３との間に出力することは図１７と同じである。この図１７と図１８とを交互に切り替えて、無停電電源を実現できる。
【００４８】
以下、実施の形態１、４、７および８に係る、交流電源１を流れる電流が負荷２の電圧の基本波成分と同相である場合の電源補償装置の実施例１を示す。
【００４９】
（実施例１）
図１９に、本発明の電源補償装置の制御ブロック図を示す。図にて、電力変換回路１０は、スイッチ回路Ｌｅｇ１がＰＷＭ信号７ａに対応し、スイッチ回路Ｌｅｇ２がＰＷＭ信号７ｂに対応し、スイッチ回路Ｌｅｇ３がＰＷＭ信号７ｃに対応する。ここで、スイッチ回路Ｌｅｇ１とスイッチ回路Ｌｅｇ２とが直列コンバータ部ＳＣの役割をし、スイッチ回路Ｌｅｇ２とスイッチ回路Ｌｅｇ３とが並列コンバータ部ＰＣの役割をする。すなわち、ＰＷＭ信号７ａおよび７ｂは、直列コンバータ部ＳＣのための信号となり、ＰＷＭ信号７ｂおよび７ｃは、並列コンバータ部ＰＣのための信号となる。すなわち、ＰＷＭ信号７ｂは、２つの要求を満たす値となる。
【００５０】
次に制御の流れを説明する。
まず、並列コンバータ部ＰＣにおいて共通でないスイッチ回路であるＬｅｇ３に与えるＰＷＭ信号７ｃは、電流検出器６０により検出する交流電源からの電流ｉａを基準電流波形ｉａ ＊と比較して偏差を求め、その偏差を比例Ｐや比例積分ＰＩの電流調節器６６に通すことにより三角波と比較する基準波を決定し、その基準波をコンパレータ６８ａにて三角波６７と比較することにより決定する。このとき、電流検出器６０からの電流ｉａの比較対象となる基準電流波形ｉａ ＊は、電圧検出器６１により検出する電力変換回路１０の直流側電圧Ｅｄを、一定値である基準電圧Ｅｄ ＊と比較して偏差を求め、求めた偏差を比例Ｐや比例積分ＰＩの電流調節器６３に通して振幅Ｉａ ＊とし、この振幅Ｉａ ＊を、負荷２の基本波成分の周波数、すなわち交流電源１の周波数と同期して歪みを含まない正弦波と掛け算器６５にて掛け合わせて決定する。この、交流電源１の周波数と同期して歪みを含まない正弦波は、図に示すように、電圧検出器６２により負荷電圧を検出して、その負荷電圧を帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６４を通すことにより得ることができるが、交流電源１の周波数と同期する同期信号を得て関数発生器で作成することもできる。
【００５１】
一方、並列コンバータ部ＰＣにおいて共通のスイッチ回路であるＬｅｇ２に与えるＰＷＭ信号７ｂは、直列コンバータ部ＳＣと並列コンバータ部ＰＣとの電圧分担を考慮し、端子Ｔ１−Ｔ２間とＴ２−Ｔ３間で所望の電圧分担となるように決定する。簡単には、端子Ｔ２を中性点として端子Ｔ１側と端子Ｔ３側への電圧分担を半々に振り分けて決定することができる。また、電圧分担は半々に限らず、電圧波形歪みが大きくない場合には、直列コンバータ部ＳＣ側（Ｔ１−Ｔ２間）での電圧割合を少なめにし、並列コンバータ部ＰＣ側（Ｔ２−Ｔ３間）での分担割合を大きくすることができる。例えば、端子Ｔ１−Ｔ２間とＴ２−Ｔ３間の電圧分担割合を２：８として、電力変換回路１０の直流側電圧が２００Ｖのときに、端子Ｔ１−Ｔ２間にて１０Ｖ前後の補償を行い、端子Ｔ２−Ｔ３間にて１５０Ｖ前後の補償を行うことが制御の自由度の確保の面で実用的と考える。
具体的には、図１９におけるＰＷＭ信号７ｂ用のコンパレータ６８ｂに、ＰＷＭ信号７ｃを求めるときにコンパレータ６８ａに入力した基準波をゲイン調節器６９にてゲイン調節した値を入力し、ＰＷＭ信号７ｂを決定する。例えば、ゲイン調節器６９を逆符号にて０．８倍となるように設定する。
【００５２】
また、直列コンバータ部ＳＣにおいて共通でないスイッチ回路であるＬｅｇ１に与えるＰＷＭ信号７ａは、電圧検出器６２により検出した負荷端子電圧ｅｏから抽出した電圧波形歪み成分をゲイン調節器７０に通過させ、その値にコンパレータ６８ｂへの入力である基準波を足しこみ、その足しこんだ値をコンパレータ６８ｃで三角波６７と比較することで決定する。このように、共通のスイッチ回路であるＬｅｇ２の電位を考慮して、スイッチ回路Ｌｅｇ１のためのＰＷＭ信号７ａを決定するため、端子Ｔ１−Ｔ２間にて電圧波形歪み成分を補償する電圧を発生することができる。なお、電圧検出器６２により検出した負荷端子電圧ｅｏから電圧波形歪み成分を抽出するには、図に示すように、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６４を通過した値を通過前の値から差し引くことで実現できる。また、ＢＥＦ（帯域除去フィルタ）を用いることもできる。
【００５３】
以下、実施例１（図１９）に係る電源補償装置の実験例１〜４について説明する。
【００５４】
［実験例１］
図１９の制御ブロック図にて、交流電源１の電圧ｅａが±１３０Ｖでピークカットされた周波数６０Ｈｚの歪み波電圧であるとき、負荷２として整流回路が接続されたときのシミュレーション結果を図２０に示す。ただし、負荷２は、交流インダクタンスが２ｍＨ、整流出力端の平滑コンデンサが２２００μＦ、直流負荷抵抗が５０Ωの整流回路による非線形負荷である。また、第１のリアクトル４は２ｍＨ（１．９％ ２００Ｗｂａｓｅ）、第２のリアクトル５は３ｍＨ、電力変換回路１０の直流側端子に接続される第１のコンデンサＣｄは５０００μＦ、第１のコンデンサＣｄの電圧基準値Ｅｄ ＊は１６０Ｖであり、フィルタとして用いられる第２のコンデンサ６は５０μＦ、第２のコンデンサ６に直列接続されるフィルタ抵抗７は５Ωである。図２０より、負荷２の電圧ｅＯは、直列コンバータ部ＳＣの動作電圧ｅｂにより正弦波出力が得られているとともに、交流電源電流ｉａは並列コンバータ部ＰＣの出力電流ｉｃにより、正弦波に制御されていることが確認できる。
比較として、図２１に、同条件にて無制御の場合のシミュレーション波形を示す。図２１より、負荷２の電圧ｅＯは、交流電源１の電圧の歪ｅａに加え、非線形負荷電流ｉＯにより大きく歪んでいることが確認できる。
【００５５】
［実験例２］
図１９の制御ブロック図にて、負荷２として、線形負荷を接続したときのシミュレーション結果を図２２に示す。ただし、線形負荷は、抵抗２０Ω、インダクタ４０ｍＨの遅れ負荷であり、交流電源１の電圧は、波形歪を含まない実効値が１００Ｖ、周波数６０Ｈｚの正弦波である。図２２より、並列コンバータ部ＰＣによる電流ｉｃにより、電源電流ｉａが負荷２の電圧ｅｏと同相になり、第１のリアクトル４における無効電流の影響を除けば交流電源１の電圧のｅａとほぼ同相になっていることがわかる。これにより、ほぼ力率１の無効電流補償動作が確認できる。
【００５６】
［実験例３］
図１９の制御ブロック図を用いて、電力変換回路１０の直流側端子に太陽電池を接続するシミュレーション結果を図２３に示す。ただし、太陽電池は、直流側の開放電圧が２００Ｖ、内部直列抵抗が８Ωの直流電源と仮定した。図より、交流電源１の電圧ｅａが歪み、負荷２の電流ｉＯが歪んでいるにも関わらず、負荷２の電圧ｅＯが正弦波に、また、交流電源１の電流ｉａについても正弦波に制御されている。加え、電流ｉａは電圧ｅａと逆相であり、正弦波電流がほぼ力率１で交流電源１に送出されていることを確認できる。
また、比較として、電源品質補償動作を行わずに通常の系統連系インバータとして機能させたときのシミュレーション結果を図２４に示す。通常の系統連系動作のみでは、交流負荷２の電圧ｅｏと交流電源１の電流ｉａ共に、大きな波形歪みを生じることがわかる。
【００５７】
［実験例４］
実験例１と類似の条件にて、電源品質の補償動作を実験にて確認した結果を図２５に示す。ただし、第２のリアクトル５は０．５ｍＨ、電力変換回路の直流側端子に接続される第１のコンデンサＣｄは３１４０μＦ、電力変換回路の動作周波数は２０ｋＨｚであり、フィルタとして用いられる第２のコンデンサ６が２０μＦ，第２のコンデンサ６に直列接続されるフィルタ抵抗７が３Ωである点が異なる。図より、負荷２の電圧ｅＯおよび交流電源１の電流ｉａは正弦波に波形制御されていることが確認できる。
比較として、図２６に、同条件にて無制御とした場合の実験結果を示す。図２６より、負荷２の電圧ｅＯおよび交流電源１の電流ｉａが大きく歪むことがわかる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明の電源補償装置は、電源電圧波形の補償をしたり、系統に対して好ましい電流波形や力率に調整したりする装置に適しており、また、燃料電池や太陽光発電、風力発電等の電力会社外から供給される電力を電力会社の系統に接続する際に使用する装置として適している。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】第１の実施の形態に係る電源補償装置の主回路構成。
【図２】第１の実施の形態に係る電源補償装置の等価回路。
【図３】第１の実施の形態に係る電源補償装置の波形改善の様子。
【図４】第１の実施の形態の比較例の波形の様子。
【図５】第２の実施の形態に係る電源補償装置の比較例の主回路構成。
【図６】第２の実施の形態の比較例に変圧器を追加した他の比較例。
【図７】第３の実施の形態に係る電源補償装置の等価回路。
【図８】第４の実施の形態に係る電源補償装置の主回路構成。
【図９】第４の実施の形態に係る電源補償装置の波形改善の様子。
【図１０】第４の実施の形態の比較例の波形の様子。
【図１１】第５の実施の形態に係る電源補償設備の回路構成。
【図１２】第５の実施の形態に係る電源補償設備の等価回路。
【図１３】第６の実施の形態に係る電源補償設備の等価回路。
【図１４】第７の実施の形態に係る電源補償装置の制御図。
【図１５】第８の実施の形態に係る電源補償装置の制御図。
【図１６】第９の実施の形態に係る電源補償装置の制御図。
【図１７】第１０の実施の形態に係る無停電電源装置の動作説明図。
【図１８】第１０の実施の形態に係る無停電電源装置の動作説明図。
【図１９】本発明の実施例１に係る制御ブロック図である。
【図２０】本発明の実験例１に係るシミュレーション結果の動作波形である。
【図２１】本発明の実験例１の比較となるシミュレーション結果の動作波形である。
【図２２】本発明の実験例２に係るシミュレーション結果の動作波形である。
【図２３】本発明の実験例３に係るシミュレーション結果の動作波形である。
【図２４】本発明の実験例３の比較となるシミュレーション結果の動作波形である。
【図２５】本発明の実験例４に係る実験結果の動作波形である。
【図２６】本発明の実験例４の比較となる実験結果の動作波形である。
【図２７】（ａ）従来の安定化電源装置を説明する等価回路、（ｂ）従来の系統連系インバータや無停電電源を説明する等価回路、（ｃ）特許文献１に記載の安定化電源装置の回路図、（ｄ）特許文献１に記載の安定化電源装置の等価回路。
【符号の説明】
【００６０】
１ 交流電源
２ 負荷
３ 補償電圧源
４ 第１のリアクトル
５ 第２のリアクトル
６ 電流源
７ａ ＰＷＭ信号、７ｂ ＰＷＭ信号、７ｃ ＰＷＭ信号
１０ 電力変換回路
５０ ＰＷＭ制御部
５１ 直列側制御部
５２ 並列側制御部
５３ 周波数の同期信号
５４ 位相指令
６０ 電流検出器
６１ 電圧検出器
６２ 電圧検出器
６３ 電流調節器
６４ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
６５ かけ算器
６６ 電流調節器
６７ 三角波
６８ａ コンパレータ、６８ｂ コンパレータ、６８ｃ コンパレータ
６９ ゲイン調節器
７０ ゲイン調節器
１００ 電源補償装置
３００ 電源補償装置（比較例）
Ｃｄ 第１のコンデンサ
ＦＧ 関数発生器
Ｌｅｇ１ スイッチ回路、Ｌｅｇ２ スイッチ回路、Ｌｅｇ３ スイッチ回路
Ｌｅｇ２’ スイッチ回路
ＰＣ 並列コンバータ部
ＳＣ 直列コンバータ部
Ｓ１ 逆導通機能を持つスイッチング素子、Ｓ２ 逆導通機能を持つスイッチング素子
Ｓ３ 逆導通機能を持つスイッチング素子、Ｓ４ 逆導通機能を持つスイッチング素子
Ｓ５ 逆導通機能を持つスイッチング素子、Ｓ６ 逆導通機能を持つスイッチング素子
Ｓ２’ 逆導通機能を持つスイッチング素子、Ｓ５’ 逆導通機能を持つスイッチング素子
Ｔ１ 端子、Ｔ２ 端子、Ｔ３ 端子
ＴＲ１ 変圧器、ＴＲ２ 変圧器
ｉｐｖ 電流源
ｖｃ 定電圧源
ｅａ 交流電源１の電圧波形
ｅｂ 直列コンバータ部ＳＣによる電圧波形
ｅｃ 電圧源
ｅｏ 負荷２の電圧波形
ｉａ 交流電源１を流れる電流波形
ｉｃ 並列コンバータ部ＰＣの動作により実現される電流波形
ｉＬ 負荷２を流れる電流波形
Ｅｄ 直流側電圧
Ｅｄ＊ 基準電圧
ｉａ＊ 基準電流波形
Ｉａ＊ 振幅
ｉｕ Ｕ相の相電流、ｉｖ Ｖ相の相電流、ｉｗ Ｗ相の相電流
ｉｕｏ Ｕ相の負荷電流、ｉｖｏ Ｖ相の負荷電流、ｉｗｏ Ｗ相の負荷電流
ｅｕ Ｕ相の相電圧、ｅｖ Ｖ相の相電圧、ｅｗ Ｗ相の相電圧
ｅｏｕｖ 線路ＵＶ間の負荷端子電圧、ｅｏｗｖ 線路ＷＶ間の負荷端子電圧
ｅｂｕ Ｕ相Ｖ相に渡り接続される電源補償装置の直列コンバータ部ＳＣの出力電圧
ｅｃｕｖ Ｕ相Ｖ相に渡り接続される電源補償装置の並列コンバータ部ＰＣの出力電圧
ｅｂｗ Ｗ相Ｖ相に渡り接続される電源補償装置の直列コンバータ部ＳＣの出力電圧
ｅｃｗｖ Ｗ相Ｖ相に渡り接続される電源補償装置の並列コンバータ部ＰＣの出力電圧
ｅｃｗｕ Ｗ相Ｕ相に渡り接続される電源補償装置の並列コンバータ部ＰＣの出力電圧
Claims (6)
- 逆導通機能を持つスイッチ素子を２つ直列に接続するスイッチ回路をレグとすると、３つのレグと第１のコンデンサとが並列接続されてなる電力変換回路を交流電源と負荷との間に接続し、該交流電源を補償する電源補償装置において、
前記電力変換回路は、
２つのレグを用いて構成され、前記交流電源と前記負荷との間に第１のリアクトルを介して直列に接続される直列コンバータ部と、
２つのレグを用いて構成され、前記負荷に並列に第２のリアクトルを介して接続される並列コンバータ部と、を含み、
前記直列コンバータ部および前記並列コンバータ部を構成するレグのうち１つのレグが前記直列コンバータ部と前記並列コンバータ部とで共通であり、
前記直列コンバータ部は、
出力する電圧が、前記第１のリアクトルの電圧降下と合わせて前記交流電源の電圧の大きさまたは電圧波形歪みを補償する電圧となるように制御されており、
前記並列コンバータ部は、
出力する電圧が、前記第２のリアクトルの電圧降下と合わせて前記交流電源の電圧の大きさまたは電流波形歪みを補償する電圧となるように制御されており、
前記第１のコンデンサと並列に、電圧が一定である定電圧源が接続されており、
前記直列コンバータ部から出力される電圧は、
前記負荷の端子電圧に含まれる電圧波形歪みに基づいて制御されており、
前記並列コンバータ部から出力される電圧は、
前記交流電源の周波数と同一の周波数を有しかつ前記第１のコンデンサと前記定電圧源との間に流れる電流の時間平均値を零にし得る振幅に調整された基準電流波形と、前記交流電源の電流波形とに基づいて制御されている
ことを特徴とする電源補償装置。 - 請求項１に記載の電源補償装置において、
前記並列コンバータ部から出力される電圧および前記第２のリアクトルの電圧降下によって、前記交流電源の電流位相が調整される
ことを特徴とする電源補償装置。 - 請求項１または請求項２に記載の電源補償装置において、
エネルギー蓄積要素と、
該エネルギー蓄積要素に蓄積されているエネルギーを、前記第１のコンデンサの端子電圧に合わせた直流電力に調整して該第１のコンデンサに供給する電力調整手段とを備えている
ことを特徴とする電源補償装置。 - 少なくとも２つの請求項１、請求項２、または請求項３に記載の電源補償装置が、三相線路における２線路間に接続されており、
各電源補償装置は、
他の電源補償装置に対して、接続された２線路のうちいずれか一方の線路が異なるように配設されている
ことを特徴とする電源補償設備。 - 請求項１、請求項２、または請求項３に記載の電源補償装置を用いる無停電電源装置であって、
前記直列コンバータ部のレグのうち、交流電源側のレグの２つのスイッチ素子を同時にオフにして、前記交流電源と前記負荷とを切り離し、
残る２つのレグにおけるスイッチ素子のオンオフ制御によって前記負荷端子に交流電圧を発生させる際、
前記直列コンバータ部のレグのうち、前記負荷に接続されるレグは、
前記負荷端子にて発生させる交流電圧の周期のうち正の半周期の期間において、
第１のコンデンサの正電圧の端子側のスイッチ素子がオンに、他方のスイッチ素子がオフに制御され、
前記負荷端子にて発生させる交流電圧の周期のうち負の半周期の期間において、
第１のコンデンサの正電圧の端子側のスイッチ素子がオフに、他方のスイッチ素子がオンに制御される
ことを特徴とする無停電電源装置。 - 少なくとも２つの請求項５に記載の無停電電源装置が、三相線路における２線路間に接続されており、
各無停電電源装置は、
他の無停電電源装置に対して、接続された２線路のうちいずれか一方の線路が異なるように配設されている
ことを特徴とする無停電電源設備。
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