JP2644750B2 - 電圧形インバータの制御方法 - Google Patents

電圧形インバータの制御方法

Info

Publication number
JP2644750B2
JP2644750B2 JP62099849A JP9984987A JP2644750B2 JP 2644750 B2 JP2644750 B2 JP 2644750B2 JP 62099849 A JP62099849 A JP 62099849A JP 9984987 A JP9984987 A JP 9984987A JP 2644750 B2 JP2644750 B2 JP 2644750B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
current
coordinate system
magnetic field
rotating magnetic
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP62099849A
Other languages
English (en)
Other versions
JPS63268496A (ja
Inventor
譲 久保田
孝行 松井
俊昭 奥山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
Priority to JP62099849A priority Critical patent/JP2644750B2/ja
Publication of JPS63268496A publication Critical patent/JPS63268496A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2644750B2 publication Critical patent/JP2644750B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス幅変調インバータ(以下PWMインバー
タと称する)のオンデレイによる電圧降下の補償法に関
する。
〔従来の技術〕
PWMインバータにおいてはインバータを構成する正側
及び負側スイツチング素子を交互に導通制御して出力電
圧をPWM制御する。しかし、スイツチング素子にはター
ンオフ時間によるスイツチングの遅れがあるため、正側
及び負側が同時に導通しないように短絡防止期間(以下
オンデレイと呼ぶ)を設けている。このため、オンデレ
イの影響によりインバータの出力電圧に波形歪が生じる
という問題があつた。
従来、この対策法として、特公昭59−8152号公報に記
載のように、インバータの出力電流極性を各相毎に検出
し、この極性信号に基づいてオンデレイの影響によるイ
ンバータの出力電圧の波形歪を、補償する補償手段を設
ける方法が知られている。しかし、この方法では出力電
流の波形歪によりその極性検出がむずかしいために、オ
ンデレイ補償が充分に行われず、トルクリプルが発生す
るという問題があつた。
〔発明が解決しようとする問題点〕
上記従来技術はPWMインバータの出力電流の極性に応
じて補償電圧を決めていたが、出力電流の零付近におけ
る波形歪により電流極性を正しく検出することがむずか
しいために補償電圧が正しく行われず出力電圧波形が正
弦波とならず、トルクルプルが発生するという問題があ
つた。また、インバータの出力電流の極性を検出する必
要があるためにハード構成が複雑である。
本発明の目的はPWMインバータの出力電圧波形歪を出
力電流の極性を直接検出しない方式により補償し出力電
圧波形を正弦波にすることにある。
〔問題点を解決するための手段〕
上記目的は交流電動機の電流ベクトルの方向に応じ
て、オンデレイによる電圧降下に対する補償電圧を回転
磁界座標系の座標基準信号ω1t及び電流基準信号id*,i
q*から演算し、電圧指令に加算することにより達成で
きる。
〔作用〕
従来のオンデレイによる出力電圧波形歪の補償はイン
バータの出力電流の極性に基づいて補償電圧が決められ
ていた。しかし、インバータの出力電流は第10図に示す
ように波形歪が大きいために電圧が零近傍の電流検出誤
差に関係して電流極性の正しい検出がむずかしく、正し
い補償電圧が得られないために電流が歪みトリクリプル
が発生する。
そこで、オンデレイの補償電圧を回転磁界座標系の電
流基準信号と座標基準信号から演算するようにすれば、
出力電流の極性検出が不要なため上述した問題がなく出
力電圧波形歪をなくすることができる。第11図,第12図
を用いて回転磁界座標系の電圧指令に加算する補償電圧
の演算原理について説明する。第11図はインバータの出
力電流に対するオンデレイ電圧降下の特性を示す。この
特性からの電圧降下vfUはインバータの出力電流すなわ
ち電動機電流iUの極性に依存し大きさに対してほぼ一定
となり、したがつて、電圧降下を補償するための補償電
圧は出力電流の極性に関係した矩形波状のものとなる。
第12図は(a)(b)(c)は補償電圧vfU,vfV,vfW
電流極性に応じた完全な矩形波として近似した場合の波
形である。これら補償電圧を各相の電圧指令(正弦波)
に加算することにより補償できるが、該補償電圧には高
調波電流の発生に無関係な同図(e)に示す零相分が含
まれているため、それを差し引くと同図(f)(g)
(h)に示す補償電圧が得られる。この電圧を各相の電
圧指令(正弦波)に加算するようにしても同様にオンデ
レイの電圧降下を補償できる。このような補償電圧は回
転磁界座標系の電流指令信号(直流信号)と座標基準信
号から後述のようにして演算することができるので、こ
れを元の電圧指令に加算して補償を行うことができる。
〔実施例〕
以下、本発明の実施例を第1図により説明する。第1
図において、1は直流電圧を交流電圧に変換するPWMイ
ンバータ、2はインバータ1の各相U,V,Wの交流出力端
に接続されている誘導電動機である。3は誘導電動機2
の1次角周波数指令ω*から位相基準ω1tを指令する
ための積分回路、4は積分回路3からの出力信号に比例
した周波数で振幅が一定な正弦波信号を出力する発振器
で、その出力信号は座標変換器10に加えられる。5は励
磁電流指令信号id*に応じて電動機2の電圧指令vd*を
出力する電圧演算回路、6はトルク電流指令信号iq*に
応じて電動機2の電圧指令vq*を出力する電圧演算回路
である。7は励磁電流指令信号id*、トルク電流指令信
号iq*並びに積分回路3からの位相基準信号ω1tから、
PWMインバータ1のオンデレイによる電圧降下を回転磁
界座標上で補償するための補償電圧ベクトル成分fd,fq
を演算する補償電圧演算回路、8は回転磁界座標系上の
電圧演算回路5の出力信号vd*と補償電圧演算回路7の
出力信号fdを加算する加算器、9は回転磁界座標系上の
電圧演算回路6の出力信号vd*と補償電圧演算回路7の
出力信号fqを加算する加算器、10は加算器8,9の出力信
号vd*+fd及びvq*+fqを発振器4の正弦波出力信号に
基づいて回路磁界座標から固定子座標の電圧指令vu*,v
v*,vw*に変換する座標変換器、11は座標変換器10の出
力信号vu*,vv*,vw*とパルス幅変調のための搬送波信
号と比較し、PWMインバータ1を構成するスイツチング
素子をオン,オフするためのPWM信号を発生するPWMパル
ス発生回路である。
この実施例の基本動作は以下の通りである。周知のよ
うに、この制御方式はPWMインバータによるベクトル制
御と呼ばれる誘導電動機2の制御方式で、回転磁界座標
系の励磁電流指令信号id*とトルク電流指令信号iq*か
ら誘導電動機2の電圧指令vd*,vq*を演算し、この電
圧指令を発振器4の正弦波出力信号に基づいて回転磁界
座標系から固定子座標系に変換し、変換後の電圧指令vu
*,vv*,vw*を搬送波信号と比較して得られるPWM信号
に従い各相の出力電圧を制御するものである。
次に、回転磁界座標系でのオンデレイによる電圧降下
の補償法を第2図,第3図,第4図,第5図を参照して
説明する。
回転磁界座標系でのオンデレイ補償電圧は固定子座標
系の補償電圧をもとにして求めることができる。固定子
座標系の補償電圧vfu,vfv,vfwを3相−2相変換し、α
−β軸上でその大きさfα,fβを求めると次式で表わさ
れる。
ここに、xはオンデルイ電圧の大きさ、sgnは誘導電
動機2の各相電流の極性を示す。
第2図は(1)式の演算式に従つて3相分の補償電圧
vfu,vfv,vfwを2相分の補償電圧fα,fβに変換した場
合の各部波形を示す。また、第3図はfα,fβを空間ベ
クトル図に示したものである。第3図において、fα,f
βの合成ベクトルはμ゜の方向I〜VIに対してπ/3毎に
合計6ケの点(A,B,C,D,E,F)として求めることができ
る。この合成ベクトルの各点を第2図に対応させて示
す。この結果、合成ベクトルはfα,fβの値がπ/3毎に
変わるために6ケの点として求まることがわかる。な
お、合成ベクトルの最大値yは(1)式より算出すこと
ができ、4/3xとなる。
このようにα−β軸上の補償電圧μ゜の方向V〜VIに
対して6ケの点として求められる。
そこで、前述の条件から電流ベクトルμ゜の方向(I
〜VIの区間)に対する回転磁界座標系での補償電圧fd,f
qは第4図となる。
したがつて、PWMインバータのオンデレイ電圧を回転
磁界座標系で補償するためには、電流ベクトルμ゜の方
向(ω1t+θ)に応じて、COS,SINテーブルより(BIAS
(N);N=各区間の中心位相角)−(ω1t+θ)に対応
する値を読み出し、 を乗算した結果を電圧指令vd*,vq*に加算することに
よりPWMインバータのオンデレイによる電圧降下を補償
できる。
第5図は本発明によるオンデレイ補償電圧の動作波形
である。回転磁界座標系上で電流ベクトルμ゜方向(ω
1t+θ)に応じて演算された補償電圧fd,fqは固定子座
標系に変換した場合、3相分の補償電圧vfup,vfvp,vfwp
を得ることができる。
第6図は第1図の補償電圧演算回路の具体的な構成図
である。第6図において、12はトルク電流指令信号iq
を励磁電流指令信号id*で割算する割算器、13は割算器
12の出力信号から電流ベクトルμ゜の方向θを演算する
逆正接回路、14は逆正接回路13の出力信号θと誘導電動
機2の座標基準信号ω1tを加算し、電流ベクトルμ゜の
方向角度(ω1t+θ)を出力する加算器、15は加算器14
の出力信号(ω1t+θ)とオンデレイの補償電圧fdの関
係を記憶するROM回路、16は加算器14の出力信号(ω1t
+θ)とオンデレイの補償電圧fqの関係を記憶するROM
回路である。オンデレイによる電圧降下の補償は次のよ
うにして行われる。回転磁界座標系でのトルク電流指令
信号iq*、励磁電流指令信号id*並びに電動機2の1次
位相角度ω1tに基づいて電流ベクトルμ゜の方向(ω1t
+θ)を演算、それに対応して補償電圧fd,fqをROMテー
ブルから読み出し、電圧指令vd*,vq*に加算すること
により行われる。このように電流ベクトルμ゜の方向に
応じてフオワード制御によりオンデレイが補償されるた
め、出力電圧が正弦波となりトルクリプルの発生を防止
できる。以上はマイクロプロセツサを用いて第7図に示
す演算処理によつて実現できる。以下、その動作につい
て説明する。ブロツク7aにて回転磁界座標系での電流ベ
クトルμ゜の方向θを演算する。ブロツク7bにて空間ベ
クトルの方向を6つの区間に分けて電流ベクトルの存在
する区間の中心角θを求める。ブロツク7cにおいて区
間の中心の位相角上に存在する補償電圧を回転座標上に
投影し、その各軸成分fd,fqを演算する。ブロツク7dに
て回転磁界座標系上の電圧指令信号vd*,vq*に補償電
圧成分fd,fqを加算する。以上のブロツク7aから7dまで
の動作を行うことによりオンデレイの補償が行える。
以上は電流ベクトルに基づいて動作を述べたが、電流
ベクトルの方向角度と電動機電流(U相)の位相角とは
一致するため(V相,W相はそれぞれ120゜,240゜遅
れ)、第6図の演算回路において、加算器14から得られ
る信号(ω1t+θ)は、電動機電流(U相)の位相角に
相当する。また、位相角と補償電圧fd,fqの関係は第4
図および第5図に示すものであるため、第6図に示すRO
M回路15,16において、前記位相角(ω1t+θ)に基づい
てfd,fqを求め、これらを電圧指令vd*,vq*に加算し、
オンデレイによる電圧降下を補償している。
以上のように、オンデレイによる電圧降下を回転磁界
座標系上で電流ベクトルμ゜の方向に応じて補償してい
るので、従来におけるように電動機2の各相電流の波形
歪の影響を受けることなく、トリクリプルの発生を防止
できる。
第8図は本発明の他の実施例である。第1図と同一物
に同じ番号を付しているので説明を省略する。第1図と
異なる点はオンデレイの補償電圧を固定子座標系の電圧
指令に加算することにある。20は補償電圧演算回路7の
出力信号fd,fqを発振器4の正弦波信号に基づいて回転
磁界座標から固定子座標の補償電圧vfup,vfvp,vfwpに変
換する座標変換器、21〜23は座標変換器10の出力信号vu
*,vv*,vw*と座標変換器20の出力信号vfup,vfvp,vfwp
をそれぞれ加算するための加算器である。オンデレイの
補償電圧を回転磁界座標系から固定子座標系に変換し、
固定子座標系の電圧指令に加算するようにしても、前述
の制御と同様にトルクリプルの発生を防止できる。
第9図は本発明の他の実施例である。第1図と同一物
に同じ番号を付しているので説明を省略する。第1図と
異なる点は励磁電流及びトルク電流の制御ループを設け
たところにある。25〜27は誘導電動機2のU相とV相及
びW相の一次電流iU,iV,iW(インバータ1の出力電流)
を検出するための電流検出器、28は電流検出器25〜27の
出力信号を電動機2の回転磁界座標系の2つの電流成分
id,iqの2相信号に変換する座標変換器、29は励磁電流
指令値id*と座標変換器28の出力信号idとの偏差信号を
出力する加算器、30はトルク電流指令値iq*と座標変換
器28の出力信号iqとの偏差信号を出力する加算器、31は
加算器29の偏差に応じて電動機2の電圧指令値vd*を出
力する励磁電流制御部、32は加算器30の偏差に応じて電
動機2の電圧指令値vq*を出力するトルク電流制御部で
ある。回転磁界座標系で励磁電流及びトルク電流制御ル
ープを設けることにより、各電流実際値を各電流指令値
に一致して精度よく制御できる。その場合においても、
その各指令値あるいは実際値を用いて第1図と同様にし
て補償電圧を演算し補償を行うことができる。この場合
においても前述と同様に、電動機電流の瞬時値(検出
値)を用いないため電流の波形歪の影響を受けることが
ない。
〔発明の効果〕
本発明によれば、電流ベクトルμ゜の方向に応じてオ
ンデレイ補償電圧を演算し電圧指令に加算するようにし
たので、インバータの出力電圧波形歪が少なくなりトル
クリプルの発生を防止できる。
また、電動機電流の瞬時検出値を用いないので波形歪
の影響を受けることなく、補償電圧を正しく演算でき
る。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例を示すPWMインバータ装置の
回路構成図、第2図〜第5図は本発明の動作を説明する
ための図、第6図は第1図の補償電圧演算回路の回路構
成図、第7図は第6図の演算をマイクロプロセツサで行
う場合の演算処理内容のフローチヤート、第8図,第9
図は本発明の他の実施例、第10図〜第12図は本発明の作
用を説明するための図である。 1……PWMインバータ、2……誘導電動機、3……積分
回路、4……発振器、5,6……電圧演算回路、7……補
償電圧演算回路、8,9……加算器、10……座標変換器、1
1……PWM発生回路、12……割算器、13……逆正接回路、
15,16……ROM回路、25〜27……電流検出器、28……座標
変換器、29,30……加算器、31……励磁電流制御部、32
……トルク電流制御部。

Claims (1)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】交流電動機に可変電圧可変周波数の交流を
    供給する電圧形インバータと、回転磁界座標系の2つの
    電圧成分指令値Vd*及びVq*を出力する演算回路と、該
    演算回路の出力信号を固定子座標系の電圧指令値に変換
    する座標変換器と、該座標変換器の出力信号に基づいて
    前記電圧形インバータの出力電圧を制御するPWM制御回
    路を備えた装置において、 前記回転磁界座標系の2つの電流成分値(指令値または
    検出値)id及びiqに基づいて電流位相角θをtan-1(iq/
    id)の関係に従い求め、該θと座標基準信号ω1tとの加
    算値について基づいて前記電圧形インバータのオンデレ
    イ補償電圧を演算し、これを前記回転磁界座標系の2つ
    の電圧成分指令値または前記固定子座標系の電圧指令値
    に加算するようにしたことを特徴とする電圧形インバー
    タの制御方法。
JP62099849A 1987-04-24 1987-04-24 電圧形インバータの制御方法 Expired - Lifetime JP2644750B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP62099849A JP2644750B2 (ja) 1987-04-24 1987-04-24 電圧形インバータの制御方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP62099849A JP2644750B2 (ja) 1987-04-24 1987-04-24 電圧形インバータの制御方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS63268496A JPS63268496A (ja) 1988-11-07
JP2644750B2 true JP2644750B2 (ja) 1997-08-25

Family

ID=14258247

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP62099849A Expired - Lifetime JP2644750B2 (ja) 1987-04-24 1987-04-24 電圧形インバータの制御方法

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2644750B2 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02285966A (ja) * 1989-04-25 1990-11-26 Fuji Electric Co Ltd インバータの電圧指令出力回路
JP2011188633A (ja) * 2010-03-09 2011-09-22 Denso Corp モータ制御方法、モータ制御装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
JP5772843B2 (ja) * 2013-02-08 2015-09-02 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5741611B2 (ja) 2013-02-08 2015-07-01 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP7338620B2 (ja) * 2018-05-11 2023-09-05 ニデック株式会社 モータ制御装置、駆動装置およびパワーステアリング装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPS63268496A (ja) 1988-11-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0175154B1 (en) Method of controlling inverter-driven induction motor
EP1705789B1 (en) Power inverter system and method of correcting supply voltage of the same
KR101077721B1 (ko) 전력 변환 장치
KR960005691B1 (ko) 전력 변환 장치
EP3522363B1 (en) Control device for power converter
JP2644750B2 (ja) 電圧形インバータの制御方法
US20120242262A1 (en) Control apparatus for electric motor
JP3236985B2 (ja) Pwmコンバータの制御装置
JP2009100615A (ja) 交流電動機制御装置および交流電動機制御方法
JP4407215B2 (ja) 交流−交流直接変換器の制御装置
JP3276135B2 (ja) 電力変換装置
JP2702936B2 (ja) 電圧形インバータの制御方法及び装置
JPH0662579A (ja) 電圧形インバータ装置
JP2005110335A (ja) 電力変換装置
JP2020156157A (ja) インバータ装置
JP3609098B2 (ja) 誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法
JPH03135389A (ja) 電圧形インバータの制御方法及びその装置
JP2644853B2 (ja) 電圧形インバータの制御方法
JP6756293B2 (ja) 回転機の制御装置および制御方法
JPH08191600A (ja) インバータの電流制御装置
JP2523504B2 (ja) 電力変換器の制御装置
JP2924589B2 (ja) 電力変換装置
JP2780492B2 (ja) Pwm方式電圧形インバータ
JP2635646B2 (ja) 電力変換装置
JPH01274682A (ja) 電圧形インバータの制御方法

Legal Events

Date Code Title Description
EXPY Cancellation because of completion of term