JPH0687678B2

JPH0687678B2 - 電圧形インバ−タの制御方法

Info

Publication number: JPH0687678B2
Application number: JP60072875A
Authority: JP
Inventors: 孝行松井; 俊昭奥山; 登藤本; 譲久保田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1985-04-05
Filing date: 1985-04-05
Publication date: 1994-11-02
Anticipated expiration: 2009-11-02
Also published as: JPS61231889A; CN85106848A; CN1004852B

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明はパルス幅変調インバータにおけるトルク低下、
トルクリプル及び不安定現象を防止するための電圧形イ
ンバータの制御方法に関する。

〔発明の背景〕

パルス幅変調インバータにおいては、インバータを構成
するＰ側及びＮ側スイツチング素子を交互に導通制御し
て出力電圧をPWM制御する。しかしスイツチング素子に
はターンオフ時間によるスイツチングの遅れがあるた
め、Ｐ側及びＮ側が同時にオンしないように、一方がオ
フした後、所定時間（デツドタイム）の後に、もう一方
を遅れてオンするようにしている。従来のパルス幅変調
インバータにおいては、デツドタイムの影響により、特
にインバータ出力周波数が低い場合において出力電圧変
動が大きくなりまた歪むため、インバータにより制御さ
れる電動機のトルク低下、トルクリプル及び不安定現象
の発生などに問題があつた。

従来、この対策法として、特公昭59−8152号公報、特開
昭59−123478号公報に記載のように、インバータの出力
電流方向を検出し、この検出出力に基づいてデツドタイ
ムの影響によるインバータ出力電圧の波形歪を、補償す
る補償手段を設ける方法が知られている。しかし、これ
らの方法では、スイツチング素子のターンオフ特性のば
らつきや電流の大きさによるターンオフ時間の変動の影
響については補償されず充分な補償が行えない。

また、この欠点を対策する方法として、「三菱電機技
報」Vol.58.No.12.1984のpp27〜28に記載のように、イ
ンバータの瞬時出力電圧を検出し、指令信号にフイード
バツク制御することによつて出力電圧の波形歪を補償す
る方法が知られている。しかし、この方法では、インバ
ータの出力電圧を検出するための検出器が必要であり、
さらにインバータの出力電圧は出力周波数にほぼ比例す
るために低周波数になる程、検出が難しく充分な補償が
行えない。

また、V/f制御方式においては、出力周波数が低い範囲
において、電動機の１次抵抗及びインバータから電動機
までの配線抵抗による電圧降下が無視できなくなり、ト
ルクが低下する問題がある。この対策として、低周波運
転では電圧対周波数比（V/f値）を上げ、電動機の空隙
磁束を一定にする方法が採られているが、V/f値の調節
は使用者が個々のインバータに対して行う必要があり、
大変に煩雑である。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記の点を考慮してなされたもので、
インバータ出力電圧の波形歪と抵抗電圧降下による不具
合を防止できる電圧形インバータの制御方法を提供する
ことにある。

〔発明の概要〕

本発明の特徴は、インバータ出力電圧指令値に基づいて
交流電動機に可変電圧可変周波数の交流を供給するパル
ス幅変調電圧形インバータにおいて、交流電動機の実運
転前に、直流電圧指令値と搬送波である三角波を比較し
て得られるパルスでインバータを駆動して電動機に電流
を流し、さらに、直流電圧指令値を変化させその時のイ
ンバータ出力電流値を検出して、前記直流電圧指令値に
対する前記インバータ出力電流値の特性を計測し、これ
をインバータ出力電流値に対応する電流値として記憶し
ておき、実運転時には、前記で記憶した記憶値に基づい
てインバータの出力電流値に対応する電圧値を読み出
し、該電圧値を前記インバータ出力電圧指令値に加算す
るようにしたことにある。

〔発明の実施例〕第１図に本発明の一実施例を示す。第１図において、PW
Mインバータ１は直流電源11から加えられる直流電圧を
交流電圧に変換する。インバータ１はグレーツ結線され
た自己消弧素子TUP,TVP,……TWNと各自己消弧素子に逆
並列接続された帰還ダイオードDUP,DVP,……DWNとから
構成される。自己消弧素子としてはトランジスタやゲー
トターンオフサイリスタなどのスイツチング素子が用い
られる。インバータ１の各相U,V,Wの交流出力端に誘導
電動機２が接続されている。誘導電動機２のＵ相とＶ相
及びＷ相の１次電流iu,iv,iw（インバータ１の出力電
流）は電流検出器3U,3V,3Wによつて検出される。電流検
出器3U,3V,3Wの検出電流iu,iv,iwはそれぞれ関数発生器
9U,9V,9Wに加えられると共に、電流検出器3Uの検出電流
iuは直流電流メータ31に加えられる。

速度指令回路29からの速度指令信号は電圧−周波数変換
器28に加えられる。電圧−周波数変換器28は速度指令信
号に比例した周波数指令信号を出力する。周波数指令信
号でインバータ１の出力周波数（電動機２の１次周波
数）を決定する。電圧指令回路８は周波数指令信号の大
きさに比例した振幅で、周波数が周波数指令信号に比例
した120゜位相差の電圧指令パターン信号vu^＊,vv^＊,vw
^＊を出力する。電圧指令パターン信号vu^＊,vv^＊,vw^＊は
それぞれ加算器6U,6V,6Wに加えられる。加算器6U,6V,6W
は電圧指令パターン信号vu^＊,vv^＊,vw^＊と関数発生器9
U,9V,9Wを出力信号Δvu^＊，Δvv^＊，Δvw^＊を図示の極
性で加算し、電圧指令信号vu^＊＊,vv^＊＊,vw^＊＊を出力
する。電圧指令信号vu^＊＊,vv^＊＊,vw^＊＊はそれぞれス
イツチ回路24に加えられる。

直流電圧指令回路26からの直流電圧指令信号Vdc^＊は、
係数器27U,27V,27Wに加えられると共に、直流電圧メー
タ30に加えられる。係数器27U,27V,27Wは直流電圧指令
信号Vdc^＊をそれぞれ1,−1,0倍した直流電圧指令信号Vd
cu^＊,Vdcv^＊,Vdcw^＊を出力する。直流電圧指令信号Vdcu
^＊,Vdcv^＊,Vdcw^＊はそれぞれスイツチ回路24に加えられ
る。スイツチ回路24は誘導電動機２の運転に先立ち、ス
イツチを図示の方向（ａ側）に切換え、直流電圧指令信
号Vdcu^＊,Vdcv^＊,Vdcw^＊を出力し、運転時にはスイツチ
を図示と反対側（ｂ側）に切換え、電圧指令信号v
u^＊＊,vv^＊＊,vw^＊＊を出力する。スイツチ回路24の出
力信号はそれぞれ比較器4U,4V,4Wに加えられる。パルス
幅変調制御のための搬送波信号を発生する発振器５の出
力信号は比較器4U,4V,4Wに加えられる。比較器4U,4V,4W
はスイツチ回路24の出力信号と搬送波信号とを比較し、
PWMインバータ１を構成するスイツチング素子TUP,TVP,
……TWNをオン，オフするためのパルス幅変調パルス（P
WMパルス）を発生する。ゲート回路７は比較器4U,4V,4W
の出力するPWMパルスに応じてスイツチング素子TUP,TV
P,……TWNにゲート信号を与える。

次にその動作を第２図，第３図，第４図を参照して説明
する。

まず、実運転前において、誘導電動機２の誘導起電力と
インバータ１の電圧指令パターン信号との差、すなわち
抵抗降下とインバータのオンデレイ時間による内部電圧
降下分を補償するための関数発生器9U,9V,9Wの関数の設
定方法について説明する。

誘導電動機２の運転に先立ち、スイツチ回路24は第１図
に示すａ側に切換えられ、直流電圧指令信号Vdcu^＊はVd
c^＊,Vdcv^＊は−Vdc^＊,Vdcw^＊は０が出力される。比較器
4U,4V,4Wは直流電圧指令信号Vdcu^＊,Vdcv^＊,Vdcw^＊と搬
送波信号とを比較してPWMパルスを出力する。第２図
（ａ）に比較器4U,4V,4Wに加えられる直流電圧指令Vdcu
^＊（＝Vdc^＊）,Vdcv^＊（＝−Vdc^＊）,Vdcw^＊（＝０）と
搬送波信号（発振器５の出力信号）の関係を示す。第２
図（ｂ），（ｃ）にＵ相のPWMパルス、Ｖ相のPWMパルス
を示す。なお、Ｗ相のPWMパルスは常に０となるので図
示を省略する。

インバータ１を構成するスイツチング素子TUP,TVP,……
TWNにはターンオン及びターンオフに時間遅れがあり、P
WMパルスに応じたゲート信号には、Ｐ側（正側）とＮ側
（負側）の短絡を防止するために、第２図（ｂ），
（ｃ）に図示する破線で示した時間tdのオンデレイを設
ける。通常オンデレイ時間tdはスイツチング素子のター
ンオフ時間の２〜３倍に設定される。

今、このオンデレイ時間tdを無視してＵ−Ｖ相間の線間
電圧（＝E_U-N−E_V-N）を求めると、第２図（ｄ）の実線
で示す波形となる。

次に、オンデレイ時間tdを考慮してＵ−Ｖ相間の線間電
圧を求める。インバータ１の出力電流が第１図の矢印方
向（インバータ１から電動機２へ流れ込む方向）に流れ
ているときを正極性とする。Ｕ相から見た直流電流idc
は正極性であり、Ｖ相から見た直流電流idcは負極性と
なる。直流電流が正極性に流れているＵ相では、オンデ
レイ期間はＰ側,N側のスイツチング素子TUP,TUNはオフ
しており、電流は逆並列に設けられたダイオードDUNを
介して流れるために、オンデレイ期間のＵ相の電位は一
となる。また、直流電流が負極性に流れているＶ相で
は、オンデレイ期間はＰ側,N側のスイツチング素子TVP,
TVNはオフしており、電流は逆並列に設けられたダイオ
ードDVPを介して流れるために、オンデレイ期間のＶ相
の電位は＋となる。オンデレイ時間を考慮したＵ相,V相
の中性点から見た電位を第２図（ｅ），（ｆ）に示す。
これよりＵ−Ｖ相間の線間電圧（＝V_U-N−V_V-N）は第２
図（ｄ）の破線で示す波形（ハツチングを施した部分）
となり、オンデレイ時間を無視した実線の波形に比べて
小さくなる。

また、スイツチング素子のターンオフ時間はスイツチン
グ素子を流れる電流（インバータ１の出力電流）の大き
さによつて変化する。従つて、オンデレイ期間中におけ
るＰ側とＮ側のスイツチング素子が共にオフである期間
がインバータ１の出力電流の大きさによつて変化する。
従つて、第２図（ｄ）のオンデレイ時間を考慮した破線
の波形のハツチング部分の大きさは、インバータ１の出
力電流の大きさに応じて変化する。

このように、直流電圧指令回路26より直流電圧指令Vdc
^＊の大きさを与えることによつてインバータ１を用いて
誘導電動機２に直流電圧を印加し、直流電流idcを流す
ことができる。

ここで、誘導電動機２の誘導起電力とインバータ１の電
圧指令パターン信号の間に差が生じる原因を考える。

インバータ１の電圧指令パターン信号は誘導電動機２の
誘導起電力を制御するためのものであり、両者が一致す
る時に最良な制御性能が得られる。ところが、前述のよ
うに、インバータ１にはオンデレイ時間とスイツチング
素子のターンオフ時間の電流依存性によるインバータ１
の出力電圧低下がある。さらに、インバータ１と誘導電
動機２の間の配線抵抗及び誘導電動機２の巻線抵抗によ
る電圧降下によつて誘導電動機２へ供給される電圧が低
下する。

これを第３図を用いて説明する。インバータ１のオンデ
レイ時間とスイツチング素子のターンオフ時間の電流依
存性による電圧低下をＥ（idc）、電動機２の配線のイ
ンダクタンスと抵抗をL,Rで表わすと、第３図の等価回
路が求まる。この等価回路より、直流電圧指令Vdc^＊に
対する直流電流idcの関係式は次式である。

Vdc^＊＝Ｒ・idc＋Ｅ（idc） ………（１）これより、Vdc^＊はインバータ１の電圧指令パターン信
号と誘導電動機２の誘導起電力との偏差に等しいことが
わかる。

そこで、直流電圧指令回路26より直流電圧指令Vdc^＊の
大きさを変えながら、インバータ１を用いて誘導電動機
２に直流電流idcを流し、メータ30,31により直流電圧指
令Vdc^＊の大きさと直流電流idcの大きさの関係を測定
し、関数発生器9U,9V,9Wに直流電idcの大きさに対する
直流電圧指令Vdc^＊の大きさを設定する。第４図にVdc^＊
に対するidcの特性の一例を示す。

この結果、関数発生器にはインバータ１のオンデレイ時
間とスイツチング素子のターンオフ時間の電流依存性を
考慮した電圧低下及び電動機２の巻線抵抗と配線抵抗に
よる電圧低下が記憶される。

次に誘導電動機２の運転時の動作を説明する。

誘導電動機２の運転時には、スイツチ回路24は第１図に
示すｂ側に切換えられ、電圧指令信号vu^＊＊はvu^＊＋Δ
vu^＊,vv^＊＊はvv^＊＋Δvv^＊,vw^＊＊はvw^＊＋Δvw^＊が出
力される。比較器4U,4V,4Wは電圧指令信号vu^＊＊,vv
^＊＊,vw^＊＊と搬送波信号とを比較してPWMパルスを出力
する。電圧指令信号vu^＊＊,vv^＊＊,vw^＊＊は、インバー
タ１の出力電流iu,iv,iwを電流検出器3U,3V,3Wで検出
し、出力電流iu,iv,iwの大きさと極性に対応する関数発
生器9U,9V,9Wの出力Δvu^＊，Δvv^＊，Δvw^＊と、電圧指
令回路８の電圧指令パターン信号vu^＊,vv^＊,vw^＊との加
算によつて求める。これを第５図を用いて説明する。こ
こでは、Ｕ相について述べる。Ｖ相とＷ相はＵ相と全く
同様にして制限できる。

第５図（ａ）はインバータ１の電圧指令パターン信号vu
^＊とインバータ１の出力電流iuを時間ｔに対して示した
ものである。第５図（ｂ）はインバータ１を用いて誘導
電動機２に直流電流idcを流して測定した直流電圧指令V
dc^＊に対する直流電流idcの特性（関数発生器9Uに記憶
された特性）である。誘導電動機２の運転中には電流検
出器3Uによつて出力電流iuを検出し、この電流の大きさ
と極性に対応した電圧値Vdc^＊を関数発生器9Uより出力
させる。インバータ１の出力電流iuは第５図（ａ）に示
すように交流であるため、出力電流iuに対応した電圧値
Vdc^＊を出力する関数発生器9Uの出力信号Δvu^＊は、第
５図（ｃ）に示すような交流信号となる。関数発生器9U
の出力信号Δvu^＊はインバータ１の出力電流iuに対する
オンデレイ時間とスイツチング素子のターンオフ時間の
電流依存性を考慮した電圧低下及び誘導電動機２の巻線
抵抗と配線抵抗による電圧低下分である。そこで、電圧
指令回路８の出力信号である電圧指令パターン信号vu^＊
に関数発生器9Uの出力信号Δvu^＊を加算して電圧指令信
号vu^＊＊を作り、これらの電圧降下を補償する。第５図
（ｄ）に電圧指令信号vu^＊＊を示す。

このようにして、インバータ１のオンデレイ時間とスイ
ツチング素子のターンオフ時間の電流依存性を考慮した
電圧低下及び誘導電動機２の巻線抵抗と配線抵抗による
電圧低下分を含めて補償できるので誘導電動機２の誘導
起電力は電圧指令パターン信号（正弦波）と良く一致す
る。その結果、トルク低下及び従来のインバータ出力電
圧の波形歪に伴うトルクリプル、不安定現象を防止する
ことができる。

第６図は本発明の他の実施例であり、デイジタル制御装
置への適用例を示す。第１図と同一物には同じ番号を付
しているので説明を省略する。

誘導電動機２のＵ相とＶ相及びＷ相の１次電流iu,iv,iw
（インバータ１の出力電流）は電流検出器3U,3V,3Wによ
つて検出される。電流検出器3U,3V,3Wの検出電流iu,iv,
iwはそれぞれアナログ・デイジタル変換器12に加えられ
る。

デイジタル演算回路20は、演算処理を行うプロセツサ13
と制御プログラムを記憶したプログラムメモリ14とデー
タを記憶するためのデータメモリ15と入出力ポート16,1
7とカウンタ19及びこれらを接続するアドレス・データ
バス18で構成される。プロセツサ13はプログラムメモリ
14の処理手順に従い、誘導電動機２の運転に先立ちイン
バータ１を用いて誘導電動機２に直流電流を流して直流
電圧指令と直流電流の特性（第４図示の特性）を測定
し、その結果をデータメモリ15に書込む。その後、プロ
セツサ13はプログラムメモリ14の処理手順に従い、誘導
電動機２の運転時には、電圧−周波数変換器28の出力信
号を計数するカウンタ19の値をバス18を介して読み取
り、誘導電動機２の誘導起電力の電圧指令パターン信号
vu^＊,vv^＊,vw^＊を演算し、さらにインバータ１の出力電
流を入出力ポート17より取込み、その大きさと極性に応
じて電圧低下分を補償する電圧値Δvu^＊，Δvv^＊，Δvw
^＊をデータメモリ15よりバス18を介して読み出し、先に
演算した電圧指令パターン信号vu^＊,vv^＊,vw^＊にΔv
u^＊，Δvv^＊，Δvw^＊をそれぞれ加算し、バス18を介し
て入出力ポート16より出力する。入出力ポート16より出
力された電圧指令信号はデイジタル・アナログ変換器21
へ加えられる。

次にその動作を第７図，第８図を参照して説明する。

まず、誘導電動機２の運転に先立つて、インバータ１を
用いて誘導電動機２に直流電流idcを流し、誘導電動機
２の誘導起電力とインバータ１の電圧指令パターン信号
との差を補償するためのデータ（直流電圧指令Vdc^＊の
大きさ）をデータメモリ15に設定する方法を説明する。
インバータ１を用いて誘導電動機２に直流電流を流す原
理は第１図の実施例と同じであるので説明を省略する。

第７図に示すように、ブロツク7aにてインバータの出力
周波数指令ｆ^＊を０（直流）に、直流電圧指令Vdc^＊を
０に初期設定する。ブロツク7bにてインバータ１の直流
電流idcを０から定格電流まで可変するための直流電圧
指令の増分値ΔVdc^＊とデータを格納するデータメモリ1
5の先頭番地Ｍを設定する。ブロツク7cにてデータメモ
リ15の内容を０にクリアする。ブロツク7dにてＵ相の電
圧指令vu^＊＊＝Vdc^＊、Ｖ相の電圧指令vv^＊＊＝−Vd
c^＊、Ｗ相の電圧指令vw^＊＊＝０に設定し、バス18を介
して入出力ポート16より出力する。

ブロツク7eにて直流電圧指令Vdc^＊に対するインバータ
１の出力電流iuを電流検出器3Uで検出してアナログ・デ
イジタル変換器12でテイジタル変換した信号Ｉを入出力
ポート17よりバス18を介して取り込む。ブロツク7fにて
インバータ１の出力電流Ｉ（デイジタル値）が定格電流
であるか否かを判定する。出力電流Ｉが定格電流以下で
あれば、ブロツク7gにてデータメモリ15のＭ＋Ｉ番地へ
直流電圧指令Vdc^＊をバス18を介して書き込む。

ブロツク7hにて直流電圧指令Vdc^＊を直流電圧指令の増
分値ΔVdc^＊だけ増加して新しい直流電圧指令Vdc^＊を演
算し、ブロツク7dに戻り繰り返す。

ブロツク7fにてインバータ１の出力電流Ｉが定格電流以
上であれば、ブロツク7iにてデータメモリ15の書込みが
なされなかつた番地の内容を補間法によつて求め、バス
18を介して書込む。さらに、負極性の電流方向に対する
データメモリの内容を作るために、ブロツク7jにて正極
性のデータをバス18を介して読み出して負極性に符号反
転してバス18を介してデータメモリ15に書き込む。

以上で誘導電動機２の運転に先立つ処理が終了し、引続
き誘導電動機２の運転に入る。

次に、誘導電動機２の運転時の動作を説明する。第８図
に示すように、ブロツク8aにて速度指令回路29の出力信
号を電圧−周波数変換器28を介してパルス列に変換した
信号をカウンタ19で計数し、バス18を介して取り込み誘
導電動機２の誘導起電力の電圧指令パターン信号vu^＊,v
v^＊,vw^＊の振幅値を演算する。

ブロツク8bにてインバータ１の出力電流iu,iv,iwを電流
検出器3U,3V,3Wで検出し、アナログ・デジタル変換器12
を介して出力電流のデジタル値IU,IV,IWを入出力ポート
17よりバス18を介して取り込む。ブロツク8cにてIU,IV,
IWの大きさと極性に応じて先に書込んであるデータメモ
リ15の内容を読出し、それぞれをΔvu^＊，Δvv^＊，Δvw
^＊とする。

ブロツク8dにてブロツク8aで演算した電圧指令パターン
信号vu^＊,vv^＊,vw^＊とブロツク8cで読み出したΔvu^＊，
Δvv^＊，Δvw^＊を加算する。ブロツク8eにて、ブロツク
8dで演算した結果をバス18を介して入出力ポート16より
出力する。

以上のブロツク8bから8eまでの動作を繰り返す。なお、
本実施例では誘導電動機の運転時にもプロセツサ13を用
いてデータメモリ15の内容を読み出す方法を述べたが、
アナログデイジタル変換器12の出力とデータメモリ15の
アドレスを一対一に対応（たとえばデータメモリの先頭
アドレスＭを０とする）させれば、データメモリ15の内
容を入出力ポートより直接にバス18を介して読み込むこ
とも可能である。

本実施例によれば、第１図の実施例の効果が得られると
共に、誘導電動機の運転に先立つ処理から運転までを連
続して行なえる。またこれによつて、インバータと誘導
電動機の組合せを変更したような場合においても、第１
図の実施例の効果が即座に得られる。

第９図は本発明の他の実施例であり、第６図のデイジタ
ル制御装置で実施する場合に適用することができる。第
７図と異なる点はインバータ１の電圧指令を電流指令か
ら演算する点である。

第９図に示すように、ブロツク9aにてインバータの出力
周波数指令ｆ^＊を０（直流）に、直流電流指令idc^＊を
０に初期設定する。ブロツク9bにてインバータ１の直流
電流idcを０から定格電流まで可変するための直流電流
指令の増分値Δidc^＊とデータを格納するデータメモリ1
5の先頭番地Ｍを設定する。ブロツク9cにてデータメモ
リ15の内容を０クリアする。

ブロツク9dにてＵ相の電流指令iu^＊＝idc^＊、Ｖ相の電
流指令iv^＊＝−idc^＊、Ｗ相の電流指令iw^＊＝０に設定
する。ブロツク9eにてブロツク9dで設定した電流指令か
らＵ相,V相,W相の電圧指令を演算する。但し、初回の演
算ではインバータ出力電流の検出値は０でよいので、電
流検出はブロツク9fで行う。ブロツク9eにおける電圧指
令の演算式は比例、積分であり次式である。

Ｐは比例ゲイン、Ｋは積分ゲイン、1/Sは積分であり、
各々制御系の必要応答から定めることができる。

電流指令から電圧指令vu^＊＊,vv^＊＊,vw^＊＊が演算され
るとバス18を介して入出力ポート16より出力される。ブ
ロツク9fにてブロツク9eの電圧指令値に対するインバー
タ１の出力電流iu,iv,iwを電流検出器3U,3V,3Wで検出し
てアナログ・デイジタル変換器12でデイジタル変換した
信号IU,IV,IWを入出力ポート17よりバス18に介して取り
込む。ブロツク9gにてインバータの出力電流iu,iv,iwが
電流指令iu^＊,iv^＊,iw^＊に一致しているか否か判定す
る。出力電流iu,iv,iwが指令値iu^＊,iv^＊,iw^＊と一致し
ない場合には、ブロツク9eに戻り、一致するまで電圧指
令vu^＊＊,vv^＊＊,vw^＊＊の演算を修正して繰り返す。

ブロツク9gにて出力電流iu,iv,iwが指令値iu^＊,iv^＊,iw
^＊に一致した場合には、ブロツク9hにてデータメモリ15
のＭ＋idc^＊番地へブロツク9eで演算した電圧指令vu
^＊＊をバス18を介して書き込む。

ブロツク9iにて直流電流指令idc^＊が定格電流以下であ
るか否かを判定する。直流電流指令idc^＊が定格電流以
下であれば、ブロツク9jにて直流電流指令idc^＊を直流
電流指令の増分値Δidc^＊だけ増加して新しい直流電流
指令idc^＊を演算し、ブロツク9dに戻り繰り返す。

ブロツク9iにて直流電流指令idc^＊が定格電流以上であ
れば、ブロツク9kにて負極性の電流方向に対するデータ
メモリ15の内容を正極性のデータをバス18を介して読み
出して負極性に符号反転してバス18を介してデータメモ
リ15に書き込む。

以上で誘導電動機２の運転に先立つ処理が終了し、引続
き誘導電動機２の運転に入る。誘導電動機２の運転は第
８図と同様であるので説明を省略する。

本実施例によれば、第１図，第６図の実施例の効果が得
られると共に、データメモリ15のメモリ番地がＭ＋idc
^＊で与えられるので、書き込み内容が欠けることがな
く、第７図示のブロツク7iの補間を行う必要がなくな
り、プロセツサの負担が軽減できるばかりでなく補間に
伴う誤差をなくすことができる。

以上、本発明の実施例を固定子側の電流を制御の基準に
した固定子座標系で説明したが、先願の昭59−173713号
に述べたような回転子側の電流を制御の基準にした回転
子座標系を用いてベクトル制御装置に用いることもでき
る。すなわち、固定子側の３相電流を２相電流に変換し
て、この２相電流の大きさと極性に応じてデータメモリ
の内容を読み出し、回転子座標系での２相分の制御指令
値に加算するなどして実施でき、これによつても本発明
の効果が得られることは明らかである。

〔発明の効果〕

本発明によれば、電圧検出器を用いないので構成が簡単
であり、低周波数の領域において、検出精度が低下する
問題がない。また、配線及び電動機の一次抵抗による電
圧降下並びに、オンデレイによるインバータの内部電圧
降下が補償されるので、低速低周波で安定した制御が行
え、低周波運転でも電動機に印加される電圧の低下が防
止されるので、トルク低下が生じない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すPWMインバータ装置の
回路構成図、第２図はPWMインバータの動作を説明する
動作波形図、第３図は本発明の動作原理を説明する回路
構成図、第4,第５図は本発明の動作原理を説明する特性
曲線図、第６図は本発明の他の実施例を示すPWMインバ
ータ装置の回路構成図、第7,第８図は本発明における演
算処理内容のフローチヤート、第９図は本発明の他の実
施例における演算処理内容のフローチヤートである。１……インバータ、２……誘導電動機、３……電流検出
器、13……プロセッサ、９……関数発生器、15……デー
タメモリ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】インバータ出力電圧指令値に基づいて交流
電動機に可変電圧可変周波数の交流を供給するパルス幅
変調電圧形インバータにおいて、前記交流電動機の実運転前に、直流電圧指令値と搬送波
である三角波を比較して得られるパルスでインバータを
駆動して前記電動機に電流を流し、さらに、前記直流電
圧指令値を変化させその時のインバータ出力電流値を検
出して、前記直流電圧指令値に対する前記インバータ出
力電流値の特性を計測し、これをインバータ出力電流値
に対応する電圧値として記憶しておき、実運転時には、
前記で記憶した記憶値に基づいて前記インバータの出力
電流値に対応する電圧値を読み出し、該電圧値を前記イ
ンバータ出力電圧指令値に加算し、少なくともデッドタ
イムに伴って生じる前記インバータ出力電圧の波形歪を
補償するようにしたことを特徴とする電圧形インバータ
の制御方法。