KR101077721B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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히사노리 야마사키
마사키 고노
다카히코 고바야시
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Abstract

교류 전력을 정류하는 컨버터(1)와, 컨버터의 직류측에 접속된 컨덴서의 직렬 접속체(2A, 2B)와, 컨덴서의 직렬 접속체의 한쪽 단을 고전위, 다른쪽 단을 저전위, 직렬 접속점을 중간 전위로 하고, 고전위, 중간 전위 및 저전위 중 어느 하나를 선택하여 3상 교류를 출력하는 인버터(3)와, 인버터(3)를 제어하는 인버터 제어부(4)와, 컨덴서의 직렬 접속체(2A, 2B) 양단 사이의 전압인 컨덴서 전압(Vdc)을 계측하는 전압 계측기(8)를 구비한 전력 변환 장치에 있어서, 인버터 제어부(4)가 컨덴서 전압(Vdc)에 따라 변조율
Figure 112009060809523-pct00055
을 제어하는 비트리스 제어부(21)와, 인버터(3)가 출력하는 교류 전압의 주파수를 지령값으로 고정하는 주파수 고정부(22)를 가지는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치이다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERTER}
본 발명은 컨버터와, 그 출력 직류 전력을 가변 주파수 가변 전압의 교류 전력으로 변환하는 인버터를 갖는 전력 변환 장치에 관한 것이다. 특히, 출력측에 전동기를 접속하여, 컨버터에서 발생하는 정류(整流) 리플(ripple)에 의해 전동기의 토크(torque)가 변동하는 것을 방지하는 것을 가능하게 하는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
컨버터의 직류측에 접속된 컨덴서의 전압(컨덴서 전압이라 부름)에는 맥동분(脈動分; 정류 리플)이 존재한다. 맥동분의 주파수는 전원의 주파수를 f0으로 하면, 전원이 단상(單相) 교류인 경우는 2×f0이고, 전원이 3상 교류인 경우는 6×f0이다.
컨덴서 전압이 인버터의 입력으로 되므로, 인버터가 출력하는 교류 전압에도 맥동이 존재하게 된다. 인버터의 출력 주파수가 컨덴서 전압의 맥동 주파수에 가깝게 되면, 그 차분(差分)의 주파수에서 인버터의 출력인 교류 전력 및 인버터가 구동하는 전동기의 토크가 변동되는 비트 현상이 발생한다. 비트 현상이 발생하는 원인은 인버터의 출력 전압의 진폭이 1 주기 내의 정측(正側)과 부측(負側)에서 불균형해지기 때문이다.
비트 현상을 억제하기 위해, 인버터의 입력 전압에 맥동이 존재하는 경우에는 인버터의 동작 주파수를 변화시켜서, 정측의 반(半) 사이클에서의 전압 시간 적분값과, 부측의 반 사이클에서의 전압 시간 적분값이 동등하게 되도록 하는 방법이 있다. 이 방법에서, 인버터의 동작 주파수를 변화시키는 이유는 비트 현상이 발생하는 주파수가 전압을 제어할 수 없는 정전압 가변 주파수 영역에 있기 때문이다. (예를 들어, 특허 문헌 1을 참조)
벡터 제어를 행하는 경우에, 비트를 해소 또는 억제하기 위해, 전압 벡터의 위상을 제어하는 방법도 있다. (예를 들어, 특허 문헌 2를 참조)
또, 컨덴서 전압의 맥동을 검출하고, 검출한 맥동의 위상을 진행시켜서 컨덴서 전압의 직류분과 서로 합한 전압을 구하고, 이 전압을 이용하여 변조율을 제어하는 방법도 있다. (예를 들어, 특허 문헌 3을 참조)
특허 문헌 1: 일본 특공평 7-46918호 공보
특허 문헌 2: 일본 등록 3310193호 공보
특허 문헌 3: 일본 등록 3540665호 공보
종래의 비트 현상을 해소 또는 억제하는 수법에서는 인버터의 출력 전압의 주파수가 변동하므로, 속도 제어에 있어서 지령값으로부터의 속도 변동이 커진다고 하는 문제가 있었다.
본 발명에 관한 전력 변환 장치는 비트 현상을 해소 또는 억제하면서 정확하게 속도 제어를 행할 수 있는 전력 변환 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 관한 전력 변환 장치는, 교류 전력을 정류하는 컨버터와, 이 컨버터의 직류측에 접속된 컨덴서의 직렬 접속체와, 이 컨덴서의 직렬 접속체의 한쪽 단을 고전위, 다른쪽 단을 저전위, 직렬 접속점을 중간 전위로 하고, 고전위, 중간 전위 및 저전위 중 어느 하나를 선택하여 3상 교류를 출력하는 인버터와, 이 인버터를 제어하는 인버터 제어부와, 상기 컨덴서의 직렬 접속체의 양단 사이의 전압인 컨덴서 전압을 계측하는 전압 계측기를 구비한 전력 변환 장치에 있어서, 상기 인버터 제어부가, 상기 컨덴서 전압에 따라 변조율을 제어하는 비트리스(beatless) 제어부와, 상기 인버터가 출력하는 교류 전압의 주파수를 지령값으로 고정하는 주파수 고정부를 가지는 것을 특징으로 하는 것이다.
본 발명에 관한 전력 변환 장치는, 교류 전력을 정류하는 컨버터와, 이 컨버터의 직류측에 접속된 컨덴서의 직렬 접속체와, 이 컨덴서의 직렬 접속체의 한쪽 단을 고전위, 다른쪽 단을 저전위, 직렬 접속점을 중간 전위로 하고, 고전위, 중간 전위 및 저전위 중 어느 하나를 선택하여 3상 교류를 출력하는 인버터와, 이 인버터를 제어하는 인버터 제어부와, 상기 컨덴서의 직렬 접속체의 양단 사이의 전압인 컨덴서 전압을 계측하는 전압 계측기를 구비한 전력 변환 장치에 있어서, 상기 인버터 제어부가, 상기 컨덴서 전압에 따라 변조율을 제어하는 비트리스 제어부와, 상기 인버터가 출력하는 교류 전압의 주파수를 지령값으로 고정하는 주파수 고정부를 가지는 것을 특징으로 하는 것이므로, 비트 현상을 해소 또는 억제하면서 정확하게 속도 제어를 행할 수 있다고 하는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치의 구성을 설명하는 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치에 있어서 인버터 제어부의 내부 구성을 설명하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치에 있어서 게이트 펄스 생성부의 내부 구성을 설명하는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치에 있어서, 비트리스 제어부를 동작시키지 않는 경우에서 신호파, 반송파 및 인버터의 U상과 V상의 출력 전압 관계를 설명하는 도면이다. 도 4(A)가 신호파와 반송파의 관계를 설명하는 도면이다. 도 4(B)부터 도 4(D)까지가 인버터(3)의 출력 전압을 설명하는 도면이고, 도 4(B)가 U상 전압, 도 4(C)가 V상 전압, 도4(D)가 UV 선간(線間) 전압을 각각 나타낸다.
도 5는 본 발명의 실시 형태 1에 관한 전력 변환 장치가 비트 현상을 해소 또는 억제하고 또한 교류 전압의 주파수를 변동시키지 않도록 하는 동작을 설명하는 도면이다. 도 5(A)가, 상정하는 컨덴서 전압(Vdc)의 변동을 나타내는 도면이다. 도 5(B)가 변조율
Figure 112009060809523-pct00001
과 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00002
1의 시간 변화를 나타내는 도면이다. 도 5(C)가 신호파와 반송파의 관계를 설명하는 도면이다. 도 5(D)부터 도 5(F)까지가 인버터(3)의 출력 전압을 설명하는 도면이고, 도 5(D)가 U상 전압, 도 5(E)가 V상 전압, 도 5(F)가 UV 선간 전압을 각각 나타낸다.
도 6은 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치에 있어서, 비트 현상 을 해소 또는 억제하기 위해 변조율 제어를 행하는 경우와 행하지 않는 경우에서, UV 선간 전압, VW 선간 전압, WV 선간 전압의 차이를 설명하는 도면이다. 도 6(A)가, 상정하는 컨덴서 전압(Vdc)의 변동을 설명하는 도면이다. 도 6(B)부터 도 6(D)가 UV 선간 전압, VW 선간 전압, WV 선간 전압을, 위에 변조율 제어를 행하지 않는 경우를 아래에 행하는 경우를 배치하여 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시 형태 2에 따른 전력 변환 장치의 구성을 설명하는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시 형태 2에 따른 전력 변환 장치에 있어서 인버터 제어부의 내부 구성을 설명하는 도면이다.
도 9는 본 발명의 실시 형태 2에 따른 전력 변환 장치에 있어서 게이트 펄스 생성부의 내부 구성을 설명하는 도면이다.
도 10은 본 발명의 실시 형태 2에 관한 전력 변환 장치가 비트 현상을 해소 또는 억제하고 또한 교류 전압의 주파수를 변동시키지 않도록 하는 동작을 설명하는 도면이다. 도 10(A)가, 상정하는 컨덴서 전압(Vdc)의 변동을 나타내는 도면이다. 도 10(B)가 변조율
Figure 112009060809523-pct00003
과 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00004
1의 시간 변화를 나타내는 도면이다. 도 10(C)가 신호파와 반송파의 관계를 설명하는 도면이다. 도 10(D)부터 도 10(F)까지가 인버터(3)의 출력 전압을 설명하는 도면이고, 도 10(D)가 U상 전압, 도 10(E)가 V상 전압, 도 10(F)가 UV 선간 전압을 각각 나타낸다.
<부호의 설명>
1: 컨버터,
2: 컨덴서,
2A: 컨덴서,
2B: 컨덴서,
3: 인버터,
3A:인버터,
4: 인버터 제어부,
4A: 인버터 제어부,
5: 전동기,
6: 속도 검출기,
7U: 전류 계측기,
7V: 전류 계측기,
8: 전압 계측기,
11: 3상-dq축 좌표계 변환부,
12: 전압 지령 연산부,
13: 극좌표 변환부,
14: 슬립 주파수 연산부,
15: 가산기,
16: 적분기,
17: 가산기,
18: 변조율 연산부,
19: 리미터,
20: 게이트 펄스 생성부,
20A: 게이트 펄스 생성부,
21: 비트리스 제어부,
22: 주파수 고정부,
23: 신호파 발생부,
24: 반송파 발생부,
24A: 반송파 발생부
25: 신호 생성부,
25A: 신호 생성부,
26: 나눗셈기,
27: 곱셈기,
28U: 전환 스위치,
28V: 전환 스위치,
28W: 전환 스위치,
29U: U상 보정 요부(要否) 판단부,
29V: V상 보정 요부 판단부,
29W: W상 보정 요부 판단부,
30U: 정현파(正弦波) 발생기,
30V: 정현파 발생기,
30W: 정현파 발생기,
31U: 곱셈기,
31V: 곱셈기,
31W: 곱셈기,
H: 반송파,
H1: 고레벨 반송파,
H2: 저레벨 반송파,
SU: U상 신호파,
SV: V상 신호파,
SW: W상 신호파,
Vdc: 컨덴서 전압,
Figure 112009060809523-pct00005
: 변조율,
Figure 112009060809523-pct00006
1: 보정후 변조율,
실시 형태 1.
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에서 전력 변환 장치의 구성을 설명하는 도면이다.
도 1에 나타내는 바와 같이, 전력 변환 장치는 단상 교류를 직류로 변환하는 컨버터(1)와, 컨버터(1)에서 정류된 직류 전력을 보존하는 직렬로 접속된 컨덴서(2A, 2B)와, 컨덴서(2A, 2B)에 병렬로 접속되며 직류를 임의 주파수의 3상 교류 로 변환하는 인버터(3)와, 인버터(3)를 제어하는 인버터 제어부(4)를 가진다. 인버터(3)가 출력하는 교류 전력은 유도 전동기인 모터(5)에 공급된다.
모터(5)의 회전 주파수 fm은 속도 검출기(6)에 의해 계측된다. 또, 인버터(3)가 출력하는 3상의 교류 전류 중에서, U상과 V상의 전류 Iu, Iv를 전류 계측기(7U, 7V)에 의해 각각 계측한다. U상, V상, W상의 전류의 합이 제로로 된다고 하는 관계식으로부터 W상의 전류를 계산으로 구하는 것으로 하고 있으므로, W상의 전류는 계측하고 있지 않다. W상도 포함하여 3상의 전류를 계측해도 되고, U상과 W상 또는 V상과 W상과 같이 2상의 전류를 계측하는 등으로 해도 된다. 3상 중 적어도 2상의 전류를 계측하면 된다.
인버터(3)는 고전위, 저전위, 중간 전위의 3레벨을 출력하는 3 레벨 인버터이다. 컨덴서(2A, 2B)의 한쪽 단이 고전위, 또 다른쪽 단이 저전위, 직렬 접속점이 중간 전위로 된다. 컨덴서(2A, 2B)는 실제로 컨덴서의 직렬 접속체가 3조로 나뉘어져, 인버터(3)의 각 상의 스위칭 아암의 근처에 분산 배치되어 있다. 3개의 컨덴서의 직렬 접속점은 등 전위로 되도록 접속되어 있다. 번잡함을 피하기 위해, 도면에서는 1 조(組)의 컨덴서(2A, 2B)만을 기입하고 있다. 실제로 1 조이어도 되고, 3 조 이외의 복수이어도 된다. 복수의 경우는, 모든 컨덴서의 직렬 접속점이 등전위로 되도록 접속한다. 컨덴서(2A, 2B) 양단 사이의 전압인 컨덴서 전압(Vdc)를 계측하는 전압 계측기(8)가 있다.
인버터 제어부(4)는 벡터 제어에 의해 인버터(3)를 제어하는 것이고, 또한 비트 현상의 해소 또는 억제를 출력 주파수의 변동을 수반하는 일 없이 행하는 것 이다. 인버터 제어부(4)에는 도 1에 나타내는 바와 같이 적어도 컨덴서 전압(Vdc), U상 및 V상의 출력 전류 Iu, Iv, 모터의 회전 주파수 fm을 입력한다. 그 외의 계측값을 입력해도 되고, 모터의 회전 주파수 fm을 입력하지 않고, Iu, Iv 등으로부터 추정 계산을 행하도록 해도 된다.
인버터 제어부(4)의 내부 구성을 설명하는 도면을 도 2에 나타낸다. 인버터 제어부(4)의 구성 요소를, 이하에서 설명한다. 3상-dq축 좌표계 변환부(11)는 3상의 전류인 Iu, Iv를 dq축 좌표계에서의 Id, Iq로 변환하여 출력한다. 또한, d축이란 전동기의 회전 자속과 함께 회전하는 축이고, q축은 d축과 직교하는 축이다. 전압 지령 연산부(12)는 별도 계산되는 여자 전류 지령값 Id* 및 토크 전류 지령값 Iq*와, Id 및 Iq로부터 dq축 상에서의 전압 벡터 지령값인 Vd*, Vq*를 계산한다. dq축 좌표계 상에서의 전압 지령값 벡터 Vd*, Vq*는 극좌표 변환부(13)에 의해 진폭 |V*|와 위상각 θv로 변환된다.
슬립 주파수 연산부(14)는 Id* 및 Iq*가 입력되어, 슬립 주파수 fs를 출력한다. fs는 가산기(15)에 의해 모터(5)의 회전 주파수 fm과 가산되어, 인버터(3)의 출력 주파수 finv가 계산된다. finv가 적분기(16)에 의해 적분되어, 위상각 θ0이 계산된다. 가산기(17)에 의해, 위상각 θ0과 전압 벡터의 위상각 θv가 가산되어, 위상각 θ가 계산된다. 위상각 θ는 dq축 좌표계와 3상 좌표계 사이의 위상각이다. 3상-dq축 좌표계 변환부(11)에는 위상각 θ가 입력되어, 위상각 θ를 이용하여 좌 표 변환을 행한다.
변조율 연산부(18)에는 컨덴서 전압(Vdc)과 전압 지령값 벡터의 진폭 |V*|이 입력되어, 변조율
Figure 112009060809523-pct00007
0을 출력한다. 변조율 연산부(18)의 내부에서는 컨덴서 전압(Vdc)로부터 f0 정도 이상의 주파수 변동 성분을 제거한 직류분 Vav를 구하고, |V*|를 Vav로 나누는 것에 의해, 변조율
Figure 112009060809523-pct00008
0을 구한다. 변조율
Figure 112009060809523-pct00009
0은 리미터(19)에 입력되고, 리미터(19)는 상한을 소정값 이하로 제한한 변조율
Figure 112009060809523-pct00010
을 출력한다. 변조율
Figure 112009060809523-pct00011
의 최대값은 1로 한다. 비트리스 제어를 행하는 주파수 범위에서는 변조율을 증감할 수 있도록, 변조율의 최대값은 예를 들어 0.95 등과 같이 1보다 작은 소정의 크기로 되도록, 리미터(19)를 조정해 둔다. 주파수에 의해, 리미터(19)가 제한하는 상한값을 변화시켜도 된다.
게이트 펄스 생성부(20)는 위상각 θ, 변조율
Figure 112009060809523-pct00012
및 컨덴서 전압(Vdc)이 입력되어 인버터(3)의 스위칭 소자의 온, 오프를 제어하는 게이트 펄스를 출력한다. 게이트 펄스 생성부(20)는 비트 현상을 해소 또는 억제하기 위한 비트리스 제어부(21)와, 비트리스 제어부(21)가 동작하는 경우에도 인버터의 출력 전압의 주파수가 변동하지 않도록 제어하는 주파수 고정부(22)를 가진다.
실시 형태 1에 관한 전력 변환 장치가 종래의 것과 다른 점은 게이트 펄스 생성부(20)에 컨덴서 전압(Vdc)이 입력되어 있는 점과, 게이트 펄스 생성부(20)가 비트리스 제어부(21)와 주파수 고정부(22)를 가지는 점이다. 이들 이외의 점에 관해서는 도 1 및 도 2에 나타내는 구성과는 다른 구성이어도 된다.
게이트 펄스 생성부(20)의 내부 구성을 설명하는 도면을 도 3에 나타낸다. 도 3은 신호파와 반송파의 대소를 비교하는 것에 의해 게이트 펄스의 개시 및 종료의 타이밍을 제어하는 방식에 의한 경우이다. 도 3에서는 비트 현상이 발생하는 주파수 부근에서 인버터(3)가 3 펄스 모드로 동작되는 경우의 구성에 대해 도시하고 있다. 도시 및 설명은 생략하나, 비트 현상이 발생하는 주파수 부근에서 종래와 동일하게 동작시키기 위한 구성도 가진다.
게이트 펄스 생성부(20)는 비트리스 제어부(21)와 주파수 고정부(22) 외에, 신호파를 생성하는 신호파 발생부(23), 반송파를 발생하는 반송파 발생부(24), 게이트 펄스를 생성하는 신호 생성부(25)를 가진다.
비트리스 제어부(21)에는 컨덴서 전압(Vdc)과 변조율
Figure 112009060809523-pct00013
이 입력되고, 나눗셈기(26)에 의해 Vdc 기준을 Vdc로 나눈 값을, 곱셈기(27)에 의해 변조율
Figure 112009060809523-pct00014
로 곱한 값인 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00015
1을 출력한다. 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00016
1은 컨덴서 전압(Vdc)에 반비례하게 된다.
주파수 고정부(22)는 변조율
Figure 112009060809523-pct00017
과 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00018
1이 입력되어, U상, V상, W상마다에 적절한 타이밍에
Figure 112009060809523-pct00019
또는
Figure 112009060809523-pct00020
1을 전환하여 출력한다. 주파수 고정부(22)는 U상, V상, W상마다
Figure 112009060809523-pct00021
또는
Figure 112009060809523-pct00022
1을 전환하여 출력하는 전환 스위치(28U, 28V, 28W)가 있다. 전환 스위치(28U, 28V, 28W)의 출력을 각각
Figure 112009060809523-pct00023
U,
Figure 112009060809523-pct00024
V,
Figure 112009060809523-pct00025
W로 한다. 전환 스위치(28U)는 U상 보정 요부 판단부(29U)의 출력에 의해 전환이 제어되고, 전환 스위치(28V)는 V상 보정 요부 판단부(29V)의 출력에 의해 전환이 제어되 고, 전환 스위치(28W)는 W상 보정 요부 판단부(29W)의 출력에 의해 전환이 제어된다. U상 보정 요부 판단부(29U), V상 보정 요부 판단부(29V), W상 보정 요부 판단부(29W)에는 위상각 θ가 입력되어, 이하와 같이 전환 스위치(28U, 28V, 28W)를 제어한다. 또한, 여기서는 위상각을 도(度)로 표현한다. 또한, 180도=π 라디안이다.
U상 보정 요부 판단부(29U)는 이하와 같이 전환 스위치(28U)를 제어한다. 또한,
Figure 112009060809523-pct00026
1을 출력하는 기간을 보정 기간이라고 부르고,
Figure 112009060809523-pct00027
를 출력하는 기간을 보정 정지 기간이라 부른다.
-30<θ<30 또는 150<θ<210 에서,
Figure 112009060809523-pct00028
U=
Figure 112009060809523-pct00029
그 외에,
Figure 112009060809523-pct00030
U=
Figure 112009060809523-pct00031
1
V상 보정 요부 판단부(29W)는 이하와 같이 전환 스위치(28V)를 제어한다.
90<θ<150 또는 270<θ<330 에서,
Figure 112009060809523-pct00032
V=
Figure 112009060809523-pct00033
그 외에,
Figure 112009060809523-pct00034
V=
Figure 112009060809523-pct00035
1
W상 보정 요부 판단부(29W)는 이하와 같이 전환 스위치(28W)를 제어한다.
30<θ<90 또는 210<θ<270 에서,
Figure 112009060809523-pct00036
W=
Figure 112009060809523-pct00037
그 외에,
Figure 112009060809523-pct00038
W=
Figure 112009060809523-pct00039
1
비트 현상이 발생하는 주파수를 포함하는 소정의 주파수 범위에서는 주파수 고정부(22)는 상기와 같이 변조율을 전환하여, 1 주기 내의 일부에서는 비트리스 제어부(21)에서 얻어지는 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00040
1을 출력한다. 비트 현상이 발생하지 않는 주파수 범위에서는 비트리스 제어부(21)를 동작시키지 않거나, 주파수 고정 부(22)가 항상 변조율
Figure 112009060809523-pct00041
을 출력하도록 한다. 이는 비트 현상이 발생하는 주파수보다 높은 주파수에서는 변조율을 최대값인 1로 동작시키는 것이, 전력 변환 장치의 변환 효율 상에서 유리하기 때문이다. 또한, 항상 비트리스 제어부(21)와 주파수 고정부(22)를 동작시키도록 해도 된다.
신호파 발생부(23)는 위상각 θ가 입력되어, U상, V상, 및 W상용의 각각, 2π/3 라디안만큼 위상이 다른 정현파를 출력하는 정현파 발생기(30U, 30V, 30W)와, 정현파에 변조율
Figure 112009060809523-pct00042
U,
Figure 112009060809523-pct00043
V,
Figure 112009060809523-pct00044
W 중 어느 하나를 곱하는 곱셈기(31U, 31V, 31W)를 가진다. 곱셈기(31U, 31V, 31W)의 출력이, 각각 U상 신호파(SU), V상 신호파(SV), W상 신호파(SW)이다. 비트리스 제어부를 동작시키지 않는 경우에서, 신호파, 반송파 및 인버터(3)의 U상과 V상의 출력 전압 관계를 설명하는 도면을 도 4에 나타낸다. 도 4(A)가 신호파와 반송파의 관계를 설명하는 도면이다. 도 4(A)에서는 번잡함을 피하기 위해, W상 신호파(SW)는 생략하고 있다. 도 4(B)부터 도 4(D)까지가 인버터(3)의 출력 전압을 설명하는 도면이고, 도 4(B)가 U상 전압, 도 4(C)가 V상 전압, 도4(D)가 UV 선간 전압을 각각 나타낸다. 도 4(A)부터 도 4(D)에서는 신호파와 반송파의 교차점이 U상 전압, V상 전압 및 UV 선간 전압의 값이 변화하는 개소(箇所)와 대응한다. 도4(D)에 나타내는 UV 선간 전압 등의 선간 전압에서는 전압 제로의 상하에 있는 사선 처리를 한 부분을 1단째의 펄스라 부르고, 1단째의 펄스 위 또는 아래에 있는 사선 처리를 하지 않은 부분을 2단째의 펄스라 부른다.
반송파 발생부(24)는, 비트 현상이 발생하는 주파수를 포함하는 소정의 주파수 범위에서는, 신호파의 2배 주파수를 갖는 삼각파인 고레벨 반송파(H1) 및 저레 벨 반송파(H2)를 출력한다. 고레벨 반송파(H1)와 저레벨 반송파(H2)는 최대와 최소로 되는 타이밍은 일치하고, 항상 그 차가 일정하게 된다.
신호 생성부(25)는 U상, V상, W상의 신호파(SU, SV, SW)와 고레벨 반송파(H1) 및 저레벨 반송파(H2)를 비교하여, U상, V상, W상에 대해 게이트 펄스 1, 2를 출력한다. 신호파가 고레벨 반송파(H1)보다도 큰 경우에, 게이트 펄스 1은 1로 되고, 그 외에서는 0으로 된다. 신호파가 저레벨 반송파(H2)보다 큰 경우에, 게이트 펄스 2는 1로 되고, 그 외에서는 0으로 된다. 게이트 펄스 1, 2의 상태에 따라, 인버터(3)의 각 상의 스위칭 아암에서는 이하와 같은 전위를 출력한다. 또한, 항상 고레벨 반송파(H1)>저레벨 반송파(H2)이므로, 게이트 펄스 1이 1이고, 게이트 펄스 2가 0으로 되는 일은 없다.
(A) 게이트 펄스 1, 2가 모두 1이면, 고전위를 출력.
(B) 게이트 펄스 1이 0, 게이트 펄스 2가 1이면, 중간 전위를 출력.
(C) 게이트 펄스 1, 2가 모두 0이면, 저전위를 출력.
도 4(B)부터 도 4(D)는 상기의 관계가 성립하는 것을 나타내고 있다. 또한, 도 4(B)와 도 4(C)에 있어서, U상 및 V상의 전압이 변화하는 개소 중에서 마름모를 붙인 개소는 비트리스 제어에 의해 그 개소의 타이밍이 변화하는 것을 의미한다. 마름모을 붙이고 있지 않은 개소 즉 고전위와 저전위가 중간 전위를 사이에 두고 인접하는 개소에서, 고전위 또는 저전위와 중간 전위 사이에서 변화하는 개소의 타이밍은 변화시키지 않는다. 이는 고전위와 저전위가 중간 전위를 사이에 두고 인접하는 개소는 1주기 내에서 2개소뿐이고, 이 2개소의 타이밍을 반송파 또는 신호파 의 위상에 대해 소정값으로 고정하는 것에 의해, 인버터(3)가 출력하는 교류 전압의 기본파 주파수를 고정할 수 있기 때문이다.
도 5에, 본 발명의 실시 형태 1과 관한 전력 변환 장치가 비트 현상을 해소 또는 억제하고 또한 교류 전압의 주파수를 변동시키지 않도록 하는 동작을 설명하는 도면을 나타낸다. 도 5(A)에, 상정하는 컨덴서 전압(Vdc)의 변동을 나타내고, 도 5(B)에 변조율
Figure 112009060809523-pct00045
과 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00046
1을 나타낸다. 도 5(C)에, 신호파와 반송파의 관계를 설명하는 도면을 나타낸다. 도 5(C)에서는 번잡함을 피하기 위해 W상 신호파(SW)는 생략하고 있다. 도 5(D)부터 도 5(F)까지가 인버터(3)의 출력 전압을 설명하는 도면이고, 도 5(D)가 U상 전압, 도 5(E)가 V상 전압, 도 5(F)가 UV 선간 전압을 각각 나타낸다.
도 5에 나타내는 경우는 컨덴서 전압(Vdc)의 맥동 주파수와 인버터(3)가 출력하는 교류 전류의 주파수가 일치하고 있는 경우이다. 도 5에서는 컨덴서 전압(Vdc)의 맥동 1 주기분을 나타낸다. 도 5(A)로부터 알 수 있는 바와 같이, 기간의 전반에 Vdc가 상승하여 기준값으로 돌아오며, 후반에 감소하여 기준값으로 돌아온다. 도 5(B)에 나타내는 바와 같이, 변조율
Figure 112009060809523-pct00047
은 도시하는 기간 내에서는 일정하다. 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00048
1은 컨덴서 전압(Vdc)에 반비례하므로, 기간의 전반에
Figure 112009060809523-pct00049
1이 감소하여 기준값으로 돌아오고, 후반에 상승하여 기준값으로 돌아온다.
도 5(C)에서는 U상 신호파(SU)와 V상 신호파(SV)는 보정 기간과 보정 정지 기간의 경계에서 불연속적으로 변화한다. 그 이유는 그 타이밍에 변조율
Figure 112009060809523-pct00050
과 보정 후 변조율
Figure 112009060809523-pct00051
1을 전환하기 때문이다. 보정 기간에 있어서 U상 신호파(SU)와 V상 신호파(SV)는 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00052
1이 곱해져 있으므로, 그 크기는 기간의 전반에서는 도 4의 경우보다 작고, 기간의 후반에서는 도 4의 경우보다 크다. 보정 정지 기간에서는 U상 신호파(SU)와 V상 신호파(SV)의 크기는 도 4의 경우와 같다. 보정 기간에서는 U상 신호파(SU)와 V상 신호파(SV)의 크기가 도 4와는 다르므로, 도 5(D)와 도 5(E)에서 U상 또는 V상의 상전압이 변화하는 개소 중에서, 화살표를 붙인 개소는 화살표의 방향으로 타이밍이 이동하게 된다. 그 결과, 도 5(F)에 나타내는 UV 선간 전압에서는 기간의 전반에서는 2단째의 펄스 폭이 좁아지고, 기간의 후반에서는 2단째의 펄스 폭이 넓어진다. 보정 정지 기간에서 신호파와 고레벨 반송파 또는 저레벨 반송파가 교차하는 개소의 타이밍으로부터 정해지는 상전압의 변화 타이밍은 컨덴서 전압(Vdc)이 변동해도 변화하지 않기 때문에, 선간 전압에 있어서 1단째의 펄스 개시와 종료의 타이밍도 변화하지 않는다.
또한, 보정 정지 기간에서의 신호파와 고레벨 반송파 또는 저레벨 반송파가 교차하는 개소의 타이밍으로부터, 각 상의 출력 전압의 펄스가 중간 전위를 사이에 두고 고전위와 저전위가 인접하는 개소에 있어서 고전위와 중간 전위 사이에서 변화하는 타이밍과, 저전위와 중간 전위 사이에서 변화하는 타이밍이 정해진다. 그렇기 때문에, 중간 전위를 사이에 두고 고전위와 저전위가 인접하는 개소에 있어서 고전위와 중간 전위 사이에서 변화하는 타이밍과 저전위와 중간 전위 사이에서 변화하는 타이밍이 반송파 또는 신호파의 위상에 대해 고정되고, 고전위와 중간 전위 사이에서 변화하는 타이밍과 저전위와 중간 전위 사이에 변화하는 타이밍과의 사이 의 간격도 고정된다.
도 6에, 비트 현상을 해소 또는 억제하기 위해 변조율 제어를 행하는 경우와 행하지 않는 경우에서, UV 선간 전압, VW 선간 전압, WV 선간 전압의 차이를 설명하는 도면을 나타낸다. 도 6(A)가, 상정하는 컨덴서 전압(Vdc)의 변동을 설명하는 도면이고, 도 5(A)와 같다. 도 6(B)부터 도 6(D)에, UV 선간 전압, VW 선간 전압, WV 선간 전압을, 위에 변조율 제어를 행하지 않는 경우를 아래에 행하는 경우를 배치하여 나타낸다.
도 6을 보면, 컨덴서 전압(Vdc)의 변동이 선간 전압에 반영되어 있음을 알 수 있다. 이 때문에, 변조율 제어를 행하지 않는 경우는 어느 선간 전압에서도 1 주기 내에서의 제로 이상인 부분의 면적과 제로 이하인 부분의 면적이 달라, 비트 현상이 발생하는 것을 알 수 있다. 변조율 제어를 행하는 경우에는 선간 전압이 커지는 개소에서는 2단째의 펄스 폭이 짧아지고, 작아지는 개소에서는 2단째의 펄스 폭이 길어져 있다. 이로 인해, 어느 선간 전압에서도 1 주기 내에서의 제로 이상인 부분의 면적과 제로 이하인 부분의 면적 차가 변조율 제어를 행하지 않는 경우보다 작아져, 비트 현상을 억제할 수 있음을 알 수 있다. 또한, 각 선간 전압에서의 1 주기 내에서의 제로 이상(또는 제로 이하)인 부분의 면적 차도 작아져 있음을 알 수 있다.
또, 변조율 제어를 행하는 경우와 행하지 않는 경우에서, 1단째의 펄스 개시와 종료의 타이밍은 변화하고 있지 않아, 변조율 제어를 행하는 경우에도 인버터의 출력 전압의 위상 및 주파수가 변화하지 않음을 알 수 있다. 인버터의 출력 전압의 주파수 및 위상이 변화하지 않는 것에 의해, 벡터 제어를 보다 정확 또는 안정적으로 실시할 수 있게 된다. 이것은 전기 철도 차량 등에 적용한 경우에는 속도 제어시의 지령값으로부터의 속도 변동을 억제할 수 있어 보다 정확 또는 안정적으로 제어할 수 있게 된다.
모터로는 유도 전동기뿐만 아니라, 동기 전동기에도 적용할 수 있다. 동기 전동기에는 토크가 단자 전압과 내부 기전력의 위상차에 의해 정해지므로, 위상을 변화시키지 않는 것은 토크 제어를 정확하고 안정적으로 행하는 것으로도 이어진다.
컨덴서 전압으로 나누는 것에 의해 변조율을 보정하고 있으므로, 컨덴서 전압의 맥동분을 추출하기 위한 장치나, 맥동 검출의 지연을 보정하기 위한 장치 등도 불필요하여, 부품 점수를 줄일 수 있다고 하는 효과도 있다. 맥동을 검출하여, 직류분과 맥동분으로부터 변조율을 보정하기 위해 사용하는 컨덴서 전압에 상당하는 전압을 생성하도록 해도 된다.
신호파와 반송파의 대소를 비교하여 게이트 펄스의 발생 타이밍을 제어하는 방법을 설명하였으나, 컨덴서 전압이 변동해도 비트 현상을 발생시키지 않거나 발생한다 해도 억제할 수 있는 것이고, 또한 출력 전압의 기본파 성분의 주파수 및 위상이 지령값과의 차를 허용할 수 있는 범위 내로 되는 게이트 펄스의 발생 타이밍을 구하는 방법이면, 어떠한 방법이라도 좋다. 예를 들어, 직전의 소정 기간에서의 컨덴서 전압을 보존하고, 보존한 기간에서 컨덴서 전압의 변화와 동양(同樣)의 변화가 발생하는 것으로 하여, 게이트 펄스의 발생 타이밍을 구해도 된다. 또, 각 상의 상전압의 1 주기 내에 있어서 정 또는 부의 전압값과 시간 적분의 목표값을 결정하고, 1 주기 내에서의 적분값이 목표값과 차가 있는 경우에, 차가 제로에 가깝게 되도록 게이트 펄스의 발생 타이밍을 결정해도 된다.
실시 형태 2.
도 7은 본 발명의 실시 형태 2에서 전력 변환 장치의 구성을 설명하는 도면이다. 도 7은 2 레벨 인버터를 사용하는 경우이다. 3 레벨 인버터를 사용한 실시 형태 1의 경우와 다른 점만을 설명한다.
컨버터(1)에서 정류된 직류 전력을 보존하는 컨덴서(2)는 1개 또는 병렬로 접속된 복수개의 컨덴서이다. 컨덴서(2)의 한쪽 단이 고전위, 또 다른쪽 단이 저전위로 되어, 컨덴서(2)에는 중간 전위점이 없다. 인버터(3A)는 고전위, 저전위의 2 레벨을 출력하는 2 레벨 인버터이다.
인버터 제어부(4A)는 2 레벨의 인버터(3A)를 제어하는 것이다. 입력은 실시 형태 1의 경우와 같다.
인버터 제어부(4A)의 내부 구성을 설명하는 도면을 도 8에 나타낸다. 2 레벨의 인버터(3A)에 대응하는 것과 같은 게이트 펄스 생성부(20A)가 있다.
게이트 펄스 생성부(20A)의 내부 구성을 설명하는 도면을 도 9에 나타낸다. 반송파 발생부(24A)가 1개의 반송파를 출력한다. 신호 생성부(25A)가 1개의 반송파와 U상, V상, W상의 신호파를 비교하여, U상, V상, W상의 게이트 펄스를 발생시킨다.
반송파 발생부(24A)는 비트 현상이 발생하는 주파수를 포함하는 소정의 주파 수 범위에서는 신호파의 3배 주파수를 가지는 삼각파인 반송파(H)를 출력한다.
신호 생성부(25A)는 U상, V상, W상의 신호파(SU, SV, SW)와 반송파(H)를 비교하여, U상, V상, W상에 대해 게이트 펄스를 출력한다. 신호파가 반송파보다 큰 경우에, 게이트 펄스는 1로 되고, 그 외에서 0으로 된다.
도 10에, 본 발명의 실시 형태 2와 관한 전력 변환 장치가 비트 현상을 해소 또는 억제하고 또한 교류 전압의 주파수를 변동시키지 않도록 하는 동작을 설명하는 도면을 나타낸다. 도 10(A)가, 상정하는 컨덴서 전압(Vdc)의 변동을 나타내는 도면이다. 도 10(B)가 변조율
Figure 112009060809523-pct00053
과 보정후 변조율
Figure 112009060809523-pct00054
1의 시간 변화를 나타내는 도면이다. 또한, 도 10(A)는 도 5(A)와 같고, 도 10(B)는 도 5(B)와 같다. 도 10(C)가 신호파와 반송파의 관계를 설명하는 도면이다. 도 10(D)부터 도 10(F)까지가 인버터(3)의 출력 전압을 설명하는 도면이고, 도 10(D)가 U상 전압, 도 10(E)가 V상 전압, 도 10(F)가 UV 선간 전압을 각각 나타낸다.
각 상의 펄스는 각 상의 신호파가 반송파보다 커지는 기간은 "1"이고, 그렇지 않은 기간은 "0"으로 된다. 신호파와 반송파가 모두 "0"으로 되는 타이밍은 U상에서는 동그라미를 V상에서는 삼각을 붙이고 있지만, 컨덴서 전압(Vdc)이 변동해도 변화하지 않는다. 신호파와 반송파의 진폭이 최대값에 가까운 위치에서 교차하는 타이밍은 컨덴서 전압(Vdc)이 변동하는 것에 의해 변동한다. 또한, "1"이라고 하는 것은 컨덴서 전압(Vdc)이 그대로 교류 전압으로서 출력된다고 하는 의미이다. "0"은 제로 전압이 출력되는 것을 의미한다.
U상과 V상의 펄스 형상은 반주기마다 "0"과 "1"의 값을 취한다. "0"의 기간 의 중앙 부근에서 컨덴서 전압(Vdc)의 변동에 의해 기간의 길이가 변동하는 "1"의 기간이 있다. "1"의 기간의 중앙 부근에도, 컨덴서 전압의 변동에 의해 기간의 길이가 변동하는 "O"의 기간이 있다. 이 길이가 변동하는 기간은 컨덴서 전압(Vdc)이 높은 경우에 길어지고, 낮은 경우에 짧아진다.
UV상 사이의 전압은 개략 반주기마다 전기각(電氣角)으로 60도인 "0"의 전압 기간이 있고, 이 "0"의 전압 기간을 사이에 두고 "1"의 전압 기간과 "-1"의 전압 기간이 있다. 각 상의 전기각에서 60도의 "0"의 전압인 기간의 개시 타이밍은 서로 120도의 간격으로 일정한다. 이 때문에, UV 상간 전압의 주파수는 고정된다. "1" 또는 "-1"의 기간 중에 2개의 전압이 "0"인 기간이 있다. 이 기간의 길이는 컨덴서 전압의 변동에 의해 변화한다. 그 때문에, "1"의 전압 기간에 있어서 전압의 시간 적분값과, "-1"의 전압 기간에 있어서 전압의 시간 적분값과는 거의 같아진다. 이로 인해, 비트 현상을 억제할 수 있다.
이와 같이, 2 레벨 인버터에 있어서도, 비트 현상을 억제하기 위해 변조율을 제어하는 경우에도, 인버터의 출력 전압의 위상 및 주파수가 변화하지 않음을 알 수 있다. 인버터의 출력 전압의 주파수 및 위상이 변화하지 않는 것에 의해, 벡터 제어를 보다 정확 또는 안정적으로 실시할 수 있게 된다. 이것은 전기 철도 차량 등에 적용한 경우에는 속도 제어시의 지령값으로부터의 속도 변동을 억제할 수 있어 보다 정확 또는 안정적으로 제어할 수 있게 된다.
이상의 실시 형태에 나타낸 구성은 본 발명의 내용의 일례이고, 다른 공지의 기술과 조합시키는 것도 가능하고, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서 일부 를 생략하는 등, 변경하여 구성하는 것도 가능하다.
본 발명에 의하면, 비트 현상을 해소 또는 억제하면서 정확하게 속도 제어를 행할 수 있는 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.

Claims (6)

  1. 교류 전력을 정류하는 컨버터와, 상기 컨버터의 직류측에 접속된 컨덴서의 직렬 접속체와, 상기 컨덴서의 직렬 접속체의 한쪽 단을 고전위, 다른쪽 단을 저전위, 직렬 접속점을 중간 전위로 하고, 고전위, 중간 전위 및 저전위 중 어느 하나를 선택하여 3상(相) 교류를 출력하는 인버터와, 상기 인버터를 제어하는 인버터 제어부와, 상기 컨덴서의 직렬 접속체의 양단 사이의 전압인 컨덴서 전압을 계측하는 전압 계측기를 구비한 전력 변환 장치에 있어서, 상기 인버터 제어부가, 상기 컨덴서 전압에 따라 제어되는 변조율인 보정후 변조율을 연산하는 비트리스(beatless) 제어부와, 상기 변조율과 상기 보정후 변조율을 상기 인버터가 출력하는 주파수의 1주기 내에서 전환하여 출력하고, 상기 인버터가 출력하는 교류 전압의 주파수를 지령값으로 고정하는 주파수 고정부를 가지는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 비트리스 제어부가 변조율을 상기 컨덴서 전압에 반비례시켜 상기 보정후 변조율을 연산하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 주파수 고정부가, 상기 인버터의 각 상의 출력 전압이 고전위와 저전위가 중간 전위를 사이에 두고 인접하는 개소(箇所)에 있어서 고전위와 중간 전위 사이에서 변화하는 타이밍(timing)과 저전위와 중간 전위 사이에 변화하는 타이밍 사이의 간격을 소정값으로 고정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 컨버터에서의 정류에 의해 발생하는 상기 컨덴서 전압의 변동 주파수를 포함하는 소정의 주파수 범위에서, 상기 비트리스 제어부와 상기 주파수 고정부를 동작시키는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 교류 전력을 정류하는 컨버터와, 상기 컨버터의 직류측에 접속된 컨덴서와, 상기 컨덴서에 보존된 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터와, 상기 인버터를 제어하는 인버터 제어부와, 상기 컨덴서의 전압인 컨덴서 전압을 계측하는 전압 계측기를 구비한 전력 변환 장치에 있어서, 상기 인버터 제어부가, 변조율을 상기 컨덴서 전압에 반비례시켜서 보정후 변조율을 연산하는 비트리스 제어부와, 상기 변조율과 상기 보정후 변조율을 상기 인버터가 출력하는 주파수의 1주기 내에서 전환하여 출력하고, 상기 인버터가 출력하는 교류 전압의 주파수를 지령값으로 고정하는 주파수 고정부를 가지는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 청구항 1 또는 청구항 5에 있어서,
    상기 주파수 고정부가, 각 상에서, 상기 인버터가 출력하는 교류 전압의 주파수의 각 주기 중 복수의 소정 기간에 상기 변조율을 출력하고,
    상기 소정 기간의 각각은, 그 상의 전압이 변화하고, 그 상과 다른 상 간의 선간(線間) 전압이 영값으로 혹은 영값으로부터 변화하는 타이밍을 포함하고,
    상기 타이밍은, 상기 타이밍에 어느 극성의 비(非)영값으로부터 영값으로 변화하는 상기 선간 전압이, 상기 타이밍 후 최초의 영값으로부터의 변화로서, 영값으로부터 다른 한쪽 극성의 비영값으로 변화하는 것으로 되는 타이밍, 또는 상기 타이밍에 영값으로부터 어느 극성의 비영값으로 변화하는 상기 선간 전압이, 상기 타이밍 전 바로 부근의 영값으로의 변화로서, 다른 한쪽 극성의 비영값으로부터 영값으로 변화하는 것으로 되는 타이밍인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160072288A (ko) * 2014-12-12 2016-06-23 현대오트론 주식회사 출력 신호 보정 장치 및 방법

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101083125B1 (ko) * 2006-10-19 2011-11-11 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전력 변환 장치
MX2010008059A (es) * 2008-02-13 2010-08-18 Mitsubishi Electric Corp Aparato de conversion de energia electrica.
JP4968630B2 (ja) * 2008-11-27 2012-07-04 株式会社デンソー 電気自動車の制御装置
JP4877411B1 (ja) * 2010-09-30 2012-02-15 ダイキン工業株式会社 リンク電圧測定方法
US8779711B2 (en) * 2011-04-20 2014-07-15 Princeton Power Systems, Inc. Induction motor driver
US9391538B2 (en) 2011-09-21 2016-07-12 Princeton Power Systems, Inc. Switched power converter
JP5962591B2 (ja) * 2013-06-03 2016-08-03 株式会社デンソー モータ駆動装置
CN103401405B (zh) * 2013-08-05 2015-11-25 天津电气传动设计研究所有限公司 一种采用固定控制周期实现特定消谐调制的方法
US9722522B2 (en) * 2014-04-02 2017-08-01 Canrig Drilling Technology Ltd. Method for controlling torque in permanent magnet motor drives
JP6520336B2 (ja) * 2015-04-15 2019-05-29 富士電機株式会社 電力変換装置の制御装置
CN106602894B (zh) * 2017-02-13 2019-01-29 北京科锐博润电力电子有限公司 三相电压的相位跟踪方法及装置
US10158299B1 (en) * 2018-04-18 2018-12-18 Rockwell Automation Technologies, Inc. Common voltage reduction for active front end drives
WO2020100225A1 (ja) * 2018-11-14 2020-05-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
US11211879B2 (en) 2019-09-23 2021-12-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor size reduction and lifetime extension for cascaded H-bridge drives
WO2022153448A1 (ja) * 2021-01-14 2022-07-21 三菱電機株式会社 電力変換装置
CN114389515B (zh) * 2022-03-24 2022-07-05 佛山仙湖实验室 永磁同步电机谐波电流抑制方法、系统、设备及介质

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5627742A (en) 1993-09-01 1997-05-06 Hitachi, Ltd. Three level power converting apparatus having means for balancing DC component thereof
US6842354B1 (en) 2003-08-08 2005-01-11 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor charge balancing technique for a three-level PWM power converter

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59169383A (ja) * 1983-03-15 1984-09-25 Meidensha Electric Mfg Co Ltd ベクトル制御方式におけるインバ−タ出力電圧制御装置
JPH0746918B2 (ja) 1987-06-03 1995-05-17 株式会社日立製作所 電力変換装置
US5532569A (en) * 1987-06-03 1996-07-02 Hitachi, Ltd. Inverter control apparatus
JPH01227693A (ja) * 1988-03-08 1989-09-11 Toshiba Corp 交流電動機の制御装置及び制御方法
JPH06153534A (ja) * 1992-10-30 1994-05-31 Alex Denshi Kogyo Kk コンデンサレス・インバータ装置とその制御方法
US5481451A (en) 1992-10-30 1996-01-02 Arex Electronics Corporation AC-to-AC power inverter apparatus functioning without smoothing capacitor, and control method thereof
JP2791273B2 (ja) * 1993-09-07 1998-08-27 株式会社東芝 電力変換装置
US5790396A (en) * 1995-12-19 1998-08-04 Kabushiki Kaisha Toshiba Neutral point clamped (NPC) inverter control system
EP0982844B1 (en) * 1996-08-19 2009-06-03 Daikin Industries, Limited Synchronous motor driving device
JP3310193B2 (ja) 1997-03-28 2002-07-29 株式会社東芝 電力変換装置
US5959430A (en) 1997-03-07 1999-09-28 Kabushiki Kaisha Toshiba Power conversion system
JPH11122944A (ja) * 1997-10-15 1999-04-30 Toshiba Corp Ｎｐｃ変換器の制御装置
JP3585733B2 (ja) * 1998-06-05 2004-11-04 株式会社東芝 電力変換装置
US6031738A (en) 1998-06-16 2000-02-29 Wisconsin Alumni Research Foundation DC bus voltage balancing and control in multilevel inverters
JP3540665B2 (ja) 1999-04-21 2004-07-07 財団法人鉄道総合技術研究所 交流電気車駆動装置
JP2004289985A (ja) * 2003-03-25 2004-10-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機
US7710747B2 (en) * 2006-12-11 2010-05-04 Fuji Electric Systems Co., Ltd. Voltage-source inverter apparatus utilizing ripple voltage

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5627742A (en) 1993-09-01 1997-05-06 Hitachi, Ltd. Three level power converting apparatus having means for balancing DC component thereof
US6842354B1 (en) 2003-08-08 2005-01-11 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor charge balancing technique for a three-level PWM power converter

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160072288A (ko) * 2014-12-12 2016-06-23 현대오트론 주식회사 출력 신호 보정 장치 및 방법
KR101655289B1 (ko) * 2014-12-12 2016-09-08 현대오트론 주식회사 출력 신호 보정 장치 및 방법
US9465400B2 (en) 2014-12-12 2016-10-11 Hyundai Autron Co., Ltd. Apparatus and method for compensating output signal

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Publication number Publication date
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US8279641B2 (en) 2012-10-02
US20100128502A1 (en) 2010-05-27

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