JP2968027B2 - 電流形インバータの制御装置 - Google Patents
電流形インバータの制御装置Info
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- JP2968027B2 JP2968027B2 JP2256737A JP25673790A JP2968027B2 JP 2968027 B2 JP2968027 B2 JP 2968027B2 JP 2256737 A JP2256737 A JP 2256737A JP 25673790 A JP25673790 A JP 25673790A JP 2968027 B2 JP2968027 B2 JP 2968027B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） この発明は、直流電源の出力電流を直流リアクトルで
平滑し、得られた直流電流をインバータによって交流電
流に変換すると共に、出力電圧をコンデンサで平滑して
誘導性の負荷に供給する電流形インバータに係り、特
に、コンデンサと負荷のリアクタンスによって生じる振
動現象を抑制する制御装置に関する。
平滑し、得られた直流電流をインバータによって交流電
流に変換すると共に、出力電圧をコンデンサで平滑して
誘導性の負荷に供給する電流形インバータに係り、特
に、コンデンサと負荷のリアクタンスによって生じる振
動現象を抑制する制御装置に関する。
（従来の技術） 第３図は主回路と併せて示した従来の電流形インバー
タの制御装置の構成を示すブロック図である。同図にお
いて、GTO等でなるスイッチング素子１〜６を三相ブリ
ッジ接続してなるインバータ７の直流側には、直流電流
を平滑する直流リアクトル８を介して、直流電源13が接
続されている。また、インバータ７の交流側には、出力
電圧を平滑するコンデンサ９〜11が接続されると共に、
リアクタンスを有する負荷12が接続されている。
タの制御装置の構成を示すブロック図である。同図にお
いて、GTO等でなるスイッチング素子１〜６を三相ブリ
ッジ接続してなるインバータ７の直流側には、直流電流
を平滑する直流リアクトル８を介して、直流電源13が接
続されている。また、インバータ７の交流側には、出力
電圧を平滑するコンデンサ９〜11が接続されると共に、
リアクタンスを有する負荷12が接続されている。
このうち、直流電源13を制御するために振幅変調回路
16が設けられ、インバータの出力電流の振幅指令値Idを
このインバータの位相指令値θ０で振幅変調して直流電
源13の出力電流指令値Irを発生する。この出力電流指令
値Irは加算器18の一方入力として加えられる。また、電
流検出器19が直流電源13の出力電流を検出しており、そ
の電流検出値Irが加算器18の他方入力として加えられ
る。加算器18は電流指令値Irから電流検出値Irを減算
し、電流偏差値ΔＩを出力する。そして、電流制御回路
20はこの電流偏差値ΔＩに従って直流電源13を制御す
る。
16が設けられ、インバータの出力電流の振幅指令値Idを
このインバータの位相指令値θ０で振幅変調して直流電
源13の出力電流指令値Irを発生する。この出力電流指令
値Irは加算器18の一方入力として加えられる。また、電
流検出器19が直流電源13の出力電流を検出しており、そ
の電流検出値Irが加算器18の他方入力として加えられ
る。加算器18は電流指令値Irから電流検出値Irを減算
し、電流偏差値ΔＩを出力する。そして、電流制御回路
20はこの電流偏差値ΔＩに従って直流電源13を制御す
る。
一方、インバータ７を制御するために、位相指令値θ
０が加算器22の一方入力して加えられ、出力電流位相の
フィードバック値θｆが加算器22の他方入力として加え
られる。加算器22は位相指令値θ０からフィードバック
値θｆを減算して位相偏差値Δθを出力する。積分器23
はこの位相偏差値Δθを積分して位相偏差積分値θｓを
出力してスイッチング制御回路24に加える。このスイッ
チング制御回路24は位相偏差積分値θｓが一定の大きさ
になる毎にインバータ７を制御すると共に、出力電流位
相値をフィードバック値θｆとして加算器22に加えてい
る。
０が加算器22の一方入力して加えられ、出力電流位相の
フィードバック値θｆが加算器22の他方入力として加え
られる。加算器22は位相指令値θ０からフィードバック
値θｆを減算して位相偏差値Δθを出力する。積分器23
はこの位相偏差値Δθを積分して位相偏差積分値θｓを
出力してスイッチング制御回路24に加える。このスイッ
チング制御回路24は位相偏差積分値θｓが一定の大きさ
になる毎にインバータ７を制御すると共に、出力電流位
相値をフィードバック値θｆとして加算器22に加えてい
る。
第４図はこの電流形インバータの制御装置の詳細な動
作説明図であり、（ａ）はインバータ７の出力側のＡ点
におけるＵ相出力電流IU、負荷12に供給されるＢ点のＵ
相負荷電流ILU、および、Ｂ点とＣ点との間のUV線間電
圧VUVの関係を示す図、（ｂ）は電流指令値Irと電流検
出値Ifとの関係を示す図、（ｃ）は位相指令値θ０と出
力電流位相のフィードバック値θｆとの関係を示す図、
（ｄ）は位相偏差積分値θｓの変化を示す図、（ｅ）は
後述する負荷電流の振幅成分Iaの振幅指令値Idに対する
偏差（Ia−Id）、および、後述する負荷電流の位相成分
θ１の位相指令値θ０に対する偏差（θ１−θ０）の変
化を示す図である。
作説明図であり、（ａ）はインバータ７の出力側のＡ点
におけるＵ相出力電流IU、負荷12に供給されるＢ点のＵ
相負荷電流ILU、および、Ｂ点とＣ点との間のUV線間電
圧VUVの関係を示す図、（ｂ）は電流指令値Irと電流検
出値Ifとの関係を示す図、（ｃ）は位相指令値θ０と出
力電流位相のフィードバック値θｆとの関係を示す図、
（ｄ）は位相偏差積分値θｓの変化を示す図、（ｅ）は
後述する負荷電流の振幅成分Iaの振幅指令値Idに対する
偏差（Ia−Id）、および、後述する負荷電流の位相成分
θ１の位相指令値θ０に対する偏差（θ１−θ０）の変
化を示す図である。
ここで、第４図（ｂ）に示す如く、時刻t11でステッ
プ状に大きくなっている電流指令値Irは、同図（ｃ）に
示す位相指令値θ０のπ/3毎にsin（θ０）［θ０＝π/
3〜２π/3］で振幅変調された値になっている。この電
流指令値Irと、電流検出器19によって検出される電流検
出値Ifとが一致するように電流制御回路20が直流電源13
を制御する。
プ状に大きくなっている電流指令値Irは、同図（ｃ）に
示す位相指令値θ０のπ/3毎にsin（θ０）［θ０＝π/
3〜２π/3］で振幅変調された値になっている。この電
流指令値Irと、電流検出器19によって検出される電流検
出値Ifとが一致するように電流制御回路20が直流電源13
を制御する。
また、インバータ７のスイッチングの状態によって決
まる出力電流位相値、すなわち、同図（ｃ）に示す位相
フィードバック値θｆは、「１」〜「６（＝０）の６通
りの状態を有し、スイッチング素子１と６とがオンにな
る状態を「１」、スイッチング素子１と２とがオンにな
る状態を「２」、スイッチング素子３と２とがオンにな
る状態を「３」、スイッチング素子３と４とがオンにな
る状態を「４」、スイッチング素子５と４とがオンにな
る状態を「５」、スイッチング素子５と６とがオンにな
る状態を「６」としている。
まる出力電流位相値、すなわち、同図（ｃ）に示す位相
フィードバック値θｆは、「１」〜「６（＝０）の６通
りの状態を有し、スイッチング素子１と６とがオンにな
る状態を「１」、スイッチング素子１と２とがオンにな
る状態を「２」、スイッチング素子３と２とがオンにな
る状態を「３」、スイッチング素子３と４とがオンにな
る状態を「４」、スイッチング素子５と４とがオンにな
る状態を「５」、スイッチング素子５と６とがオンにな
る状態を「６」としている。
この場合、位相指令値θ０が零のとき出力電流位相値
θｆも零であり、位相指令値θ０が増大すると出力電流
位相値θｆとの間に偏差を生じる。この偏差が加算器22
で検出され、積分器23で積分される。従って、位相偏差
積分値θｓは同図（ｄ）に示すように増加し、時刻t1に
おいて正側の一定値に到達すると、スイッチング制御回
路24によりインバータ７のスイッチング状態を「１」に
進める。これにより、位相偏差積分値θｓは減少し、時
刻T2にて負側の一定値に到達すると、スイッチング制御
回路24によりインバータ７のスイッチング状態を「０」
に戻す。また、スイッチング状態を「０」に戻したこと
により、位相偏差積分値θｓは増大し、時刻t3で正側の
一定値に達するとスイッチング制御回路24によりインバ
ータ７のスイッチングの状態は再び「１」に進められ
る。以下、同様なスイッチング制御が行われる。そし
て、時刻t4にてスイッチングの状態を「１」に進めた
後、これに続いて時刻t5で位相偏差積分値θｓが正側の
一定値に達すると、スイッチング制御回路24によりイン
バータ７のスイッチングの状態が「２」に進められる。
このようにして、出力電流位相値θｆは位相指令値θ０
に追従制御される。
θｆも零であり、位相指令値θ０が増大すると出力電流
位相値θｆとの間に偏差を生じる。この偏差が加算器22
で検出され、積分器23で積分される。従って、位相偏差
積分値θｓは同図（ｄ）に示すように増加し、時刻t1に
おいて正側の一定値に到達すると、スイッチング制御回
路24によりインバータ７のスイッチング状態を「１」に
進める。これにより、位相偏差積分値θｓは減少し、時
刻T2にて負側の一定値に到達すると、スイッチング制御
回路24によりインバータ７のスイッチング状態を「０」
に戻す。また、スイッチング状態を「０」に戻したこと
により、位相偏差積分値θｓは増大し、時刻t3で正側の
一定値に達するとスイッチング制御回路24によりインバ
ータ７のスイッチングの状態は再び「１」に進められ
る。以下、同様なスイッチング制御が行われる。そし
て、時刻t4にてスイッチングの状態を「１」に進めた
後、これに続いて時刻t5で位相偏差積分値θｓが正側の
一定値に達すると、スイッチング制御回路24によりイン
バータ７のスイッチングの状態が「２」に進められる。
このようにして、出力電流位相値θｆは位相指令値θ０
に追従制御される。
一方、インバータ７の出力側のＡ点の電流、すなわ
ち、第４図（ａ）に示すＵ相出力電流IUは、電流検出値
Ifに等しい振幅と、位相指令値θ０に追従制御された出
力電流位相値θｆに一致した位相を有するパルス幅制御
波形となる。そして、Ｂ点で見たときインバータ７から
負荷12に、第４図（ａ）に示すＵ相負荷電流ILUが供給
され、さらに、Ｂ点とＣ点との間に、同図（ａ）に示す
UV線間電圧VUVが発生する。
ち、第４図（ａ）に示すＵ相出力電流IUは、電流検出値
Ifに等しい振幅と、位相指令値θ０に追従制御された出
力電流位相値θｆに一致した位相を有するパルス幅制御
波形となる。そして、Ｂ点で見たときインバータ７から
負荷12に、第４図（ａ）に示すＵ相負荷電流ILUが供給
され、さらに、Ｂ点とＣ点との間に、同図（ａ）に示す
UV線間電圧VUVが発生する。
（発明が解決しようとする課題） 上記の電流形インバータは、出力電圧をコンデンサ９
〜11で平滑して負荷12に供給しているが、このコンデン
サ９〜11と負荷12により共振回路が形成されることがあ
る。このとき、負荷電流の振幅成分Iaの振幅指令値Idに
対する偏差（Ia−Id）、および、負荷電流の位相成分θ
１の位相指令値θ０に対する偏差（θ１−θ０）は、第
４図（ｅ）に示すように変化している。このため、Ｕ相
負荷電流ILUおよびUV線間電圧VUVの各波形は、第４図
（ａ）に示したように振動する。
〜11で平滑して負荷12に供給しているが、このコンデン
サ９〜11と負荷12により共振回路が形成されることがあ
る。このとき、負荷電流の振幅成分Iaの振幅指令値Idに
対する偏差（Ia−Id）、および、負荷電流の位相成分θ
１の位相指令値θ０に対する偏差（θ１−θ０）は、第
４図（ｅ）に示すように変化している。このため、Ｕ相
負荷電流ILUおよびUV線間電圧VUVの各波形は、第４図
（ａ）に示したように振動する。
かかる電圧および電流の振動は、回路中の抵抗によっ
て減衰するが、負荷電流制御の障害となり、さらに、高
周波による損失の増大を招くという問題があった。ま
た、負荷として交流電動機を接続した場合、トルク脈動
による振動や騒音を発生するという問題もあった。
て減衰するが、負荷電流制御の障害となり、さらに、高
周波による損失の増大を招くという問題があった。ま
た、負荷として交流電動機を接続した場合、トルク脈動
による振動や騒音を発生するという問題もあった。
この発明は上記の問題点を解決するためになされたも
ので、インバータの出力側に発生する電流および電圧の
振動を抑制することのできる電流形インバータの制御装
置を得ることを目的とする。
ので、インバータの出力側に発生する電流および電圧の
振動を抑制することのできる電流形インバータの制御装
置を得ることを目的とする。
（課題を解決するための手段） この発明は、インバータの出力電流の振幅指令値をこ
のインバータの出力電流の位相指令値で振幅変調して直
流電源の電流指令値を求め、この出力電流指令値と前記
直流電源の出力電流検出値とが等しくなるように前記直
流電源を制御する第１の制御部と、前記インバータの出
力電流の位相指令値と位相フィードバック値とが等しく
なるように前記インバータを制御する第２の制御部と、
前記負荷に供給される交流電流の振幅または位相を検出
し、この振幅の振幅指令値に対する偏差の変化を抑制す
るように前記出力電流指令値を補正するか、または、前
記位相の位相指令値に対する変化を抑制するように前記
位相指令値を補正する指令値補正部とを備えたものであ
る。
のインバータの出力電流の位相指令値で振幅変調して直
流電源の電流指令値を求め、この出力電流指令値と前記
直流電源の出力電流検出値とが等しくなるように前記直
流電源を制御する第１の制御部と、前記インバータの出
力電流の位相指令値と位相フィードバック値とが等しく
なるように前記インバータを制御する第２の制御部と、
前記負荷に供給される交流電流の振幅または位相を検出
し、この振幅の振幅指令値に対する偏差の変化を抑制す
るように前記出力電流指令値を補正するか、または、前
記位相の位相指令値に対する変化を抑制するように前記
位相指令値を補正する指令値補正部とを備えたものであ
る。
もう一つの発明は、インバータの出力電流の振幅指令
値をこのインバータの出力電流の位相指令値で振幅変調
して直流電源の電流指令値を求め、この出力電流指令値
と前記直流電源の出力電流検出値とが等しくなるように
前記直流電源を制御する第１の制御部と、前記インバー
タの出力電流の位相指令値と位相フィードバック値とが
等しくなるように前記インバータを制御する第２の制御
部と、前記負荷に供給される交流電流の振幅および位相
を検出し、この振幅の振幅指令値に対する偏差の変化を
抑制するように前記出力電流指令値を補正し、かつ、前
記位相の位相指令値に対する変化を抑制するように前記
位相指令値を補正する指令値補正部とを備えたものであ
る。
値をこのインバータの出力電流の位相指令値で振幅変調
して直流電源の電流指令値を求め、この出力電流指令値
と前記直流電源の出力電流検出値とが等しくなるように
前記直流電源を制御する第１の制御部と、前記インバー
タの出力電流の位相指令値と位相フィードバック値とが
等しくなるように前記インバータを制御する第２の制御
部と、前記負荷に供給される交流電流の振幅および位相
を検出し、この振幅の振幅指令値に対する偏差の変化を
抑制するように前記出力電流指令値を補正し、かつ、前
記位相の位相指令値に対する変化を抑制するように前記
位相指令値を補正する指令値補正部とを備えたものであ
る。
（作 用） この発明においては、負荷に供給される交流電流の振
幅または位相を検出し、この振幅の振幅指令値に対する
変化を抑制するように直流電源の出力電流指令値を補正
するか、または、この位相の位相指令値に対する変化を
抑制するようにインバータの出力電流の位相指令値を補
正しているので、インバータの出力側に生じる電流と電
圧の振動を抑制することができる。
幅または位相を検出し、この振幅の振幅指令値に対する
変化を抑制するように直流電源の出力電流指令値を補正
するか、または、この位相の位相指令値に対する変化を
抑制するようにインバータの出力電流の位相指令値を補
正しているので、インバータの出力側に生じる電流と電
圧の振動を抑制することができる。
また、直流電源の出力電流指令値およびインバータの
出力電流の位相指令値の両方を補正することにより、イ
ンバータの出力側に生じる電流と電圧の振動をさらに迅
速に小さくすることができる。
出力電流の位相指令値の両方を補正することにより、イ
ンバータの出力側に生じる電流と電圧の振動をさらに迅
速に小さくすることができる。
（実施例） 第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図
であり、図中、第３図と同一の符号を付したものはそれ
ぞれ同一の要素を示す。ここでは、振幅変調回路16と加
算器18との間に加算器17を設け、電流指令値Irを振動抑
制成分で補正できるようにすると共に、加算器22の前段
に加算器21を設け、位相指令値θ０を振動抑制成分で補
正できるようにしている。
であり、図中、第３図と同一の符号を付したものはそれ
ぞれ同一の要素を示す。ここでは、振幅変調回路16と加
算器18との間に加算器17を設け、電流指令値Irを振動抑
制成分で補正できるようにすると共に、加算器22の前段
に加算器21を設け、位相指令値θ０を振動抑制成分で補
正できるようにしている。
一方、振動抑制成分および振幅抑制成分を生成するた
め、U,V,W各相の負荷電流を検出する電流検出器26〜28
が設けられ、各検出値が３相２相変換器29に加えられて
いる。３相２相変換器29は３相の負荷電流を２相に変換
して出力する。また、位相指令値θ０を入力して２相の
単位正弦波に変換する正弦波発生器30が設けられ、この
単位正弦波を座標変換器31に加えている。座標変換器31
はこの単位正弦波を用いて２相の負荷電流を回転座標上
の値に変換する。この座標変換器31には振幅・位相検出
器32が接続され、負荷電流の振幅成分Iaと、負荷電流位
相θ１の出力電流位相指令値θ０に対する偏差（θ１−
θ０）を演算する。また、振幅成分Iaおよび振幅指令値
Idは加算器34に加えられ、この加算器34は（Ia−Id）の
演算をして振幅成分Iaの振幅指令値Idに対する偏差を変
化率検出器35に加える。変化率検出器35は振幅偏差（Ia
−Id）の時間変化率を演算し、振幅抑制成分として加算
器17に加える。さらに、位相偏差（θ１−θ０）は変化
率検出器38に加えられ、ここで時間変化率が演算される
と共に、この時間変化率が位相抑制成分として加算器21
に加えられる。
め、U,V,W各相の負荷電流を検出する電流検出器26〜28
が設けられ、各検出値が３相２相変換器29に加えられて
いる。３相２相変換器29は３相の負荷電流を２相に変換
して出力する。また、位相指令値θ０を入力して２相の
単位正弦波に変換する正弦波発生器30が設けられ、この
単位正弦波を座標変換器31に加えている。座標変換器31
はこの単位正弦波を用いて２相の負荷電流を回転座標上
の値に変換する。この座標変換器31には振幅・位相検出
器32が接続され、負荷電流の振幅成分Iaと、負荷電流位
相θ１の出力電流位相指令値θ０に対する偏差（θ１−
θ０）を演算する。また、振幅成分Iaおよび振幅指令値
Idは加算器34に加えられ、この加算器34は（Ia−Id）の
演算をして振幅成分Iaの振幅指令値Idに対する偏差を変
化率検出器35に加える。変化率検出器35は振幅偏差（Ia
−Id）の時間変化率を演算し、振幅抑制成分として加算
器17に加える。さらに、位相偏差（θ１−θ０）は変化
率検出器38に加えられ、ここで時間変化率が演算される
と共に、この時間変化率が位相抑制成分として加算器21
に加えられる。
なお、この実施例のうち、振幅変調回路16、加算器1
8、電流検出器19および電流制御回路20が本発明の第１
の制御部に対応し、加算器22、積分器23およびスイッチ
ング制御回路24が本発明の第２の制御部に対応し、ま
た、新たに付加した加算器17、加算器21、電流検出器26
〜28、３相２相変換器29、正弦波発生器30、座標変換器
31、振幅・位相検出器32、加算器34、変化率検出器35お
よび変化率検出器38が本発明の指令値補正部に対応して
いる。
8、電流検出器19および電流制御回路20が本発明の第１
の制御部に対応し、加算器22、積分器23およびスイッチ
ング制御回路24が本発明の第２の制御部に対応し、ま
た、新たに付加した加算器17、加算器21、電流検出器26
〜28、３相２相変換器29、正弦波発生器30、座標変換器
31、振幅・位相検出器32、加算器34、変化率検出器35お
よび変化率検出器38が本発明の指令値補正部に対応して
いる。
上記のように構成された本実施例の動作を、第２図を
も参照して、従来装置と構成を異にする部分を中心にし
て以下に説明する。
も参照して、従来装置と構成を異にする部分を中心にし
て以下に説明する。
負荷電流の振幅をIa、位相をθ１とすると、電流検出
器26〜28は次式に示す電流を検出する。
器26〜28は次式に示す電流を検出する。
iU＝Iasin（θ１） iV＝Iasin（θ１−２π/3） iW＝Iasin（θ１−４π/3） …（１） そこで、３相２相変換器29は次式 の演算を行うことにより、次式で示される値を出力す
る。
る。
iA＝Iasin（θ１） iB＝Iasin（θ１−π/2） ＝−Iacos（θ１） …（３） 正弦波発生器30は出力電流位相指令値θ０を入力し、
次式で示される値を出力する。
次式で示される値を出力する。
Ａ＝sin（θ０） Ｂ＝−COS（θ０） …（４） そして、座標交換器31は次式 iA0＝iA・Ｂ＋iB・Ａ ＝Iasin(θ１)COS(θ０)−Iacos(θ１)sin(θ０) ＝Iasin（θ１−θ０） iB0＝−iB・Ｂ−iA・Ａ ＝Iacos(θ１)COS(θ０)−Iasin(θ１)sin(θ０) ＝Iacos（θ１−θ０） …（５） の演算を行うことにより、回転座標に変換した次式の電
流値を出力する。
流値を出力する。
iA0＝Iasin（θ１−θ０） iB0＝−Iacos（θ１−θ０） …（６） 振幅・位相検出器32はこれらの値に基き次式 により負荷電流の振幅成分Iaを演算する。
振幅・位相検出器32はさらにこれらの値に基き次式 tan-1（−IA0/IB0） ＝tan-1(Iasin(θ１−θ０)/Iacos(θ１−θ０)) ＝θ１−θ０ …（８） により負荷電流位相θ１の出力電流位相指令値θ０に対
する負荷電流位相成分（θ１−θ０）を演算する。
する負荷電流位相成分（θ１−θ０）を演算する。
加算器34は振幅成分Iaから振幅指令値Idを減算して振
幅偏差（Ia−Id）を出力する。第２図（ｅ）および第４
図（ｅ）はこの振幅偏差（Ia−Id）および上記負荷電流
位相成分（θ１−θ０）の変化を表している。
幅偏差（Ia−Id）を出力する。第２図（ｅ）および第４
図（ｅ）はこの振幅偏差（Ia−Id）および上記負荷電流
位相成分（θ１−θ０）の変化を表している。
いま、第４図中の時刻t11にて直流電流の指令値Irを
ステップ状に増加させると、第４図（ａ）に示すＵ相負
荷電流ILUとUV線間電圧VUVはそれぞれ図示したように変
動する。このとき、振幅偏差（Ia−Id）および負荷電流
位相成分（θ１−θ０）は第２図（ｅ）に示すように振
動している。
ステップ状に増加させると、第４図（ａ）に示すＵ相負
荷電流ILUとUV線間電圧VUVはそれぞれ図示したように変
動する。このとき、振幅偏差（Ia−Id）および負荷電流
位相成分（θ１−θ０）は第２図（ｅ）に示すように振
動している。
本実施例では振幅偏差（Ia−Id）を変化率検出器35に
加え、その出力を負の極性で加算器17に加えている。こ
れにより、負幅偏差（Ia−Id）が増加しているとき電流
指令値Irを減少させ、振幅偏差（Ia−Id）が減少してい
るとき電流指令値Irを増大させるように補正する。すな
ち、負荷電流の振幅が指令値に対して増加しているとき
に、直流電源の出力電流が減少するように、また、負荷
電流の振幅が指令値に対して減少しているときに、直流
電源の出力電流が増加するように制御され、これによっ
てインバータの出力側に生じる電流と電圧の振動を抑制
することができる。
加え、その出力を負の極性で加算器17に加えている。こ
れにより、負幅偏差（Ia−Id）が増加しているとき電流
指令値Irを減少させ、振幅偏差（Ia−Id）が減少してい
るとき電流指令値Irを増大させるように補正する。すな
ち、負荷電流の振幅が指令値に対して増加しているとき
に、直流電源の出力電流が減少するように、また、負荷
電流の振幅が指令値に対して減少しているときに、直流
電源の出力電流が増加するように制御され、これによっ
てインバータの出力側に生じる電流と電圧の振動を抑制
することができる。
さらにまた、本実施例では負荷電流位相成分（θ１−
θ０）を変化率検出器38に加え、その出力を負の極性で
加算器21に加えている。これにより、負荷電流位相成分
（θ１−θ０）が増加しているとき負荷電流位相θ１が
減少する方向に、逆に、負荷電流位相成分（θ１−
θ０）が減少しているとき負荷電流位相θ１が増加する
方向に出力電流位相指令値θ０を補正する。すなわち、
負荷電流の位相が指令値に対して減少しているときに出
力電流位相が減少するように、また、負荷電流の位相が
指令値に対して減少しているときに、出力電流位相が増
加するようにインバータ７が制御され、これによってイ
ンバータの出力側に生じる電流と電圧の振動を抑制する
ことができる。
θ０）を変化率検出器38に加え、その出力を負の極性で
加算器21に加えている。これにより、負荷電流位相成分
（θ１−θ０）が増加しているとき負荷電流位相θ１が
減少する方向に、逆に、負荷電流位相成分（θ１−
θ０）が減少しているとき負荷電流位相θ１が増加する
方向に出力電流位相指令値θ０を補正する。すなわち、
負荷電流の位相が指令値に対して減少しているときに出
力電流位相が減少するように、また、負荷電流の位相が
指令値に対して減少しているときに、出力電流位相が増
加するようにインバータ７が制御され、これによってイ
ンバータの出力側に生じる電流と電圧の振動を抑制する
ことができる。
第２図（ａ）〜（ｅ）は直流電流の負幅制御による振
動抑制と、出力電流の位相制御による振動抑制を同時に
行った場合の第４図に対応する波形図である。すなわ
ち、（ａ）はインバータ７の出力側のＡ点におけるＵ相
出力電流IU、負荷12に供給されるＢ点のＵ相負荷電流I
LU、および、Ｂ点とＣ点との間のUV線間電圧VUVの関係
を示す図、（ｂ）は電流指令値Irと電流検出値I1との関
係を示す図、（ｃ）は位相指令値θ０と出力電流位相の
フィードバック値θ１との関係を示す図、（ｄ）は位相
偏差積分値θｓの変化を示す図、（ｅ）は後述する負荷
電流の振幅成分Iaの振幅指令値Idに対する偏差（Ia−
Id）、および、後述する負荷電流の位相成分θ１の位相
指令値θ０に対する偏差（θ１−θ０）の変化を示す図
である。
動抑制と、出力電流の位相制御による振動抑制を同時に
行った場合の第４図に対応する波形図である。すなわ
ち、（ａ）はインバータ７の出力側のＡ点におけるＵ相
出力電流IU、負荷12に供給されるＢ点のＵ相負荷電流I
LU、および、Ｂ点とＣ点との間のUV線間電圧VUVの関係
を示す図、（ｂ）は電流指令値Irと電流検出値I1との関
係を示す図、（ｃ）は位相指令値θ０と出力電流位相の
フィードバック値θ１との関係を示す図、（ｄ）は位相
偏差積分値θｓの変化を示す図、（ｅ）は後述する負荷
電流の振幅成分Iaの振幅指令値Idに対する偏差（Ia−
Id）、および、後述する負荷電流の位相成分θ１の位相
指令値θ０に対する偏差（θ１−θ０）の変化を示す図
である。
この第２図から明らかなように、時刻t11にて出力電
流指令値Irをステップ状に変化させても、Ｕ相負荷電流
ILUおよびUV線間電圧VUVが殆ど振動しないことが分か
る。また、振幅偏差（Ia−Id）、位相偏差（θ１−
θ０）も速やかに零に戻されている。
流指令値Irをステップ状に変化させても、Ｕ相負荷電流
ILUおよびUV線間電圧VUVが殆ど振動しないことが分か
る。また、振幅偏差（Ia−Id）、位相偏差（θ１−
θ０）も速やかに零に戻されている。
なお、上記実施例では、直流電流の振幅制御による振
動抑制と、出力電流の位相制御による振動抑制を同時に
行ったが、このうちのいずれか一方のみを行った場合、
上記実施例よりは若干の時間遅れがあるが、インバータ
の出力側に生じる電流と電圧の振動を抑制することがで
きる。
動抑制と、出力電流の位相制御による振動抑制を同時に
行ったが、このうちのいずれか一方のみを行った場合、
上記実施例よりは若干の時間遅れがあるが、インバータ
の出力側に生じる電流と電圧の振動を抑制することがで
きる。
以上の説明によって明らかなように、この発明によれ
ば、インバータの出力電圧をコンデンサで平滑してリア
クタンスを有する負荷に供給する電流形インバータにお
いて、コンデンサと負荷のリアクタンスの並列共振によ
る振動現象を抑制することができる。
ば、インバータの出力電圧をコンデンサで平滑してリア
クタンスを有する負荷に供給する電流形インバータにお
いて、コンデンサと負荷のリアクタンスの並列共振によ
る振動現象を抑制することができる。
この結果、電流と電圧の振動による電気的な損失の増
加を抑えることができ、また、負荷として交流電動機を
接続した場合の、トルクの脈動による振動や騒音の発生
を抑えることができる。
加を抑えることができ、また、負荷として交流電動機を
接続した場合の、トルクの脈動による振動や騒音の発生
を抑えることができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を、主回路と併せて
示したブロック図、第２図は同実施例の動作を説明する
ための波形図、第３図は従来の電流形インバータの制御
装置の構成を、主回路と併せて示したブロック図、第４
図は同装置の動作を説明するための波形図である。 ７……インバータ、８……直流リアクトル、９〜11……
コンデンサ、13……直流電源、16……振幅変調回路、1
9,26〜28……電流検出器、20……電流制御回路、23……
積分器、24……スイッチング制御回路、29……３相２相
変換器、30……正弦波発生器、31……座標変換器、32…
…振幅・位相検出器、35,38……変化率検出器。
示したブロック図、第２図は同実施例の動作を説明する
ための波形図、第３図は従来の電流形インバータの制御
装置の構成を、主回路と併せて示したブロック図、第４
図は同装置の動作を説明するための波形図である。 ７……インバータ、８……直流リアクトル、９〜11……
コンデンサ、13……直流電源、16……振幅変調回路、1
9,26〜28……電流検出器、20……電流制御回路、23……
積分器、24……スイッチング制御回路、29……３相２相
変換器、30……正弦波発生器、31……座標変換器、32…
…振幅・位相検出器、35,38……変化率検出器。
Claims (2)
- 【請求項１】制御可能な直流電源の出力電流を直流リア
クトルで平滑し、平滑された直流電流をインバータによ
って交流電流に変換すると共に、このインバータの出力
電圧をコンデンサで平滑してリアクタンスを有する負荷
に供給する電流形インバータにおいて、前記インバータ
の出力電流の振幅指令値をこのインバータの出力電流の
位相指令値で振幅変調して前記直流電源の出力電流指令
値を求め、この出力電流指令値と前記直流電源の出力電
流検出値とが等しくなるように前記直流電源を制御する
第１の制御部と、前記インバータの出力電流の位相指令
値と位相フィードバック値とが等しくなるように前記イ
ンバータを制御する第２の制御部と、前記負荷に供給さ
れる交流電流の振幅または位相を検出し、この振幅の前
記振幅指令値に対する偏差の変化を抑制するように前記
出力電流指令値を補正するか、または、前記位相の前記
位相指令値に対する変化を抑制するように前記位相指令
値を補正する指令値補正部とを備えたことを特徴とする
電流形インバータの制御装置。 - 【請求項２】制御可能な直流電源の出力電流を直流リア
クトルで平滑し、平滑された直流電流をインバータによ
って交流電流に変換すると共に、このインバータの出力
電圧をコンデンサで平滑してリアクタンスを有する負荷
に供給する電流形インバータにおいて、前記インバータ
の出力電流の振幅指令値をこのインバータの出力電流の
位相指令値で振幅変調して前記直流電源の出力電流指令
値を求め、この出力電流指令値と前記直流電源の出力電
流検出値とが等しくなるように前記直流電源を制御する
第１の制御部と、前記インバータの出力電流の位相指令
値と位相フィードバック値とが等しくなるように前記イ
ンバータを制御する第２の制御部と、前記負荷に供給さ
れる交流電流の振幅または位相を検出し、この振幅の前
記振幅指令値に対する偏差の変化を抑制するように前記
出力電流指令値を補正し、かつ、前記位相の前記位相指
令値に対する変化を抑制するように前記位相指令値を補
正する指令値補正部とを備えたことを特徴とする電流形
インバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2256737A JP2968027B2 (ja) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | 電流形インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2256737A JP2968027B2 (ja) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | 電流形インバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04138064A JPH04138064A (ja) | 1992-05-12 |
| JP2968027B2 true JP2968027B2 (ja) | 1999-10-25 |
Family
ID=17296745
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2256737A Expired - Lifetime JP2968027B2 (ja) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | 電流形インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2968027B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3426939B2 (ja) * | 1997-10-30 | 2003-07-14 | 株式会社東芝 | 自励式電流形電力変換装置の制御装置 |
| JP6546131B2 (ja) * | 2016-08-01 | 2019-07-17 | Ｍｙｗａｙプラス株式会社 | 電流形電力変換装置の制御装置 |
| CN111812426B (zh) * | 2020-05-28 | 2023-02-17 | 国网河北省电力有限公司电力科学研究院 | 一种基于振动相位分布的高压并联电抗器故障诊断方法 |
-
1990
- 1990-09-26 JP JP2256737A patent/JP2968027B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04138064A (ja) | 1992-05-12 |
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