JPH0779531A - アクティブフィルタ装置 - Google Patents
アクティブフィルタ装置Info
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- JPH0779531A JPH0779531A JP5222415A JP22241593A JPH0779531A JP H0779531 A JPH0779531 A JP H0779531A JP 5222415 A JP5222415 A JP 5222415A JP 22241593 A JP22241593 A JP 22241593A JP H0779531 A JPH0779531 A JP H0779531A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
- H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
- H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
- H02J3/1842—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control wherein at least one reactive element is actively controlled by a bridge converter, e.g. active filters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/20—Active power filtering [APF]
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 補償対象負荷が容量性負荷をもつ場合でも、
パッシブフィルタを用いずに高調波成分を安定に抑圧で
き、構成が簡単で、安価なアクティブフィルタ装置を得
る。 【構成】 負荷電流の高調波成分を検出し、この高調波
を補償するための補償電流基準を求める補償電流基準検
出回路１０を、基本波に対して位相補償を行いつつ基本
波の補償電流基準ＩL1'を求める第１の補償電流基準検
出手段１０ｐ１と、第ｎ次の高調波に対して位相補償を
行いつつ第ｎ次の高調波の補償電流基準ＩLn'を求める
第２の補償電流基準検出手段１０ｐｎと、上記基本波の
補償電流基準ＩL1'と上記第ｎ次の高調波の補償電流基
準ＩLn'とを合成し、補償電流基準ＩC＊を求める合成手
段２１とから構成し、各高調波成分ごとに位相補償・制
御するので、反共振点に対しても、安定に制御できる。
パッシブフィルタを用いずに高調波成分を安定に抑圧で
き、構成が簡単で、安価なアクティブフィルタ装置を得
る。 【構成】 負荷電流の高調波成分を検出し、この高調波
を補償するための補償電流基準を求める補償電流基準検
出回路１０を、基本波に対して位相補償を行いつつ基本
波の補償電流基準ＩL1'を求める第１の補償電流基準検
出手段１０ｐ１と、第ｎ次の高調波に対して位相補償を
行いつつ第ｎ次の高調波の補償電流基準ＩLn'を求める
第２の補償電流基準検出手段１０ｐｎと、上記基本波の
補償電流基準ＩL1'と上記第ｎ次の高調波の補償電流基
準ＩLn'とを合成し、補償電流基準ＩC＊を求める合成手
段２１とから構成し、各高調波成分ごとに位相補償・制
御するので、反共振点に対しても、安定に制御できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電源系統の高調波電
流成分を抑制するためのアクティブフィルタ装置に関す
るものである。
流成分を抑制するためのアクティブフィルタ装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は、三菱電機技報vol.62.No6.1988
p15〜p20に開示されたこの種の従来のアクティブフィル
タ装置の構成及び制御対象の電源系統との接続を示す回
路図である。図２において、１は補償対象負荷２に対し
て電源を供給する系統電源、２は系統電源１に接続され
た補償対象負荷であり、インバータ等の高調波を発生す
る高調波源３と進相コンデンサ等の容量性負荷４とから
なっている。５ａは補償対象負荷２に流入する負荷電流
ＩLを検出する電流変成器、６は電流変成器５ａの出力
をもとに負荷電流ＩLの高調波電流成分と同一の補償電
流ＩCを出力するアクティブフィルタ装置である。
p15〜p20に開示されたこの種の従来のアクティブフィル
タ装置の構成及び制御対象の電源系統との接続を示す回
路図である。図２において、１は補償対象負荷２に対し
て電源を供給する系統電源、２は系統電源１に接続され
た補償対象負荷であり、インバータ等の高調波を発生す
る高調波源３と進相コンデンサ等の容量性負荷４とから
なっている。５ａは補償対象負荷２に流入する負荷電流
ＩLを検出する電流変成器、６は電流変成器５ａの出力
をもとに負荷電流ＩLの高調波電流成分と同一の補償電
流ＩCを出力するアクティブフィルタ装置である。
【０００３】アクティブフィルタ装置６は、図２の一点
鎖線の枠内の要素から構成されている。同図の上記枠内
において、５ｂは補償電流ＩCからその成分を検出する
電流変成器、７は系統電源１と補償対象負荷２とからな
る電源系統から補償電流ＩCを流入させるインバータ変
圧器、８は複数台のインバータユニットより構成され、
インバータ変圧器７を駆動し直流電圧源用コンデンサ９
に充電された直流電圧を交流電圧に変換する自励式イン
バータ、１０は負荷電流ＩLに基づき補償電流基準ＩC＊
を検出する電流検出回路（詳細については後述する）、
１１は補償電流基準ＩC＊と電流変成器５ｂの出力ＩC−
との差ΔＩを求める加減算器、１２は上記ΔＩ及びコン
デンサ電圧制御回路１３の出力に基づき電圧基準Ｖ＊を
算出する電流制御回路、１３は直流電圧源用コンデンサ
９の電圧を制御するコンデンサ電圧制御回路、１４は電
流制御回路１２の出力に基づき自励式インバータ８を駆
動するＰＷＭ（Pulse Width Modulation)制御回路であ
る。
鎖線の枠内の要素から構成されている。同図の上記枠内
において、５ｂは補償電流ＩCからその成分を検出する
電流変成器、７は系統電源１と補償対象負荷２とからな
る電源系統から補償電流ＩCを流入させるインバータ変
圧器、８は複数台のインバータユニットより構成され、
インバータ変圧器７を駆動し直流電圧源用コンデンサ９
に充電された直流電圧を交流電圧に変換する自励式イン
バータ、１０は負荷電流ＩLに基づき補償電流基準ＩC＊
を検出する電流検出回路（詳細については後述する）、
１１は補償電流基準ＩC＊と電流変成器５ｂの出力ＩC−
との差ΔＩを求める加減算器、１２は上記ΔＩ及びコン
デンサ電圧制御回路１３の出力に基づき電圧基準Ｖ＊を
算出する電流制御回路、１３は直流電圧源用コンデンサ
９の電圧を制御するコンデンサ電圧制御回路、１４は電
流制御回路１２の出力に基づき自励式インバータ８を駆
動するＰＷＭ（Pulse Width Modulation)制御回路であ
る。
【０００４】また、上記電流検出回路１０は、図２の点
線の枠内の要素から構成されている。同図の上記枠内に
おいて、１０ａは系統電源に同期した角速度θ（基本波
の周波数）を検出するためのＰＬＬ回路、１０ｂは電流
変成器５により検出した３相信号（ｉLa，ｉLb，ｉLc）
を角速度θに基づき、交流成分を直流成分の２相信号
（ｉd，ｉq）に変換する３φ／２φ変換回路、１０ｃは
３φ／２φ変換回路１０ｂの出力の２相信号（ｉd，
ｉq）を平滑化するフィルタ回路、１０ｄはフィルタ回
路１０ｃにより平滑化された２相信号（ｉd，ｉq）を角
速度θに基づき３相信号に変換し、補償電流基準ＩC＊
として出力する２φ／３φ変換回路１０ｄである。な
お、図中で信号線に表された数字（３）は、３相信号の
信号線であることを示す。
線の枠内の要素から構成されている。同図の上記枠内に
おいて、１０ａは系統電源に同期した角速度θ（基本波
の周波数）を検出するためのＰＬＬ回路、１０ｂは電流
変成器５により検出した３相信号（ｉLa，ｉLb，ｉLc）
を角速度θに基づき、交流成分を直流成分の２相信号
（ｉd，ｉq）に変換する３φ／２φ変換回路、１０ｃは
３φ／２φ変換回路１０ｂの出力の２相信号（ｉd，
ｉq）を平滑化するフィルタ回路、１０ｄはフィルタ回
路１０ｃにより平滑化された２相信号（ｉd，ｉq）を角
速度θに基づき３相信号に変換し、補償電流基準ＩC＊
として出力する２φ／３φ変換回路１０ｄである。な
お、図中で信号線に表された数字（３）は、３相信号の
信号線であることを示す。
【０００５】次に動作について説明する。アクティブフ
ィルタ装置６は、補償対象負荷２に対し並列に接続さ
れ、負荷電流ＩLに含まれる高調波無効電流などの障害
電流成分を検出し、これと逆位相の補償電流ＩCをアク
ティブフィルタ装置６に流すことにより、電源側の障害
電流成分を相殺するように作用する。系統電源１から補
償対象負荷２に対して負荷電流ＩLが供給されている場
合において、まず、電流変成器５が、この負荷電流ＩL
を検出し、電流検出回路１０に供給する。電流検出回路
１０は、負荷電流ＩLに基づき、これを補償する電流、
つまり補償電流基準ＩC＊を決定する（詳細は後述す
る）。この補償電流基準ＩC＊とインバータ変圧器７に
流入する電流ＩC（補償電流）の成分ＩC−との差ΔＩ
を、加減算器１１により求め、電流制御回路１２に出力
する。電流制御回路１２は、このΔＩとコンデンサ電圧
制御回路１３の出力とに基づき、電圧基準Ｖ＊を算出す
る。ＰＷＭ制御回路１４は、電圧基準Ｖ＊とこれをパル
ス幅変調（ＰＷＭ）するための三角波搬送信号とを比較
し、変調することにより、ΔＩが小さくなるように自励
式インバータ８を構成するインバータユニットを駆動
し、その出力電圧を制御する。ここで、三角波搬送信号
を用いて変調することにより、インバータユニットの出
力波形（平均）が正弦波になる。
ィルタ装置６は、補償対象負荷２に対し並列に接続さ
れ、負荷電流ＩLに含まれる高調波無効電流などの障害
電流成分を検出し、これと逆位相の補償電流ＩCをアク
ティブフィルタ装置６に流すことにより、電源側の障害
電流成分を相殺するように作用する。系統電源１から補
償対象負荷２に対して負荷電流ＩLが供給されている場
合において、まず、電流変成器５が、この負荷電流ＩL
を検出し、電流検出回路１０に供給する。電流検出回路
１０は、負荷電流ＩLに基づき、これを補償する電流、
つまり補償電流基準ＩC＊を決定する（詳細は後述す
る）。この補償電流基準ＩC＊とインバータ変圧器７に
流入する電流ＩC（補償電流）の成分ＩC−との差ΔＩ
を、加減算器１１により求め、電流制御回路１２に出力
する。電流制御回路１２は、このΔＩとコンデンサ電圧
制御回路１３の出力とに基づき、電圧基準Ｖ＊を算出す
る。ＰＷＭ制御回路１４は、電圧基準Ｖ＊とこれをパル
ス幅変調（ＰＷＭ）するための三角波搬送信号とを比較
し、変調することにより、ΔＩが小さくなるように自励
式インバータ８を構成するインバータユニットを駆動
し、その出力電圧を制御する。ここで、三角波搬送信号
を用いて変調することにより、インバータユニットの出
力波形（平均）が正弦波になる。
【０００６】アクティブフィルタ装置の中心部である自
励式インバータ８は、複数台のインバータユニットから
構成されており、それぞれのユニットはインバータ変圧
器７を介して直列に接続されている。各インバータユニ
ットはＰＷＭ制御回路１４により制御され、インバータ
変圧器７に対して補償電流ＩCを流すのに必要な電圧を
発生させる。このように、インバータ８は直流電圧源用
コンデンサ９に充電された直流電圧を交流電圧に変換す
る役割を果たしており、交流電圧ＥIを発生する電圧源
となる。
励式インバータ８は、複数台のインバータユニットから
構成されており、それぞれのユニットはインバータ変圧
器７を介して直列に接続されている。各インバータユニ
ットはＰＷＭ制御回路１４により制御され、インバータ
変圧器７に対して補償電流ＩCを流すのに必要な電圧を
発生させる。このように、インバータ８は直流電圧源用
コンデンサ９に充電された直流電圧を交流電圧に変換す
る役割を果たしており、交流電圧ＥIを発生する電圧源
となる。
【０００７】ところで、電流検出回路１０は負荷電流Ｉ
Lから補償電流を決定する回路、つまり補償電流基準ＩC
＊を検出する回路である。次に、その動作を詳細に説明
する。ＰＬＬ回路１０ａは、系統電圧に同期した角速度
θ（基本波の周波数）を検出する。３φ／２φ変換回路
１０ｂは、電流変成器５により検出した負荷電流Ｉ
Lを、角速度θに基づきｄｑ座標系の２相信号（ｉd，ｉ
q）に変換する。 id=(2/3)[iLasinθ+iLbsin{θ-(2/3)π}+iLcsin{θ-(4/
3)π}] iq=(2/3)[iLacosθ+iLbcos{θ-(2/3)π}+iLccos{θ-(4/
3)π}] ｄは基準となるθとの位相差成分を意味し、ｑはθとの
同相成分を意味する。
Lから補償電流を決定する回路、つまり補償電流基準ＩC
＊を検出する回路である。次に、その動作を詳細に説明
する。ＰＬＬ回路１０ａは、系統電圧に同期した角速度
θ（基本波の周波数）を検出する。３φ／２φ変換回路
１０ｂは、電流変成器５により検出した負荷電流Ｉ
Lを、角速度θに基づきｄｑ座標系の２相信号（ｉd，ｉ
q）に変換する。 id=(2/3)[iLasinθ+iLbsin{θ-(2/3)π}+iLcsin{θ-(4/
3)π}] iq=(2/3)[iLacosθ+iLbcos{θ-(2/3)π}+iLccos{θ-(4/
3)π}] ｄは基準となるθとの位相差成分を意味し、ｑはθとの
同相成分を意味する。
【０００８】ここで、ｄｑ変換は、角速度θの直流成分
を求めるものである。すなわち、上記の式は、３相交流
を各交流成分に分解し２相交流に変換し、さらに角速度
θに基づき静止座標を回転座標に変換するものである。
これを、図４を用いて説明する。同図(a)に示す３相固
定座標ｕｖｗにおける３相交流ｉ（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）
は、同図(b)に示す２相固定座標αβにおける２相交流
ｉ（ｉα，ｉβ）に変換される。この２相固定座標αβ
では、２相交流ｉは回転している。そこで、２相固定座
標αβを、同図(c)に示す２相回転座標ｄｑに変換する
ことにより、２相交流ｉを２相座標ｄｑにおいて静止さ
せることができる。つまり、ｉｄ、ｉｑは直流である。
なお、同様にして角速度ｎθについても、その直流成分
を求めることができる。
を求めるものである。すなわち、上記の式は、３相交流
を各交流成分に分解し２相交流に変換し、さらに角速度
θに基づき静止座標を回転座標に変換するものである。
これを、図４を用いて説明する。同図(a)に示す３相固
定座標ｕｖｗにおける３相交流ｉ（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）
は、同図(b)に示す２相固定座標αβにおける２相交流
ｉ（ｉα，ｉβ）に変換される。この２相固定座標αβ
では、２相交流ｉは回転している。そこで、２相固定座
標αβを、同図(c)に示す２相回転座標ｄｑに変換する
ことにより、２相交流ｉを２相座標ｄｑにおいて静止さ
せることができる。つまり、ｉｄ、ｉｑは直流である。
なお、同様にして角速度ｎθについても、その直流成分
を求めることができる。
【０００９】３φ／２φ変換回路１０ｂの出力ｉd、ｉq
のうち、ｉdは角速度θの信号に対する位相差に対応す
る。一方、ｉqは同相成分に対応する。このとき、回転
座標変換の基準となるθとベクトル（ｉd，ｉq）の位相
差をφとすると、図５に示すようになる。
のうち、ｉdは角速度θの信号に対する位相差に対応す
る。一方、ｉqは同相成分に対応する。このとき、回転
座標変換の基準となるθとベクトル（ｉd，ｉq）の位相
差をφとすると、図５に示すようになる。
【００１０】フィルタ１０ｃは、この２相信号（ｉd，
ｉq）を平滑化する回路であり、ハイパスフィルタ（Ｈ
ＰＦ）を用いることにより基本波以外の高調波成分ｉd
を抽出することができる。そして、フィルタ１０ｃの出
力と角速度θに基づき２φ／３φ変換回路１０ｄが３相
信号に変換する。 ｉca*＝id・cosθ+iq・sinθ ｉcb*＝id・cos(θ-2/3π)+iq・sin(θ-2/3π) ｉcc*＝id・cos(θ-4/3π)+iq・sin(θ-4/3π) このようにして、電流検出回路１０は補償電流基準ＩC*
（高調波成分に対する補償量）を出力する。この補償電
流基準ＩC*に基づき補償電流ＩCを発生させる。
ｉq）を平滑化する回路であり、ハイパスフィルタ（Ｈ
ＰＦ）を用いることにより基本波以外の高調波成分ｉd
を抽出することができる。そして、フィルタ１０ｃの出
力と角速度θに基づき２φ／３φ変換回路１０ｄが３相
信号に変換する。 ｉca*＝id・cosθ+iq・sinθ ｉcb*＝id・cos(θ-2/3π)+iq・sin(θ-2/3π) ｉcc*＝id・cos(θ-4/3π)+iq・sin(θ-4/3π) このようにして、電流検出回路１０は補償電流基準ＩC*
（高調波成分に対する補償量）を出力する。この補償電
流基準ＩC*に基づき補償電流ＩCを発生させる。
【００１１】次に、具体的な波形を例にとって説明す
る。図３は、整流器負荷を想定した場合の動作波形であ
る。図３(a)に示す負荷電流ＩLは、電流変成器５により
検出される。ところで、負荷電流ＩLは、基本波成分Ｉ1
（図の点線波形）と高調波成分（図の斜線部）に分離で
き、高調波成分は図３(b)に示す波形ＩHとなる。アクテ
ィブフィルタ６はこの高調波成分ＩHを除去するため、
電流検出回路１０により高調波成分ＩHを検出し（補償
電流基準ＩC*）、高調波成分ＩHと逆位相の図３(c)の電
流ＩCを、電源系統から流入させるように自励式インバ
ータ８を動作させる。このことにより、電流ＩHは電流
ＩCにより相殺され、電源側では図３(d)に示すように基
本波成分のみの正弦波電流ＩSとなる。
る。図３は、整流器負荷を想定した場合の動作波形であ
る。図３(a)に示す負荷電流ＩLは、電流変成器５により
検出される。ところで、負荷電流ＩLは、基本波成分Ｉ1
（図の点線波形）と高調波成分（図の斜線部）に分離で
き、高調波成分は図３(b)に示す波形ＩHとなる。アクテ
ィブフィルタ６はこの高調波成分ＩHを除去するため、
電流検出回路１０により高調波成分ＩHを検出し（補償
電流基準ＩC*）、高調波成分ＩHと逆位相の図３(c)の電
流ＩCを、電源系統から流入させるように自励式インバ
ータ８を動作させる。このことにより、電流ＩHは電流
ＩCにより相殺され、電源側では図３(d)に示すように基
本波成分のみの正弦波電流ＩSとなる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来のアクティブフィ
ルタ装置は、以上のように構成されており、基本波以外
の高調波を除去することができる。しかし、高次の高調
波に対しては、アクティブフィルタ装置６の制御系の無
駄時間により位相余裕がなくなり、制御が不安定になる
ことがあった。
ルタ装置は、以上のように構成されており、基本波以外
の高調波を除去することができる。しかし、高次の高調
波に対しては、アクティブフィルタ装置６の制御系の無
駄時間により位相余裕がなくなり、制御が不安定になる
ことがあった。
【００１３】また、図２に示すように、補償対象負荷２
に容量性負荷４が含まれている場合、これと電源側リア
クタンスとの間に反共振（並列共振）が生じ、そのため
高調波拡大可能性（負荷電流に含まれる反共振角周波数
成分に対し、アクティブフィルタ装置が補償を行おうと
して、制御系が不安定になること）があった。つまり、
アクティブフィルタ装置６が、前記反共振点の高調波を
補償する場合、反共振点において位相が急激に変化する
こと及びアクティブフィルタ装置６の制御系に無駄時間
があることにより位相余裕がなくなり、制御が発散し、
運転できなかった。
に容量性負荷４が含まれている場合、これと電源側リア
クタンスとの間に反共振（並列共振）が生じ、そのため
高調波拡大可能性（負荷電流に含まれる反共振角周波数
成分に対し、アクティブフィルタ装置が補償を行おうと
して、制御系が不安定になること）があった。つまり、
アクティブフィルタ装置６が、前記反共振点の高調波を
補償する場合、反共振点において位相が急激に変化する
こと及びアクティブフィルタ装置６の制御系に無駄時間
があることにより位相余裕がなくなり、制御が発散し、
運転できなかった。
【００１４】したがって、反共振周波数近傍等の高次の
高調波電流に対し、アクティブフィルタ装置によらず、
パッシブフィルタを用いることなどにより、これを吸収
する必要があり、アクティブフィルタ装置とパッシブフ
ィルタとの組み合わせによるシステム構成となり、装置
が高価になるなどの問題点があった。
高調波電流に対し、アクティブフィルタ装置によらず、
パッシブフィルタを用いることなどにより、これを吸収
する必要があり、アクティブフィルタ装置とパッシブフ
ィルタとの組み合わせによるシステム構成となり、装置
が高価になるなどの問題点があった。
【００１５】この発明は、以上のような問題点を解消す
るためになされたもので、基本波を含む任意の高調波成
分について補償電流基準を求め、制御することにより、
高次の高調波に対して安定に制御可能であり、さらに、
補償対象負荷が容量性負荷により反共振点をもつ場合で
も、安定に制御でき、構成が簡単で、かつ安価なアクテ
ィブフィルタ装置を得ることを目的とする。
るためになされたもので、基本波を含む任意の高調波成
分について補償電流基準を求め、制御することにより、
高次の高調波に対して安定に制御可能であり、さらに、
補償対象負荷が容量性負荷により反共振点をもつ場合で
も、安定に制御でき、構成が簡単で、かつ安価なアクテ
ィブフィルタ装置を得ることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】請求項１に係るアクティ
ブフィルタ装置は、補償電流基準検出回路を、負荷電流
の基本波を含む任意の高調波成分について、それぞれ３
相電流を２相電流に変換し、フィルタにより平滑化し、
２相電流を３相電流に変換し、３相に変換された電流に
対し位相補償を行う複数の補償電流基準検出手段と、上
記複数の補償電流基準検出手段の出力を合成する合成手
段とから構成したものである。
ブフィルタ装置は、補償電流基準検出回路を、負荷電流
の基本波を含む任意の高調波成分について、それぞれ３
相電流を２相電流に変換し、フィルタにより平滑化し、
２相電流を３相電流に変換し、３相に変換された電流に
対し位相補償を行う複数の補償電流基準検出手段と、上
記複数の補償電流基準検出手段の出力を合成する合成手
段とから構成したものである。
【００１７】請求項２に係るアクティブフィルタ装置
は、補償電流基準検出回路を、負荷電流の基本波を含む
任意の高調波成分について、それぞれ３相電流を２相電
流に変換し、フィルタにより平滑化し、２相電流を３相
電流に変換し、３相に変換された電流に対し利得補償を
行う複数の補償電流基準検出手段と、上記複数の補償電
流基準検出手段の出力を合成する合成手段とから構成し
たものである。
は、補償電流基準検出回路を、負荷電流の基本波を含む
任意の高調波成分について、それぞれ３相電流を２相電
流に変換し、フィルタにより平滑化し、２相電流を３相
電流に変換し、３相に変換された電流に対し利得補償を
行う複数の補償電流基準検出手段と、上記複数の補償電
流基準検出手段の出力を合成する合成手段とから構成し
たものである。
【００１８】
【作用】請求項１の発明においては、複数の補償電流基
準検出手段が、負荷電流の基本波を含む任意の高調波成
分について、それぞれ３相電流を２相電流に変換し、フ
ィルタにより平滑化し、２相電流を３相電流に変換し、
３相に変換された電流に対し位相補償を行い、合成手段
が、上記複数の補償電流基準検出手段の出力を合成す
る。
準検出手段が、負荷電流の基本波を含む任意の高調波成
分について、それぞれ３相電流を２相電流に変換し、フ
ィルタにより平滑化し、２相電流を３相電流に変換し、
３相に変換された電流に対し位相補償を行い、合成手段
が、上記複数の補償電流基準検出手段の出力を合成す
る。
【００１９】請求項２の発明においては、複数の補償電
流基準検出手段が、負荷電流の基本波を含む任意の高調
波成分について、それぞれ３相電流を２相電流に変換
し、フィルタにより平滑化し、２相電流を３相電流に変
換し、３相に変換された電流に対し利得補償を行い、合
成手段が、上記複数の補償電流基準検出手段の出力を合
成する。
流基準検出手段が、負荷電流の基本波を含む任意の高調
波成分について、それぞれ３相電流を２相電流に変換
し、フィルタにより平滑化し、２相電流を３相電流に変
換し、３相に変換された電流に対し利得補償を行い、合
成手段が、上記複数の補償電流基準検出手段の出力を合
成する。
【００２０】
実施例１．以下、この発明の実施例１を図に基づいて説
明する。図１は、この発明のアクティブフィルタ装置の
一部である電流検出回路１０を示す図である。この発明
のアクティブフィルタ装置において、この電流検出回路
１０以外の構成は従来例の場合と同じであり、それらの
表示は省略している。
明する。図１は、この発明のアクティブフィルタ装置の
一部である電流検出回路１０を示す図である。この発明
のアクティブフィルタ装置において、この電流検出回路
１０以外の構成は従来例の場合と同じであり、それらの
表示は省略している。
【００２１】図１において、１０ａは系統電圧に同期し
た基本波、第２次高調波、・・・、第ｎ次高調波の角速
度（位相角）θ1、θ2、・・・、θn（＝ｋθ、ｋ＝
１，２，・・・、以下ｋを次数という）を検出し、基本
波処理回路１０ｐ１、第２高調波処理回路１０ｐ２、・
・・、第ｎ高調波処理回路１０ｐｎに対し、それぞれ出
力するためのＰＬＬ回路である。
た基本波、第２次高調波、・・・、第ｎ次高調波の角速
度（位相角）θ1、θ2、・・・、θn（＝ｋθ、ｋ＝
１，２，・・・、以下ｋを次数という）を検出し、基本
波処理回路１０ｐ１、第２高調波処理回路１０ｐ２、・
・・、第ｎ高調波処理回路１０ｐｎに対し、それぞれ出
力するためのＰＬＬ回路である。
【００２２】図１は、便宜上、基本波処理回路１０ｐ１
と、第ｎ次高調波処理回路１０ｐｎのみを示している。
以下において、基本波処理回路１０ｐ１及び第ｎ次高調
波処理回路１０ｐｎについて説明するが、他の第２次高
調波処理回路１０ｐ２、・・・についても同様である。
図１において、１０ｂ１、１０ｂｎは、電流変成器５ａ
により検出した３相信号の基本波及び第ｎ次高調波を、
角速度θ1（＝θ）及び角速度θn（＝ｎ・θ）に基づ
き、それぞれ２相信号（ｉd1，ｉq1）（ｉdn，ｉqn）に
変換する３φ／２φ変換回路、１０ｃ１、１０ｃｎは３
φ／２φ変換回路１０ｂ１、１０ｂｎの出力の２相信号
（ｉd1，ｉq1）（ｉdn，ｉqn）をそれぞれ平滑化するロ
ーパスフィルタ回路（ＬＰＦ）、１０ｄ１、１０ｄｎは
平滑化された２相信号（ｉd1’，ｉq1’）（ｉdn’，ｉ
qn’）を、角速度θ及び角速度ｎθに基づき、３相信号
ＩL1、ＩLnに変換する２φ／３φ変換回路、１０ｅ１、
１０ｅｎは、基本波及び第ｎ次高調波に対し、位相余裕
を確保するように位相を補償し、信号（ＩL1’、
ＩLn’）を出力する位相補償回路である。
と、第ｎ次高調波処理回路１０ｐｎのみを示している。
以下において、基本波処理回路１０ｐ１及び第ｎ次高調
波処理回路１０ｐｎについて説明するが、他の第２次高
調波処理回路１０ｐ２、・・・についても同様である。
図１において、１０ｂ１、１０ｂｎは、電流変成器５ａ
により検出した３相信号の基本波及び第ｎ次高調波を、
角速度θ1（＝θ）及び角速度θn（＝ｎ・θ）に基づ
き、それぞれ２相信号（ｉd1，ｉq1）（ｉdn，ｉqn）に
変換する３φ／２φ変換回路、１０ｃ１、１０ｃｎは３
φ／２φ変換回路１０ｂ１、１０ｂｎの出力の２相信号
（ｉd1，ｉq1）（ｉdn，ｉqn）をそれぞれ平滑化するロ
ーパスフィルタ回路（ＬＰＦ）、１０ｄ１、１０ｄｎは
平滑化された２相信号（ｉd1’，ｉq1’）（ｉdn’，ｉ
qn’）を、角速度θ及び角速度ｎθに基づき、３相信号
ＩL1、ＩLnに変換する２φ／３φ変換回路、１０ｅ１、
１０ｅｎは、基本波及び第ｎ次高調波に対し、位相余裕
を確保するように位相を補償し、信号（ＩL1’、
ＩLn’）を出力する位相補償回路である。
【００２３】３φ／２φ変換回路１０ｂ１、フィルタ回
路１０ｃ１、２φ／３φ変換回路１０ｄ１、位相補償回
路１０ｅ１は基本波処理回路１０ｐ１を構成する。同様
に、３φ／２φ変換回路１０ｂｎ、フィルタ回路１０ｃ
ｎ、２φ／３φ変換回路１０ｄｎ、位相補償回路１０ｅ
ｎは第ｎ次高調波処理回路１０ｐｎを構成する。
路１０ｃ１、２φ／３φ変換回路１０ｄ１、位相補償回
路１０ｅ１は基本波処理回路１０ｐ１を構成する。同様
に、３φ／２φ変換回路１０ｂｎ、フィルタ回路１０ｃ
ｎ、２φ／３φ変換回路１０ｄｎ、位相補償回路１０ｅ
ｎは第ｎ次高調波処理回路１０ｐｎを構成する。
【００２４】２１は基本波処理回路１０ｐ１、・・・、
第ｎ次高調波処理回路１０ｐｎの位相補償回路１０ｅ
１、・・・、１０ｅｎの出力ＩL1'、・・・、ＩLn'を加
算、合成し補償電流基準ＩC＊として出力する加算器で
ある。この補償電流基準ＩC＊は図２の加減算器１１に
入力される。これに基づき補償電流ＩCが制御される点
は、従来例の図２の場合と同じである。
第ｎ次高調波処理回路１０ｐｎの位相補償回路１０ｅ
１、・・・、１０ｅｎの出力ＩL1'、・・・、ＩLn'を加
算、合成し補償電流基準ＩC＊として出力する加算器で
ある。この補償電流基準ＩC＊は図２の加減算器１１に
入力される。これに基づき補償電流ＩCが制御される点
は、従来例の図２の場合と同じである。
【００２５】次に動作について説明する。図１の補償電
流検出回路１０は、基本波、高調波の各次数の電流成分
を取り出し、それぞれの次数の電流成分に対して位相補
償を行い、高次の高調波、あるいは反共振点（並列共振
点）の高調波成分に対して位相余裕を作り出したうえで
補償電流Ｉc＊を出力する。
流検出回路１０は、基本波、高調波の各次数の電流成分
を取り出し、それぞれの次数の電流成分に対して位相補
償を行い、高次の高調波、あるいは反共振点（並列共振
点）の高調波成分に対して位相余裕を作り出したうえで
補償電流Ｉc＊を出力する。
【００２６】位相余裕とは、フィードバック制御系の開
ループ周波数特性において、その利得が１になったと
き、この位相角に１８０度を加えたもの（φ＝180°＋
θ）である。その値φによって安定度が概ね定まり、φ
＞０のとき安定となる。
ループ周波数特性において、その利得が１になったと
き、この位相角に１８０度を加えたもの（φ＝180°＋
θ）である。その値φによって安定度が概ね定まり、φ
＞０のとき安定となる。
【００２７】図２において説明した従来技術の部分は、
同様に動作するので説明を省略する。図１の電流検出回
路１０において、ＰＬＬ回路１０ａは、系統電流に基づ
き、その角速度θ1（基本波の周波数θ）を検出すると
ともに、その高調波の角速度θ2、・・・、θnを検出
し、基本波処理回路１０ｐ１、・・・、第ｎ次高調波処
理回路１０ｐｎに供給する。
同様に動作するので説明を省略する。図１の電流検出回
路１０において、ＰＬＬ回路１０ａは、系統電流に基づ
き、その角速度θ1（基本波の周波数θ）を検出すると
ともに、その高調波の角速度θ2、・・・、θnを検出
し、基本波処理回路１０ｐ１、・・・、第ｎ次高調波処
理回路１０ｐｎに供給する。
【００２８】基本波処理回路１０ｐ１の３φ／２φ変換
回路１０ｂ１は、３相負荷電流ＩL（ＩLA，ＩLB，
ＩLC）を、ＰＬＬ回路１０ａにより求めた基本波の角速
度θ1に基づき２相信号（ｉd1，ｉq1）に変換する。 ｉd1=(2/3)[iLasinθ1+iLbsin{θ1-(2/3)π}+iLcsin{θ
1-(4/3)π}] ｉq1=(2/3)[iLacosθ1+iLbcos{θ1-(2/3)π}+iLccos{θ
1-(4/3)π}] 同様に、第ｎ次高調波処理回路１０ｐｎの３φ／２φ変
換回路１０ｂｎは、負荷電流ＩLから第ｎ次高調波成分
を取り出すために、上式のθ1の代わりに、ｎ次の角速
度（位相角）θn（＝ｎ・θ）を用いて３φ／２φ変換
１０ｂを行い、２相電流（ｉdｎ，ｉqｎ）を検出する。
回路１０ｂ１は、３相負荷電流ＩL（ＩLA，ＩLB，
ＩLC）を、ＰＬＬ回路１０ａにより求めた基本波の角速
度θ1に基づき２相信号（ｉd1，ｉq1）に変換する。 ｉd1=(2/3)[iLasinθ1+iLbsin{θ1-(2/3)π}+iLcsin{θ
1-(4/3)π}] ｉq1=(2/3)[iLacosθ1+iLbcos{θ1-(2/3)π}+iLccos{θ
1-(4/3)π}] 同様に、第ｎ次高調波処理回路１０ｐｎの３φ／２φ変
換回路１０ｂｎは、負荷電流ＩLから第ｎ次高調波成分
を取り出すために、上式のθ1の代わりに、ｎ次の角速
度（位相角）θn（＝ｎ・θ）を用いて３φ／２φ変換
１０ｂを行い、２相電流（ｉdｎ，ｉqｎ）を検出する。
【００２９】これら２相信号（ｉd1，ｉq1）（ｉdn，ｉ
qn）は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０ｃ１、１０ｃ
ｎにより、不要なリップルが取り除かれ、各次数の２相
信号（ｉd1’，ｉq1’）（ｉdｎ’，ｉqｎ’）となる。
これらを、２φ／３φ変換回路１０ｄ１、１０ｄｎにお
いて、角速度θ1、θnに基づき、再び３相交流信号（Ｉ
L1、ＩLn）に変換する。 Ｉca*＝id・cosθk+iq・sinθk ｉcb*＝id・cos(θk-2/3π)+iq・sin(θk-2/3π) ｉcc*＝id・cos(θk-4/3π)+iq・sin(θk-4/3π) （k=1,・・・,n) そして、これらの信号（ＩL1，ＩLn）を位相補償回路１
０ｅ１、１０ｅｎに通すことにより、アクティブフィル
タ装置６の有する遅れ要素を、その次数ごとに補償した
信号（ＩL1’、ＩLn’）を作る。そして、加算器２１に
より合成して（ＩL1’＋・・・＋ＩLn’）、補償電流基
準（ＩC＊）を作成する。
qn）は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０ｃ１、１０ｃ
ｎにより、不要なリップルが取り除かれ、各次数の２相
信号（ｉd1’，ｉq1’）（ｉdｎ’，ｉqｎ’）となる。
これらを、２φ／３φ変換回路１０ｄ１、１０ｄｎにお
いて、角速度θ1、θnに基づき、再び３相交流信号（Ｉ
L1、ＩLn）に変換する。 Ｉca*＝id・cosθk+iq・sinθk ｉcb*＝id・cos(θk-2/3π)+iq・sin(θk-2/3π) ｉcc*＝id・cos(θk-4/3π)+iq・sin(θk-4/3π) （k=1,・・・,n) そして、これらの信号（ＩL1，ＩLn）を位相補償回路１
０ｅ１、１０ｅｎに通すことにより、アクティブフィル
タ装置６の有する遅れ要素を、その次数ごとに補償した
信号（ＩL1’、ＩLn’）を作る。そして、加算器２１に
より合成して（ＩL1’＋・・・＋ＩLn’）、補償電流基
準（ＩC＊）を作成する。
【００３０】位相補償回路１０ｅは、例えば次のような
伝達関数をもつものを用いる。 Ｇ（ｓ）＝Ｋ（１＋ｓＴa）／（１＋ｓＴb） ここで、Ｋは比例ゲイン、Ｔaは折点ａを定める時定
数、Ｔbは折点ｂを定める時定数、ｓはラプラス演算子
である。
伝達関数をもつものを用いる。 Ｇ（ｓ）＝Ｋ（１＋ｓＴa）／（１＋ｓＴb） ここで、Ｋは比例ゲイン、Ｔaは折点ａを定める時定
数、Ｔbは折点ｂを定める時定数、ｓはラプラス演算子
である。
【００３１】伝達関数Ｇ（ｓ）は、１／Ｔa＜１／Ｔbの
とき位相進み補償となり、１／Ｔb＜１／Ｔaのとき位相
遅れ補償となる。したがって、パラメータＴa、Ｔbを適
当に選択することにより所望の位相補償を行うことがで
きる。
とき位相進み補償となり、１／Ｔb＜１／Ｔaのとき位相
遅れ補償となる。したがって、パラメータＴa、Ｔbを適
当に選択することにより所望の位相補償を行うことがで
きる。
【００３２】すなわち、位相補償回路１０ｅにおいて、
各次数の高調波ごとに位相余裕が得られるように、すな
わち、フィードバック制御系の開ループ周波数特性にお
いて、φ＞０（φ＝180°＋θ、θは利得が１のときの
位相角）となるように、アクティブフィルタ装置６の遅
れ時間に対応して位相補償を行う。例えば、遅れ時間ｅ
ｘｐ（−Ｔｓ）であるとき、次数ｎの高調波に対して
は、ｎ・２πｆＴ以上（ｆ：基本周波数）だけ位相を進
めるように位相補償を行う。
各次数の高調波ごとに位相余裕が得られるように、すな
わち、フィードバック制御系の開ループ周波数特性にお
いて、φ＞０（φ＝180°＋θ、θは利得が１のときの
位相角）となるように、アクティブフィルタ装置６の遅
れ時間に対応して位相補償を行う。例えば、遅れ時間ｅ
ｘｐ（−Ｔｓ）であるとき、次数ｎの高調波に対して
は、ｎ・２πｆＴ以上（ｆ：基本周波数）だけ位相を進
めるように位相補償を行う。
【００３３】同様に、反共振角周波数θr（ｎθ＜θr＜
（ｎ＋１）θ）に対して、位相余裕を得るように位相補
償を行う。
（ｎ＋１）θ）に対して、位相余裕を得るように位相補
償を行う。
【００３４】以上のように、この実施例１によれば、位
相補償回路１０ｅ１、・・・、１０ｅｎにより、各次数
ごとにアクティブフィルタ装置の無駄時間を補償するこ
とにより、高調波を補償する場合でも、制御が安定す
る。さらに、反共振角周波数が複数個存在する場合で
も、各次数ごとに位相余裕を作り出すことができ、制御
系の安定を保つことができる。
相補償回路１０ｅ１、・・・、１０ｅｎにより、各次数
ごとにアクティブフィルタ装置の無駄時間を補償するこ
とにより、高調波を補償する場合でも、制御が安定す
る。さらに、反共振角周波数が複数個存在する場合で
も、各次数ごとに位相余裕を作り出すことができ、制御
系の安定を保つことができる。
【００３５】実施例２．なお、上記の実施例１の説明に
おいて、位相補償回路１０ｅ１、・・・、１０ｅｎにお
いてＩLnの位相を補償したが、利得補償回路により位相
に代えて、高調波ごとに利得を調整するようにしてもよ
い。例えば、利得Ｋ＝０としたとき、その出力＝０にな
るから、その次数の周波数に対して制御は行われず、し
たがって制御が不安定になることもない。
おいて、位相補償回路１０ｅ１、・・・、１０ｅｎにお
いてＩLnの位相を補償したが、利得補償回路により位相
に代えて、高調波ごとに利得を調整するようにしてもよ
い。例えば、利得Ｋ＝０としたとき、その出力＝０にな
るから、その次数の周波数に対して制御は行われず、し
たがって制御が不安定になることもない。
【００３６】このように、位相補償により位相余裕を作
り出す代わりに、高次数の高調波、または反共振周波数
の近傍の高調波に対する利得（ゲイン）を調整すること
によりゲイン余裕を作り出し、制御系を安定化してもよ
く、同様の効果を奏する。
り出す代わりに、高次数の高調波、または反共振周波数
の近傍の高調波に対する利得（ゲイン）を調整すること
によりゲイン余裕を作り出し、制御系を安定化してもよ
く、同様の効果を奏する。
【００３７】実施例３．なお、上記説明において、基本
波とｎ次高調波成分との組み合わせ、すなわち基本波に
ついて位相補償を行うとともに、ｎ次高調波について位
相補償を行う場合について説明したが、高調波同士（例
えば２次高調波と３次高調波）の組み合わせについても
適用し、制御を不安定にするおそれのある高調波につい
てのみ処理をするようにしてもよい。また利得補償を行
う場合でも同様である。
波とｎ次高調波成分との組み合わせ、すなわち基本波に
ついて位相補償を行うとともに、ｎ次高調波について位
相補償を行う場合について説明したが、高調波同士（例
えば２次高調波と３次高調波）の組み合わせについても
適用し、制御を不安定にするおそれのある高調波につい
てのみ処理をするようにしてもよい。また利得補償を行
う場合でも同様である。
【００３８】
【発明の効果】以上のように請求項１及び請求項２の発
明によれば、補償電流基準検出回路を、負荷電流の任意
の高調波成分について、それぞれ３相電流を２相電流に
変換し、フィルタにより平滑化し、２相電流を３相電流
に変換し、３相に変換された電流に対し位相補償あるい
は利得補償を行う複数の補償電流基準検出手段と、上記
複数の補償電流基準検出手段の出力を合成する合成手段
とから構成したので、各次数ごとに位相補償あるいは利
得補償を行い、位相余裕を確保することができ、安定な
制御が可能になる。
明によれば、補償電流基準検出回路を、負荷電流の任意
の高調波成分について、それぞれ３相電流を２相電流に
変換し、フィルタにより平滑化し、２相電流を３相電流
に変換し、３相に変換された電流に対し位相補償あるい
は利得補償を行う複数の補償電流基準検出手段と、上記
複数の補償電流基準検出手段の出力を合成する合成手段
とから構成したので、各次数ごとに位相補償あるいは利
得補償を行い、位相余裕を確保することができ、安定な
制御が可能になる。
【図１】この発明の実施例１のアクティブフィルタ装置
の補償電流基準検出回路の構成を示す図である。
の補償電流基準検出回路の構成を示す図である。
【図２】従来のアクティブフィルタ装置の構成を示す図
である。
である。
【図３】従来のアクティブフィルタ装置の動作波形を示
す図である。
す図である。
【図４】従来のアクティブフィルタ装置の動作原理を説
明するための図である。
明するための図である。
【図５】従来のアクティブフィルタ装置の動作原理を説
明するための図である。
明するための図である。
１０ 電流検出回路 １０ａ ＰＬＬ回路 １０ｂ ３相／２相（３φ／２φ）変換回路 １０ｃ フィルタ回路 １０ｄ ２相／３相（２φ／３φ）変換回路 １０ｅ 位相補償回路 ２１ 可減算器
Claims (2)
- 【請求項１】 電源及びこの電源に接続される補償対象
負荷からなる系統に接続され、補償電流基準検出回路に
より上記補償対象負荷に流れる負荷電流の高調波成分を
検出し、補償電流基準を求め、上記補償電流基準に基づ
き補償電流を上記系統へ送出することにより、上記高調
波成分を抑制するアクティブフィルタ装置において上記
補償電流基準検出回路を、上記負荷電流の基本波を含む
任意の高調波成分について、それぞれ３相電流を２相電
流に変換し、フィルタにより平滑化し、２相電流を３相
電流に変換し、３相に変換された電流に対し位相補償を
行う複数の補償電流基準検出手段と、上記複数の補償電
流基準検出手段の出力を合成する合成手段とから構成し
たことを特徴とするアクティブフィルタ装置。 - 【請求項２】 電源及びこの電源に接続される補償対象
負荷からなる系統に接続され、補償電流基準検出回路に
より上記補償対象負荷に流れる負荷電流の高調波成分を
検出し、補償電流基準を求め、上記補償電流基準に基づ
き補償電流を上記系統へ送出することにより、上記高調
波成分を抑制するアクティブフィルタ装置において上記
補償電流基準検出回路を、上記負荷電流の基本波を含む
任意の高調波成分について、それぞれ３相電流を２相電
流に変換し、フィルタにより平滑化し、２相電流を３相
電流に変換し、３相に変換された電流に対し利得補償を
行う複数の補償電流基準検出手段と、上記複数の補償電
流基準検出手段の出力を合成する合成手段とから構成し
たことを特徴とするアクティブフィルタ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5222415A JP2784134B2 (ja) | 1993-09-07 | 1993-09-07 | アクティブフィルタ装置 |
| US08/294,048 US5498994A (en) | 1993-09-07 | 1994-08-24 | Active filter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5222415A JP2784134B2 (ja) | 1993-09-07 | 1993-09-07 | アクティブフィルタ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0779531A true JPH0779531A (ja) | 1995-03-20 |
| JP2784134B2 JP2784134B2 (ja) | 1998-08-06 |
Family
ID=16782033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5222415A Expired - Lifetime JP2784134B2 (ja) | 1993-09-07 | 1993-09-07 | アクティブフィルタ装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5498994A (ja) |
| JP (1) | JP2784134B2 (ja) |
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| KR100706181B1 (ko) * | 2005-09-06 | 2007-04-12 | 인하대학교 산학협력단 | 회전좌표계를 이용한 단상 능동전력필터 |
| JP2018110467A (ja) * | 2016-12-28 | 2018-07-12 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | アクティブフィルタ、制御方法及びプログラム |
| KR20210118595A (ko) * | 2020-03-23 | 2021-10-01 | 주식회사 이플러스 | 스마트 능동형 고조파 필터 |
Families Citing this family (13)
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| DE102005041927B4 (de) * | 2005-09-03 | 2013-02-28 | Bosch Rexroth Aktiengesellschaft | Aktives Netzfilter |
| CN100370671C (zh) * | 2006-03-24 | 2008-02-20 | 武汉大学 | 基于α-β电流分量直接注入的有源电力滤波方法及其装置 |
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| RU2475914C1 (ru) * | 2011-07-11 | 2013-02-20 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Новосибирский государственный технический университет" | Способ повышения качества электрической энергии |
| JP5585643B2 (ja) * | 2012-12-14 | 2014-09-10 | ダイキン工業株式会社 | アクティブフィルタ制御装置 |
| CN103199534A (zh) * | 2013-03-18 | 2013-07-10 | 武汉大学 | 一种有源滤波器的改进差拍控制方法 |
| RU2599732C1 (ru) * | 2015-10-19 | 2016-10-10 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Комсомольский-на-Амуре государственный технический университет" (ФГБОУ ВПО "КнАГТУ") | Система векторного управления вольтодобавочным трансформатором |
| CN106374492B (zh) * | 2016-10-11 | 2019-01-29 | 杭州电力设备制造有限公司 | 一种单相的星形接线负荷谐波补偿的方法及装置 |
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