JP2702936B2 - 電圧形インバータの制御方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス幅変調インバータ（以下PWMインバー
タと称する）の出力電圧を制御する方法に関する。 〔従来の技術〕 PWMインバータにおいては、インバータを構成する正
側及び負側スイツチング素子を交互に導通制御して、出
力電圧をPWM制御する。しかし、スイツチング素子には
ターンオフ時間によるスイツチングの遅れがあるため、
正側及び負側が同時に導通しないように短絡防止期間
（以下オンデレイと称する）を設けている。このため、
オンデレイの影響によりインバータの出力電圧に波形歪
みが生じるという問題がある。 そこで、従来では、オンデレイによる出力電圧の低下
を補償する方法として特開昭60−118081号に記載のよう
に、オンデレイによる出力電圧降下分の基本波成分を、
力率角を考慮して演算し、それを極座標−３相変換回路
の３相出力電圧指令に加算して補償する方法が提案され
ている。また、出力電流の瞬時値を検出し、その極性に
応じた信号を３相電圧指令に加算して補償するフイード
バツク方式が特公昭59−8152号に記載されている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかしながら、上記従来技術は、オンデレイによる出
力電圧降下分の基本波成分しか補償できないために、出
力電流波形が歪み、負荷である交流電動機にトリクリプ
ルが発生する問題があつた。また、出力電流を検出して
その極性に応じて補償するフイードバツク方式では、検
出電流に含まれる直流分あるいは出力電流波形の歪みの
ために極性検出が正しく行えず、補償がうまくできない
問題があつた。 本発明の目的は、上述の検出電流に含まれる直流分あ
るいは歪の影響を受けることなく、オンデレイによる出
力電圧降下の基本波成分及び高調波成分を共に補償し、
インバータの出力電流波形を正弦波に近づけることにあ
る。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、オンデレイによるインバータの出力電圧
降下の補償信号を、演算によって求めたインバータ出力
電流の空間ベクトル位相角（対固定子座標）に基づいて
決定し、この補償信号を３相出力電圧指令信号に加算し
て補償することにより達成される。 〔作用〕 PWMインバータのオンデレイによる出力電圧降下は、
第３図に示すように、大きさがほぼ一定で、その極性は
出力電流の極性に応じて変化する。従つて、オンデレイ
による出力電圧降下は、出力電流の極性に関係した矩形
波状の波形となる。第４図の（ａ），（ｂ），（ｃ）
は、各相の出力電流とオンデレイによる出力電圧降下の
補償電圧の波形である。このように、電圧降下（補償電
圧）は、出力電流ベクトルの位相角（出力電流が３相平
衡の場合は、出力電流位相（Ｕ相）に一致する）に対応
する。そこで、本発明では、出力電流ベクトルの位相角
を演算し、これに応じて補償信号を決定して電圧指令信
号に加算し、電圧指令を予め補正するようにしている。 〔実施例〕 本発明の一実施例を第１図に示す。 第１図において、PWMインバータ１は直流電圧を交流
電圧に変換し、交流電動機２に３相の交流電圧を供給す
る。PWMインバータ１を構成するスイツチング素子はPWM
パルス発生回路10より、出力電圧指令信号と搬送波信号
とを比較して作られるオン，オフパルスに短絡防止期間
（オンデレイ）を付加したパルスが与えられる。積分器
３は交流電動機２の一次角周波数指令信号ｗから座標変
換器５の座標基準信号wtを演算して加算器17,28に出力
する。電圧指令演算回路４は回転磁界座標系の電流指令
信号 に基づいて回転磁界座標系の電圧指令信号 を演算して座標変換器５に出力する。 座標変換器５では回転磁界座標系の電圧指令信号 が乗算器22,23及び除算器26に入力され、乗算器22,23の
各々の出力信号を加算器24にて加算して平方根演算器25
に入力し、電圧指令信号の大きさV₁が演算されて乗算器
36〜38に加えられる。除算器26の出力信号 を逆正接演算器27に入力して位相角を演算し、加算器28
にて座標基準信号ωｔと加算されて余弦関数発生器33及
び加算器29,30に出力される。加算器29,30はＵ相に対し
て２π/3,4π/3位相の遅れたＶ相,W相の基準信号を余弦
関数発生器34,35に出力する。余弦関数発生器33〜35の
出力信号は乗算器36〜38に入力されて固定子座標系の３
相の交流電圧指令信号 が演算されて加算器７〜９に加えられる。 除算器11は回転磁界座標系の電流指令信号 の比を演算して逆正接演算器16に入力し、回転磁界座標
系での電流位相角θを演算して加算器17に加える。加算
器17は座標基準信号wtと電流位相角θを加算し、固定子
座標系のＵ相から見た位相角（θ＋ωｔ）を求め、補償
電圧演算回路６を構成するメモリ18及び加算器12,13に
出力する。加算器12,13はＵ相に対して２π/3,4π/3だ
け位相の遅れたＶ相,W相に対応する位相角をメモリ19,2
0に出力する。メモリ18〜20は入力された位相角θ_１に
基づいて決定された出力電圧降下の補償信号を加算器７
〜９に出力する。加算器７〜９はPWMインバータ１の出
力電圧指令信号 をPWMパルス発生回路10に出力する。 次に、動作を説明する。 第１図の制御方式はPWMインバータによるベクトル制
御方式であり、電圧指令演算器４にて交流電動機２の回
転磁界座標系の励磁電流指令信号 とトルク電流指令信号 から回転磁界座標系の電圧指令信号 を演算し、この電圧指令信号を座標変換器５にて固定子
座標系の交流電圧指令信号 に変換し、これと搬送波信号とを比較して得られるPWM
信号に従い各相の出力電圧を制御するものである。電圧
指令演算器４における演算は次式のように表わせる。 ここに、γ₁:交流電動機２の一次抵抗値 l₁,l₂:一次，二次漏れインダクタンス値 M:励磁インダクタンス値 T₂ :二次時定数， S:微分演算子である。 また、本実施例は極座標形式の場合であり、座標変換
器５における演算は次式のように表わせる。 次に、本発明に係るオンデレイによる出力電圧降下を
補償する動作を第３図，第４図を参照して説明する。オ
ンデレイ電圧降下の大きさは、第３図に示すように出力
電流の瞬時値には拘わらず、ほぼ一定で、出力電流の極
性に応じて変化する。従って、オンデレイ電圧降下は出
力電流の極性に応じた矩形波状の波形となる。第４図の
（ａ），（ｂ），（ｃ）は各相の出力電流とオンデレイ
による出力電圧降下を補償するのに必要な電圧の波形で
ある。従来では破線で示すような波形の補償電圧を作る
ために各相の出力電流検出値からその極性を検出してい
たが、本発明では第８図に示すように、回転磁界座標系
ｄ−ｑ軸上の出力電流の空間ベクトル と固定子座標系のＵ相との位相角（θ＋ωｔ）に基づい
て、読み出し可能なメモリ18〜20より第４図（ａ），
（ｂ），（ｃ）に示す破線のような波形の補償電圧を発
生させるようにしている。その結果、電流検出信号の極
性検出器が不要とできる。また、加算器12,13はオンデ
レイによる出力電圧降下を補償する補償電圧の各相の位
相がＵ相に対してＶ相,W相が各々２π/3,4π/3遅れるこ
とからメモリの入力位相をずらすようにしたものであ
る。その結果、メモリ18〜20の入力位相角θ_ｉに対する
出力信号の関係を同じにすることができる。第２図はメ
モリ18〜20の入出力特性を示したものである。 以上のように、本実施例ではオンデレイによる出力電
圧降下を補償する電圧の大きさを、インバータの出力電
流の空間ベクトルの位相角に応じて決定するようにして
いるので、各相の出力電流の極性検出器が不要とできる
と共に、メモリに記憶させる補償電圧波形を矩形波状あ
るいは基本波と高調波の合成波形とすることによりオン
デレイによる出力電圧降下の基本波成分と高調波成分を
補償することができる。なお、補償電圧波形が矩形波の
場合は、補償信号は２値信号で良いため、位相角から直
接に補償信号を求めることができる。この場合、特別の
メモリは不要である。 第５図は本発明の他の実施例である。第１図と同一要
素には同じ符号を付しているので説明を省略する。第１
図と異なる所はオンデレイによる出力電圧降下を固定子
座標系の２相分で補償するようにした点である。 加算器17は座標基準信号ωｔと電流位相角θを加算
し、固定子座標系のＵ相から見た位相角（ωｔ＋θ）を
補償電圧演算回路６を構成する加算器12及びメモリ20に
出力する。加算器12はＷ相に対してＶ相が２π/3位相が
進みとなることを考慮するためのものである。メモリ1
9,20は入力された位相角θ_ｉに対応してPWMインバータ
１のオンデレイによる出力電圧降下を補償する補償電圧
信号を加算器8,9に出力する。加算器8,9はPWMインバー
タ１の出力電圧指令信号 をPWMパルス発生回路10に出力する。 次に、本発明に係るオンデレイによる出力電圧降下を
補償する動作を第４図，第６図を参照して説明する。 第４図（ａ），（ｂ），（ｃ）は各相の出力電流とオ
ンデレイによる出力電圧降下を補償するのに必要な電圧
の波形であるが、PWMインバータ１の出力端に接続され
る交流電動機の線間電圧においては、（ｄ），（ｅ），
（ｆ）に示すような補償電圧波形となる。そこで、本実
施例ではPWMインバータ１の線間電圧に注目してオンデ
レイによる出力電圧を補償する補償電圧を２相分に加え
るようにしている。 固定子座標系の各相の補償電圧v_fu,v_fv,v_fwより線間
電圧v_fu-v,v_fv-w,v_fw-uを求めると次式で表わせる。 そこで、Ｖ相とＷ相の補償のみで第４図（ｄ），
（ｅ），（ｆ）のような補償電圧を与えるＶ相,W相の補
償電圧 を（３）式より求めると次式で表わされる。 従つて、Ｖ相には第４図（ｄ）に示すv_fu-vの正，負
を反転した波形の補償電圧を与え、Ｗ相には第４図
（ｆ）に示すv_fw-uの波形の補償電圧を与えれば良い。
第６図は本実施例による各相の補償電圧波形である。第
６図の（ａ），（ｂ），（ｃ）は各相の出力電流に対す
るオンデレイによる出力降下を補償する電圧波形（破線
で示す）であり、（ｄ），（ｅ），（ｆ）はこの時に得
られる線間電圧で見た補償電圧 の波形である。この第６図（ｄ），（ｅ），（ｆ）の波
形は第４図（ｄ），（ｅ），（ｆ）の波形と一致する。 また、加算器12はメモリ19と20の内容を一致させるた
めに、Ｗ相に対してＶ相を２π/3だけ進めるようにした
ものである。第７図に本実施例によるメモリ19,20の入
出力特性を示す。 以上のように、本実施例では第１の実施例に比べてPW
Mインバータのオンデレイによる出力電圧降下を２相分
で補償することができるので、その演算処理ステツプ数
を少なくできる。 なお、上述の各実施例においては動作説明を解り易く
するためアナログ回路で説明したが、マイクロプロセツ
サを用いたデイジタル制御ユニツトに対しても本発明が
適用できることは明らかである。 〔発明の効果〕 本発明によれば各相の出力電流の極性検出器が不要に
できると共に、オンデレイによる出力電圧降下の基本波
成分と高調波成分を補償することができ、負荷である交
流電動機のトリクリプルを軽減することができる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の第一実施例を示す構成図、第２図は第
１図のメモリの入出力特性を示す特性図、第３図PWMイ
ンバータのオンデレイによる出力電圧降下の大きさを説
明するための特性図、第４図は本発明の作用を説明する
ための波形図、第５図は本発明の第二の実施例を示す構
成図、第６図は第二の実施例の作用を説明するための波
形図、第７図は第５図のメモリの入出力特性を示す特性
図、第８図は本発明の原理を説明するための空間ベクト
ル図である。 １……PWMインバータ、２……交流電動機、３……積分
器、４……電圧指令演算回路、５……座標変換器、６…
…補償電圧演算回路、10……PWMパルス発生回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高橋 潤一 茨城県日立市大みか町５丁目２番１号 株式会社日立製作所大みか工場内 (56)参考文献 特開 昭60−118081（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．インバータを構成する正側及び負側スイッチング素
   子の短絡を防止する期間を設け、３相交流電圧指令信号
   に基づいてパルス幅変調制御することにより出力電圧を
   制御する電圧形インバータにおいて、 回転磁界座標系における電流指令信号より、固定子座標
   に対する前記インバータ出力電流の空間ベクトルの位相
   角を演算によって求め、前記短絡防止期間による出力電
   圧降下を補償するための、前記位相角の変化に対して矩
   形波状に変化する補償電圧を前記３相交流電圧指令信号
   に加算することを特徴とする電圧形インバータの制御方
   法。 ２．交流電動機に可変電圧可変周波数の交流を供給する
   電圧形インバータと、 前記交流電動機の一次角周波数を与える周波数指令手段
   と、 該周波数指令手段の出力信号に基づいて前記交流電動機
   の３相交流電圧指令信号を与える出力電圧指令手段と、 該出力電圧指令手段の出力信号に基づいてパルス幅変調
   信号を得て、その出力パルス信号に前記電圧形インバー
   タの正側と負側スイッチング素子の短絡を防止する期間
   を設けて、インバータ出力電圧をPWM制御するパルス幅
   変調回路と、 回転磁界座標系における電流指令信号より、固定子座標
   に対する前記電圧形インバータ出力電流の空間ベクトル
   の位相角を演算によって求める位相角演算手段と、 前記短絡防止期間による前記電圧形インバータの出力電
   圧降下を補償するための、前記位相角の変化に対して矩
   形波状に変化する補償電圧信号を前記３相交流電圧指令
   信号に加算する補償手段と を備えた電圧形インバータの制御装置。