JP3585733B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3585733B2 JP3585733B2 JP15812898A JP15812898A JP3585733B2 JP 3585733 B2 JP3585733 B2 JP 3585733B2 JP 15812898 A JP15812898 A JP 15812898A JP 15812898 A JP15812898 A JP 15812898A JP 3585733 B2 JP3585733 B2 JP 3585733B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- type
- converter
- type pwm
- pwm inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータを有する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の技術として、例えば図３１に示すような、交流き電区間を走行する交流電気車の主回路ブロックに採用されている電力変換装置が知られている。交流電気車では、架線２６に流れる単相交流をパンタグラフ２７により集電し、主変圧器２８の１次側入力とする。主変圧器２８の２次側は、単相の電圧形ＰＷＭコンバータ２５に接続されている。図３１における電圧形ＰＷＭコンバータ２５は単相交流を入力とし、２つの直流側電位点ＶＰ、ＶＮを有している。電圧形ＰＷＭコンバータ２５からの出力である２つの直流側電位点ＶＰ、ＶＮは、電圧形ＰＷＭインバータ３へ入力される。この図３１における電圧形ＰＷＭインバータ３は、２つの直流側電位点ＶＰ、ＶＮを有し、３相の交流を出力する。電圧形ＰＷＭインバータ３により得られる３相交流により、負荷である電動機３２を駆動する。（なお、図３４に示すように、電圧形ＰＷＭコンバータ２５として、３つの直流側電位点を有する３レベルコンバータも存在する。また電圧形ＰＷＭインバータとしても、３つの直流側電位点を入力とする３レベルインバータが存在する。）
【０００３】
このような電力変換装置では、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３とが直流コンデンサ３４を共有する構成である。
【０００４】
交流電気車の主回路ブロックに採用されている電力変換装置を例に挙げたが、同様に電圧形ＰＷＭコンバータ・電圧形ＰＷＭインバータが組み合わされる電力変換装置は多数存在する。電源が単相交流である場合のほかに、３相交流であるシステムも、例えぱ、鉄鋼圧延ドライブシステムやエレベータ駆動システムのように様々な例がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ＰＷＭ制御方式の電力変換装置では低次高調波が少なく、高次高調波が多くなるという特徴を有している。電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータによるシステムの場合、電圧形ＰＷＭコンバータの高調波の影響とともに、電圧形ＰＷＭインバータの高調波の影響により、直流コンデンサが脈動する。これが原因となり、電圧形ＰＷＭコンバータから電源に流れる電流に、本来電圧形ＰＷＭコンバータでは発生し得ない高調波が重畳する。
【０００６】
図３２と図３３には、交流電気車の電力変換装置でのシミュレーションにおける１次電流の高調波ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の結果を示してある。図３２は、電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮しない場合であり、図３３は、電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮した場合である。図３３のシミュレーションに用いた電圧形ＰＷＭインバータは１パルスモードで動作中であり、電圧形ＰＷＭインバータ周波数は１２１．９Ｈｚである。この場合、直流側への脈動は、電圧形ＰＷＭインバータ周波数の６倍すなわち７３１．４Ｈｚの周波数となる。直流が同周波数で脈動する場合、１次電流への影響は同周波数±電源周波数（５０Ｈｚ：関東圏の場合）、すなわち６８１．４Ｈｚと７８１．４Ｈｚの高調波が重畳する。
【０００７】
鉄道の場合には、レールが信号設備の回路の一部として使用されている。高次高調波電流が電圧形ＰＷＭコンバータからレールに流れることで、同回路に妨害を与える可能性もある（［１］高調波対策技術 平成９年電気学会産業応用部門全国大会Ｓ．４−４）。その他の産業ドライブシステムにおいても、高調波抑制のガイドラインが設けられており、高調波の低減が望ましい（［２］高調波規制の概要 平成７年電気学会全国大会）。
【０００８】
本発明はこのような従来の技術的課題に鑑みてなされたもので、電圧形ＰＷＭコンバータ・電圧形ＰＷＭインバータから成る電力変換装置において、電圧形ＰＷＭコンバータから電源へと流れる電流に重畳する高調波の影響を低減する電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００９】
また本発明は、電圧形ＰＷＭインバータからの交流出力により負荷に電流ビートやトルクリプルといった現象が発生するのを抑制する電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の電力変換装置は、出力側に第１のコンデンサが接続される電圧形ＰＷＭコンバータと、入力側に第２のコンデンサが接続される電圧形ＰＷＭインバータとを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの間に直列に、配線による寄生インピーダンスではなく、前記電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動し、前記電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧と電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧との電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータから電圧形ＰＷＭインバータへあるいは電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータへ流れようとする電流を減衰させる大きさのインピーダンス要素を接続したものである。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１の電力変換装置において、前記インピーダンス要素として、ＬＣフィルタの構成要素となるリアクトルを接続したことを特徴とするものである。
【００１２】
請求項１又は２の発明の電力変換装置では、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側と電圧形ＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素又はＬＣフィルタにより分離している。通常、電圧形ＰＷＭインバータの高調波が電圧形ＰＷＭインバータ側の直流コンデンサへ流入することにより、電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動し、電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧の電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータへ流れるが、インピーダンス要素又はＬＣフィルタにより電流の大きさを減衰させることができ、電圧形ＰＷＭインバータ高調波の影響によって電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動するのを抑制することができる。この結果、電圧形ＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００１３】
また、電圧形ＰＷＭコンバータの整流に起因して、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側には電圧脈動が生じ、これにより、電圧形ＰＷＭインバータの相電流にビート現象が発生したり、電動機負荷を駆動する場合にトルク脈動が発生する。そこで、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側と電圧形ＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素又はＬＣフィルタにより分離することにより、電圧形ＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑制することができて、電圧形ＰＷＭインバータの交流出力の電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することができる。
【００１４】
請求項３の発明は、請求項２の電力変換装置において、前記インピーダンス要素の接続されていない側の直流側電位点間を接地したものである。
【００１５】
請求項４の発明は、請求項３の電力変換装置において、前記インピーダンスが前記最も高い直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方に接続されている場合、これらのいずれか一方の直流電位点間を別のインピーダンス要素を介して接地したものである。
【００１６】
請求項３及び４の発明の電力変換装置では、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位を接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００１７】
請求項５の発明は、電源としての単相交流又は３相交流を３つの電位点を有する直流に変換する電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、３つの電位点を有する直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、前記電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中間電位点の間に、配線による寄生インピーダンスではなく、前記電圧形ＰＷＭインバータの中間電位点から電圧形ＰＷＭコンバータの中間電位点へ流れる電流を減衰させる大きさのインピーダンス要素を直列に接続したものである。
【００１８】
請求項５の発明の電力変換装置では、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側中間電位点の間にインピーダンス要素を接続することにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電位点から電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中間電位点へと流れる電流を減衰させ、電圧形３レベルＰＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を低減することができる。電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧とのアンバランスは、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの電圧高調波となり、電源へ流れる電流の高調波の要因となるが、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中間電位点と電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電位点の間に挿入されたインピーダンス要素によって、電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度を安定化し、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００１９】
請求項６の発明の電力変換装置は、出力側に中間電位を有する第１のコンデンサが接続される電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、入力側に中間電圧を有する第２のコンデンサが接続される電圧形３レベルＰＷＭインバータとを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各両端端子間のみを接続したものである。
【００２０】
請求項６の発明の電力変換装置では、電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の第１のコンデンサと電圧形３レベルＰＷＭインバータ側の第２のコンデンサとの各両端端子間のみを接続することによって、それらの中間電位点間を切り離すことができ、電圧形３レベルＰＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を除去することができる。電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧とのアンバランスは電圧形３レベルＰＷＭコンバータの電圧高調波となり、電源へ流れる電流の高調波の要因となるが、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中間電位点と電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電位点との間を切り離すことによって、電圧形ＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度を安定化し、電圧形ＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項６の電力変換装置において、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各両端端子間の少なくともいずれか一方にインピーダンス要素を直列に接続したものである。
【００２２】
請求項７の発明の電力変換装置では、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流側と電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素により分離することにより、インピーダンス要素によって電圧形３レベルＰＷＭインバータから電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側に流れる交流電流成分を減衰させることができ、電圧形３レベルＰＷＭインバータ高調波の影響によって電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動するのを抑制することができる。この結果、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。また、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの整流に起因して、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流側には電圧脈動が生じ、これにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの相電流にビート現象が発生したり、電動機負荷を駆動する場合にトルク脈動が発生するが、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータとの間をインピーダンス要素により分離することにより、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧形３レベルＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑制することができて、電圧形３レベルＰＷＭインバータの交流出力の電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することができる。
【００２３】
請求項８の発明は、電源としての単相交流又は３相交流を３つの電位点を有する直流に変換する電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、３つの電位点を有する直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、前記電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとのそれぞれの最も高い直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方に、配線による寄生インピーダンスではなく、前記電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動し、前記電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧と電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧との電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータから電圧形ＰＷＭインバータへあるいは電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータへ流れようとする電流を減衰させる大きさのインピーダンス要素を直列に接続し、前記電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中間電位点の間を直接接続すると共に、当該直流側中間電位点を別のインピーダンス要素を介して接地したものであり、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位を接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００２４】
請求項９の発明は、電源としての単相交流又は３相交流と、該電源に接続された変圧器と、該変圧器に接続された電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、該電圧形３レベルＰＷＭコンバータにより変換された直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、前記変圧器と前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータの間にコンデンサを直列に接続し、前記変圧器の漏れインダクタンスと前記コンデンサとの共振周波数を前記電源の周波数付近に設定したものである。
【００２６】
請求項９の発明の電力変換装置では、変圧器とコンデンサ及び電圧形ＰＷＭコンバータから成る各相は、等価的にＬＣ直列回路と考えることができ、ＬＣ回路のゲインは共振周波数付近で大きく、共振周波数から離れるに従い小さくなるため、共振周波数を電源の周波数付近に設定することにより、電圧形ＰＷＭコンバータから電源へ流れる電流高調波を減衰させることができる。また、変圧器の漏れインダクタンスによる電圧降下分をコンデンサによって補償することができ、電圧形ＰＷＭコンバータの電圧利用率を向上させることができる。
【００２７】
さらに、変圧器と電圧形ＰＷＭコンバータとに直列に接続したコンデンサによって直流電流が変圧器に流れることを防止することができ、直流電流が変圧器に流れると変圧器が偏磁し、高調波を増加させるものであるのが、このコンデンサによりそのような変圧器の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することができる。
【００２８】
請求項１０の発明の電力変換装置は、架線から電力を集電するパンタグラフと、前記パンタグラフが集電した単相交流又は３相交流を変圧する変圧器と、該変圧器に接続された電圧形ＰＷＭコンバータと、前記パンタグラフの集電した直流電力を直接取り込むか、該電圧形ＰＷＭコンバータにより変換された直流を取り込むかを切換える切換装置と、該切換装置からの直流を単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形ＰＷＭインバータと、前記切換装置と電圧形ＰＷＭインバータの直流側との間に介挿されたリアクトルとを備え、前記架線に流れる電力を前記パンタグラフにより集電し、直流き電区間にあっては前記切換装置並びに前記リアクトルを介して前記電圧形ＰＷＭインバータに直流電力を供給し、交流き電区間にあっては前記変圧器を介して交流電力を前記電圧形ＰＷＭコンバータの出力側に接続されるコンデンサの出力端から前記切換装置並びに前記リアクトルを介して前記電圧形ＰＷＭインバータに直流電力を供給するものである。
【００２９】
請求項１０の発明の電力変換装置では、直流き電区間と交流き電区間において、電圧形ＰＷＭインバータに起因する高調波の影響をリアクトルによって低減することができる。また直流き電区間と交流き電区間とで同じリアクトルを併用することにより、コスト・スペース・重量などの負担を低減することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は、本発明の第１の実施の形態のブロック図である。３相交流電源１は、電圧形ＰＷＭコンバータ２へ接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２は、３相交流を入力とし、出力として２つの直流電位点ＶＰＣ、ＶＮＣを有している。電圧形であるため、直流出力側にはコンデンサ５が接続され、電圧の平滑化が図られている。
【００３１】
電圧形ＰＷＭインバータ３は、２つの直流電位点ＶＰＩ、ＶＮＩを入力とし、３相交流を出力する。電圧形であるため、直流入力側にコンデンサ６が接続され、電圧の平滑化が図られている。電圧形ＰＷＭインバータ３から出力される３相交流により、交流電動機のような３相負荷４に電力が供給される。
【００３２】
電圧形ＰＷＭコンバータ２の負極側電位点ＶＮＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の負極側電位点ＶＮＩとが直接接続されている。そして電圧形ＰＷＭコンバータ２の正極側電位点ＶＰＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰＩとの間には、インピーダンス要素７が接続されている。
【００３３】
上記電圧形ＰＷＭコンバータ２及び電圧形ＰＷＭインバータ３の具体的な回路構成を図２、図３及び図４を示す。図２に示す回路は、直流側電位点を２つ有する２レベル変換器であり、広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータ／インバータである。図３及び図４に示す回路は、直流側電位点を３つ有する３レベル変換器である。特に図３の回路は、中性点クランプ方式（ＮＰＣ）変換器として広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータ／インバータである。図４に示す変換器は電圧形ＰＷＭコンバータ２として用いられるものであり、図２に示した２レベル変換器の直流側を直列に接続し、交流側をそれぞれ変圧器２０の２次側に接続する構成をとるものである。
【００３４】
上記の第１の実施の形態の電力変換装置は、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との間にインピーダンス要素７を直列に接続した構成であり、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３それぞれのコンデンサ５，６をインピーダンス要素７により分離したことにより、次のような効果を奏する。
【００３５】
電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波が電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流コンデンサ６へ流入することによって電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧が脈動し、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧と電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧との電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータ２から電圧形ＰＷＭインバータ３へあるいは電圧形ＰＷＭインバータ３から電圧形ＰＷＭコンバータ２へ流れようとする。しかしながらインピーダンス要素７により、その電流の大きさを減衰させることができ、電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波の影響によって電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧が脈動するのを抑制することができる。この結果、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流電圧が安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００３６】
また、逆に、電圧形ＰＷＭコンバータ２の整流に起因して、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流側には、電源が３相の場合、電源周波数の６倍の周波数が重畳し、直流電圧が同周波数によって脈動する。これにより、電圧形ＰＷＭインバータ３の相電流にビート現象が発生したり、負荷４として電動機を駆動する場合にはトルク脈動が発生する。しかしながら本実施の形態のように、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３それぞれの直流コンデンサ５，６間をインピーダンス要素７によって分離することにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２の整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧に与える影響を抑制することができ、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することが可能となる。
【００３７】
なお、図５に示すように、インピーダンス要素７としてリアクトル８を接続することができる（第２の実施の形態）。この場合、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３それぞれのコンデンサ５，６をリアクトル８で分離することになり、リアクトルは低周波でインピーダンスが低く、高周波でインピーダンスが高いため、電圧形ＰＷＭインバータから発生する高調波の影響を効果的に抑制することができ、電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータに流れる高調波電流を減衰させ、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流電圧を安定化する。これにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。また逆に、第１の実施の形態と同様に、電圧形ＰＷＭコンバータ２の整流に起因する高調波が電圧形ＰＷＭインバータ３の直流側に及ぼす影響を効果的に低減することができて、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することが可能となる。
【００３８】
なお、インピーダンス要素７は、図１に示す第１の実施の形態のように正極電位点ＶＰＣ−ＶＰＩ間に挿入する他に、図６に示すように電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との負極電位点ＶＮＣ−ＶＮＩ間に挿入することができ（第３の実施の形態）、また図７に示すように同正極電位点ＰＣ−ＶＰＩ間、同負極電位点ＶＮＣ−ＶＮＩ間に共に挿入することもできる（第４の実施の形態）。このような構成によっても、第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。さらに、これらの実施の形態においても、第２の実施の形態と同様に図５に示したリアクトル８をインピーダンス要素７として用いることができ、これにより、第２の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００３９】
次に、本発明の第５実施の形態を図８に基づいて説明する。３相交流電源１は、電圧形ＰＷＭコンバータ２へ接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２は３相交流を入力とし、出力として３つの直流電位点ＶＰＣ、Ｖ０Ｃ、ＶＮＣを有している。電圧形であるため、直流側はコンデンサ１０，１１により分圧されている。電圧形ＰＷＭインバータ３は３つの直流電位点ＶＰＩ、Ｖ０Ｉ、ＶＮＩに接続され、３相交流を出力する。電圧形であるため、直流側はコンデンサ１２，１３により分圧されている。この電圧形ＰＷＭインバータ３から出力される３相交流により、交流電動機のような３相負荷４に電力が供給される。
【００４０】
電圧形ＰＷＭコンバータ２の正極側電位点ＶＰＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰＩとが直接接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２の負極側電位点ＶＮＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の負極側電位点ＶＮＩとも直接接続されている。そして電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉとの間には、インピーダンス要素７が接続されている。
【００４１】
第５の実施の形態の電力変換装置は、以上の構成によって電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉの間をインピーダンス要素７で分離することにより、次のような作用効果を奏する。電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉへ電流が流入することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３側の正側電圧（＝ＶＰＩ−Ｖ０Ｉ）と負側電圧（＝Ｖ０Ｉ−ＶＮＩ）とがアンバランスとなる。その脈動の周波数は電圧形ＰＷＭインバータ３の電圧形ＰＷＭ動作に依存する。三角波比較非同期方式のＰＷＭ制御においては、主に電圧形ＰＷＭインバータ周波数の３倍の周波数が支配的である。そこで、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間にインピーダンス要素７を接続することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉから電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃへと流れる電流を減衰させ、電圧形ＰＷＭインバータ３の正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を低減することができる。通常、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧とのアンバランスは電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧高調波となり、電源１へ流れる電流の高調波の要因となる。しかしながら電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉの間に挿入されたインピーダンス要素７によって、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧のバランス度が安定化し、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００４２】
なお、この第５の実施の形態で用いたインピーダンス要素７にも、図５に示したリアクトル８を用いることができる（第６の実施の形態）。これにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉとの間をリアクトル８で分離することができる。リアクトルは低周波でインピーダンスが低く、高周波でインピーダンスが高いため、電圧形ＰＷＭインバータ３から発生する高調波の影響を効果的に抑制することができ、電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉから電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃに流れる高調波電流が減衰するため、電圧形ＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００４３】
次に、本発明の第７の実施の形態を図９に基づいて説明する。３相交流電源１は、電圧形ＰＷＭコンバータ２へ接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２は、３相交流を入力とし、出力として３つの直流電位点ＶＰＣ、Ｖ０Ｃ、ＶＮＣを有している。電圧形であるため、直流側はコンデンサ１０，１１により分圧されている。電圧形ＰＷＭインバータ３は３つの直流電位点ＶＰＩ，Ｖ０Ｉ，ＶＮＩに接続され、３相交流を出力する。電圧形であるため、直流側はコンデンサ１２，１３により分圧されている。出力される３相交流により、３相負荷４に電力が供給される。
【００４４】
電圧形ＰＷＭコンバータ２の正極側電位点ＶＰＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰＩとが直接接続され、また電圧形ＰＷＭコンバータ２の負極側電位点ＶＮＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の負極側電位点ＶＮＩとが直接接続されている。そして電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータの中間電位点Ｖ０Ｉとの間は切り離されている。
【００４５】
以上の構成により、電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉの間を分離することができる。電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点へ電流が流入することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３側の正側電圧（＝ＶＰＩ−Ｖ０Ｉ）と負側電圧（＝Ｖ０Ｉ−ＶＮＩ）とがアンバランスとなる。その脈動の周波数は、電圧形ＰＷＭインバータの電圧形ＰＷＭ動作に依存する。一般に三角波比較非同期方式のＰＷＭ制御においては、主に電圧形ＰＷＭインバータ周波数の３倍の周波数が支配的である。そこで、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を切り離すことで、電圧形ＰＷＭインバータ３の正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形ＰＷＭコンバータ側の正側電圧（＝ＶＰＣ−Ｖ０Ｃ）と負側電圧（＝Ｖ０Ｃ−ＶＮＣ）のバランス度に与える影響を除去することができる。電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧とのアンバランスは、電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧高調波となり、電源１へ流れる電流の高調波の要因となるが、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を切り離すことにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧のバランス度を安定化し、電圧形ＰＷＭコンバータ３の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００４６】
次に、本発明の第８の実施の形態を図１０に基づいて説明する。３相交流電源１は変圧器１７へと入力される。変圧器１７の出力側に、各相それぞれにコンデンサ１８の一方の端子が直列に接続されている。各コンデンサ１８のもう一方の端子は電圧形ＰＷＭコンバータ２へと接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２は、出力として２つの直流電位点ＶＰ、ＶＮを有している。電圧形であるため、直流出力側にはコンデンサ１９が接続され、電圧の平滑化が図られている。電圧形ＰＷＭインバータ３は、２つの直流電位点ＶＰ、ＶＮを入力とし、３相交流を出力する。電圧形ＰＷＭインバータ３から出力された３相交流により、３相負荷４に電力を供給する。
【００４７】
以上の構成をとることにより、以下のような作用効果を得る。図１１には、図１０における３相変圧器１７、コンデンサ１８及び電圧形ＰＷＭコンバータ２の１相分を模擬する等価回路が示してある。変圧器１７は、電圧源２１と漏れインダクタンス２２とで表している。電圧形ＰＷＭコンバータ２は、電圧源２３で表している。この等価回路上のインピーダンスは、ＬＣ直列回路の共振周波数付近で大きく、共振周波数から離れるに従い小さくなる。共振周波数を電源の周波数付近に設定することにより、高調波成分でのゲインが小さくなるため、電圧形ＰＷＭコンバータ２から電源へ流れる電流高調波を減衰させることができる。
【００４８】
また、変圧器１７の漏れインダクタンスによる電圧降下分をコンデンサ１８により補償することで、電圧降下量を低減することができる。このため、電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧利用率を向上させることが可能となる。
【００４９】
さらに、変圧器１７と電圧形ＰＷＭコンバータ２との間に直列に接続したコンデンサ１８により、直流電流が変圧器１７へ流れることを防止することができる。直流電流が変圧器１７に流れると変圧器１７が偏磁し、高調波を増加させるが、コンデンサ１８により変圧器１７の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することが可能となる。
【００５０】
なお、変圧器１７の漏れインダクタンス及びコンデンサ１８は次のように設定するのが好ましい。図１１の１相分の等価回路において、ＬＣ直列回路の共振周波数Ｆは、変圧器１７の漏れインダクタンスをＬ、変圧器１７と電圧形ＰＷＭコンバータ２の間に直列に接続するコンデンサ１８のキャパシタンスをＣとすると、
【数１】
で表される。ここで、共振周波数Ｆが電源周波数に一致するように、変圧器１７の漏れインダクタンスＬとコンデンサ１８のキャパシタンスＣとを設定する（第９の実施の形態）。
【００５１】
上記のように設定することにより、第９の実施の形態では第８の実施の形態の作用効果に加えて、以下の作用効果を得る。共振回路の特徴として、共振周波数付近の入出力ゲインは大きいが、共振周波数から離れた成分の入出力ゲインは小さいことがあげられる。そこで、ＬＣ回路の共振周波数を電源周波数に一致させることで、電源周波数以外の高調波成分に対するインピーダンスを増加させ、電流高調波を低減することが可能となる。また、ＬＣ回路の共振周波数を電源周波数に一致させることで、同周波数成分のインピーダンスを零とすることができる。このため、漏れインダクタンスＬによる電圧降下を補償し、電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧利用率を向上させることが可能となる。
【００５２】
さらに、変圧器１７と電圧形ＰＷＭコンバータ２に直列に接続したコンデンサ１８により、変圧器１７に直流電流が流れることを防止することができる。直流電流が変圧器１７に流れると、変圧器１７が偏磁し、高調波を増加させる。コンデンサ１８により変圧器１７の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することが可能となる。
【００５３】
次に、本発明の第１０実施の形態を図１２に基づいて説明する。図１２は、図１に示す第１の実施の形態において、電圧形ＰＷＭインバータ３が可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）出力の電圧形ＰＷＭインバータとしたものである。他の構成は、図１に示した第１の実施の形態と同様である。
【００５４】
以上の構成により、第１０の実施の形態では、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３のコンデンサ６とをインピーダンス要素７により分離している。電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波が電圧形ＰＷＭインバータ側の直流コンデンサ６へ流入することで、電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動する。電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧（＝ＶＰＣ−ＶＮＣ）と電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧（＝ＶＰＩ―ＶＮＩ）の電圧差により電流が電圧形ＰＷＭコンバータ２から電圧形ＰＷＭインバータ３へあるいは電圧形ＰＷＭインバータ３から電圧形ＰＷＭコンバータ２へ流れるが、インピーダンス要素７により、高調波電流の大きさを減衰させることができる。特に、電圧形ＰＷＭインバータ３が可変電圧可変出力（ＶＶＶＦ）のインバータである場合、変調率や周波数といった電圧形ＰＷＭインバータ３の動作状態に応じて高調波成分が変化する。図１３及び図１４は、ＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ３から直流コンデンサ６側へ流れる電流のシミュレーションにおけるＦＦＴ結果を示す。同シミュレーション時の電圧形ＰＷＭインバータの動作は、１パルスモードである。１パルスモードにおける直流高調波は、電圧形ＰＷＭインバータ周波数Ｆｉの６倍の整数倍ｎに現れる。
【００５５】
Ｆｉ×６ｎ
図１３では、電圧形ＰＷＭインバータ周波数Ｆｉ＝１００Ｈｚであるため、６００Ｈｚ，１２００Ｈｚ，１８００Ｈｚ，…の高調波が発生している。図１４では、電圧形ＰＷＭインバータ周波数Ｆｉ＝１４０Ｈｚであるため、８４０Ｈｚ，１６８０Ｈｚ，２５２０Ｈｚ，…の高調波が発生している。図１３及び図１４より、高調波周波数が電圧形ＰＷＭインバータ周波数とともに変化している様子が分かる。また、同シミュレーション結果は、１パルスモードでの結果を示すものであり、他のパルスモードの場合にはこの１パルスモードとは異なった高調波を発生する。このように高調波成分は、主回路方式やＰＷＭ制御方式、出力周波数に応じて変化する。ＶＶＶＦインバータの場合には、動作中に高調波成分が時々刻々と変化していくため、例えぱ、ノッチフィルタのようなある特定の周波数成分を抑制する方式では、あらゆる動作状態におけるインバータの影響を抑制することは困難である。本実施の形態においては、ＶＶＶＦインバータにより高調波成分が変化するようなシステムにおいても、高調波を減衰させる効果が期待できる。
【００５６】
以上により、本実施の形態では、ＶＶＶＦインバータ３の高調波の影響により電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧が脈動するのを抑制することができ、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流電圧が安定化されるために、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００５７】
なお、第１０の実施の形態においても、図５に示した第２の実施の形態のようにインピーダンス要素７にリアクトル８を用いること、図６に示した第３の実施の形態のようにインピーダンス要素７を直流側負極電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間に接続し、あるいは図７に示した第４の実施の形態のように直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間と負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間との両方に接続することも可能であり、これによって、上記の第１０の実施の形態の作用効果に加えて、各実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００５８】
次に、本発明の第１１の実施の形態を図１５に基づいて説明する。図１５に示す第１１の実施の形態の電力変換装置は、図１に示した第１の実施の形態における３相交流電源１に代えて、単相電源１６を用いたことを特徴としている。電源１６が単相であるため、電圧形ＰＷＭコンバータも３相の電圧形ＰＷＭコンバータでなく、単相の電圧形ＰＷＭコンバータ２５を用いている。他の構成は図１に示した第１の実施の形態と同様である。
【００５９】
単相電圧形ＰＷＭコンバータ２５には、図１６、図１７又は図１８に示す回路構成のものを用いることができる。図１６のコンバータ回路は直流側電位点を２つ有する２レベル変換器であり、広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータである。図１７、図１８のコンバータ回路は、直流側電位点を３つ有する３レベル変換器である。特に図１７は中性点クランプ方式（ＮＰＣ）変換器として広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータである。図１８に示す回路構成の変換器は、図２に示す２レベル電圧形ＰＷＭコンバータの直流側を直列に接続し、交流側をそれぞれ変圧器２４の２次側に接続するものである。
【００６０】
以上の構成により、第１１の実施の形態の電力変換装置は、単相の電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３との間にインピーダンス要素７を直列に接続した構成となり、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３のコンデンサをインピーダンス要素７により分離している。これにより、次のような作用効果を得ることができる。
【００６１】
電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波が電圧形ＰＷＭインバータ側の直流コンデンサ６へ流入することで、電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動する。電圧形ＰＷＭコンバータ２５側と電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧の電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータ２５から電圧形ＰＷＭインバータ３へあるいは電圧形ＰＷＭインバータ３から電圧形ＰＷＭコンバータ２５へ流れるが、インピーダンス要素７により、電流の大きさを減衰させることができる。よって、電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波の影響により、電圧形ＰＷＭコンバータ２５側の直流電圧が脈動することを抑制することができ、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の直流電圧が安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。例えぱ、図１９には、従来技術例において示した図３５のシミュレーションと同様の条件で、本実施の形態の構成でシミュレーションした場合の電圧形ＰＷＭコンバータ２５から電源１６へと流れる電流のＦＦＴ結果を示している。従来例の図３５と比較して、電圧形ＰＷＭインバータ３の影響である高調波が抑制低減されていることが確認できる。
【００６２】
逆に、単相電圧形ＰＷＭコンバータ２５の整流に起因して、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の直流側には、電源１６が単相の場合、電源周波数の２倍の周波数が重畳し、電圧が同周波数により脈動することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３の相電流にビート現象が発生したり、電動機のような負荷４を駆動する場合にはトルク脈動が発生する。しかしながら、本実施の形態のように、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３のコンデンサ５，６間をインピーダンス要素７により分離することにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧に与える影響を抑制することができ、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することが可能となる。
【００６３】
なお、この第１１の実施の形態では、図５に示した第２の実施の形態のようにインピーダンス要素７にリアクトル８を用いること、図６に示した第３の実施の形態のようにインピーダンス要素７を直流側負極電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間に接続し、あるいは図７に示した第４の実施の形態のように直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間と負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間との両方に接続することが可能である。
【００６４】
次に、本発明の第１２の実施の形態を図２０に基づいて説明する。図２０に示す第１２の実施の形態の電力変換装置は、交直流電気車用の電力変換装置である。交直流電気車では、交流き電区間を走行する場合、架線２６に流れる単相の交流をパンタグラフ２７により集電し、変圧器２８の１次側端子の一方へ入力する。変圧器２８の一次側のもう一方の端子は、車輪２９を介してレール３０へ接続される。変圧器２８の２次側は、単相電圧形ＰＷＭコンバータ２５に接続されている。第１１の実施の形態と同様に、電圧形ＰＷＭコンバータ２５は単相交流を入力とし、２つの直流側電位点ＶＰＣ，ＶＮＣを有している。電圧形ＰＷＭコンバータ２５の負極側電位点ＶＮＣは、電圧形ＰＷＭインバータ３の負極側電位点ＶＮＩに接続されている。
【００６５】
本実施の形態における電圧形ＰＷＭインバータ３は２つの直流電位点ＶＰＩ，ＶＮＩを入力とし、３相の交流を出力するものである。電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰＩは、リアクトル３０を介してスイッチ３１の出力端子Ｃに接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２５の正極側電位点ＶＰＣはスイッチ３１の入力端子の一方Ｂへ接続されている。
【００６６】
交流き電区間である場合、スイッチ３１は電圧形ＰＷＭコンバータ２５の正極側電位点ＶＰＣとリアクトル３０が短絡するように、すなわち端子ＢＣが接するように開閉動作し、電圧形ＰＷＭインバータ３により得られる３相交流により、負荷である電動機３２を駆動する。
【００６７】
交直流電気車が直流き電区間を走行する場合、スイッチ３１は入力端子Ａとリアクトル３０に接続された出力端子Ｃとが短絡するように開閉動作し、架線２６に流れる直流をパンタグラフ２７により集電し、電圧形ＰＷＭインバータ３によって３相交流に変換し、電動機負荷３２を駆動する。
【００６８】
以上の構成により、交流き電区間と直流き電区間において、電圧形ＰＷＭインバータ３に起因する高調波の影響をリアクトル３０により、低減することができる。直流き電区間を走行する電気車においては、一般に直流電圧の安定化のために、リアクトル３０が従来より接続されている。同リアクトル３０を交流き電区間で、電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータ間に直列に接続することにより、交流き電区間において、電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波の影響により電圧形ＰＷＭコンバータ２５から電源へと流れる高調波を低減することができる。このようにして、スイッチ３１の切替動作によってリアクトル３０を交流き電区間と直流き電区間とで併用することにより、交流き電区間毎に別個のリアクトルを要するのに比べ、コスト・スぺース・重量等の負担を低減することが可能となる。
【００６９】
次に、本発明の第１３の実施の形態を図２１に基づいて説明する。図２０に示した第１２の実施の形態のほかに、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３とがどちらも、３つの直流側電位点ＶＰＣ，Ｖ０Ｃ，ＶＮＰ；ＶＰＩ，Ｖ０Ｉ，ＶＮＩを有する構成も存在する。この場合、図２１に示す回路構成にする。電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３が３つの直流側電位点を有する場合、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を切り離すことが回路の対称性より必要となる。この中間電位点間Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉを切り離すことで、電圧形ＰＷＭインバータ３の正側電圧と負側電圧のアンバランスが電圧形ＰＷＭコンバータの正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を除去することができるようになる。その他、作用効果に関しては、図２０に示した第１２の実施の形態に同じである。
【００７０】
次に、本発明の第１４の実施の形態を図２２に基づいて説明する。この実施の形態の電力変換装置は、図１５に示した第１１の実施の形態と同様の回路構成における電圧形ＰＷＭインバータ３に代えて、図１２に示した第１０の実施の形態と同様のＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５を採用し、また負荷として交流電動機３２に電力を供給する構成である。そして、電圧形ＰＷＭコンバータ２５、ＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５それぞれの直流回路のコンデンサ５，６間において、直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間、直流側負極電位点ＶＮＰ，ＶＮＩ間の両方をインピーダンス要素７によって接続している。なお、インピーダンス要素７は図５に示したようにリアクトル８を採用することができる。
【００７１】
この第１４の実施の形態によれば、電圧形ＰＷＭコンバータ２５、電圧形ＰＷＭインバータ１５各々にコンデンサ５，６を設けることでコンバータ、インバータ共に電圧形変換器としてより安定に動作できるとともに、電圧形ＰＷＭコンバータ２５側のコンデンサ５が交流成分に対して低インピーダンスとなり、交流成分をバイパスさせることにより、より電源１６側に流出する成分を減少させることができる。
【００７２】
なお、インピーダンス要素７は図２２のように正負両極に挿入しても、正側または負側の一方だけに挿入してもよい。そして一方だけに挿入する場合、インピーダンス要素７としてリアクトル８を用いる場合、正負両極に設ける２つのリアクトルのインダクタンス値の和に等しいインダクタンスのリアクトルを挿入することにより、同じ効果が得られる。
【００７３】
次に、本発明の第１５の実施の形態を図２３に基づいて説明する。第１５の実施の形態の電力変換装置は、図２２に示した第１４の実施の形態と同様、電圧形ＰＷＭコンバータ２５、ＶＶＶＦ方式電圧形ＰＷＭインバータ１５それぞれの直流側にコンデンサ５，６を設け、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ１５の直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間のみにインピーダンス要素７を挿入し、直流側負極電位点側は接地したことを特徴とする。インピーダンス要素７には他の実施の形態と同様にリアクトル８を用いることができる。
【００７４】
この第１５の実施の形態では、電源１６側に流れる交流成分のうち、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素７によって減衰し、電源１６側への流出が抑制される。同時に主回路の一端を接地することによって、主回路全体の電位が接地に対し安定するため、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００７５】
なお、第１５の実施の形態では直流側負極電位点側を接地したが、図２４に示したように、直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ側を接地し、直流側負極電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間にインピーダンス要素７を挿入する構成とすることもできる（第１６の実施の形態）。これによって、直流回路の正極（正極側電位点）側で電位が固定され、第１５の実施の形態と同様にコモンモードノイズを減少させる効果が得られる。
【００７６】
次に、本発明の第１７の実施の形態を図２５に基づいて説明する。第１７の実施の形態の電力変換装置は、図２２に示した第１４の実施の形態に対して、さらにＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５の直流側負極電位点ＶＮＩを接地抵抗４１を介して接地させたことを特徴とする。これによって、第１４の実施の形態の作用効果に加えて、主回路電位の安定化が図れる。
【００７７】
なお、接地点としては、電圧形ＰＷＭコンバータ２５側負極あるいは正極側を選んでも電位安定の効果は得られる。
【００７８】
次に、本発明の第１８の実施の形態を図２６に基づいて説明する。第１８の実施の形態の電力変換装置は、電圧形ＰＷＭコンバータ２５、ＶＶＶＦインバータ１５それぞれに図１７又は図１８に示したような３レベルコンバータを採用し、この電圧形３レベルＰＷＭコンバータ２５と３レベルＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５との間の直流リンクの正極側電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間、負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間それぞれに等しいインピーダンス要素７を挿入し、コンデンサ１０，１１の分圧点、いわゆる中性点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉを抵抗４１を介して接地した例である。なお、これらのインピーダンス要素７にはインダクタンスの等しいリアクトル８を用いることができる。
【００７９】
この第１８の実施の形態によれば、主回路動作、主回路電位変動とも中性点を中心に対称動作となり、ノイズ低減効果が得られる。
【００８０】
次に、本発明の第１９の実施の形態を図２７に基づいて説明する。第１９の実施の形態の電力変換装置は、図９に示した第７の実施の形態における３相交流用の電圧形ＰＷＭコンバータ２に代えて単相交流用の電圧形ＰＷＭコンバータ２５を用い、また電圧形ＰＷＭインバータ３に代えてＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５を用い、負荷に交流電動機３２を採用したことを特徴とする。
【００８１】
この第１９の実施の形態の場合、電圧形３レベルＰＷＭコンバータ２５、３レベルＶＶＶＦインバータ１５それぞれのコンデンサの分圧点間、つまり直流中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を非接続とすることにより、第７の実施の形態と同様にＶＶＶＦインバータ１５の中性点（中間電位点Ｖ０Ｉ）に発生するインバータ周波数の３倍の周波数の電位変動に伴う交流成分が電圧形ＰＷＭコンバータ２５側に流れるのを防止することができる。
【００８２】
次に、本発明の第２０の実施の形態を図２８に基づいて説明する。第２０の実施の形態の電力変換装置は、図２７に示した第１９の実施の形態に対して、さらに電圧形ＰＷＭコンバータ２５とＶＶＶＦ方式電圧形ＰＷＭインバータ１５との直流側正極電位点ＶＰＶ，ＶＰＩ間をインピーダンス要素７によって直列に接続したことを特徴とする。このインピーダンス要素７には、他の実施の形態と同様にリアクトル８を用いることができる。
【００８３】
これによって、ＶＶＶＦインバータ１５の直流側中間電位点Ｖ０Ｉの電位変動による交流成分及びＶＶＶＦインバータ１５の直流側正極電位点ＶＰＩ、負極側電位点ＶＮＩそれぞれに現れる電位変動による交流成分のいずれも電圧形ＰＷＭコンバータ２５側に流出するのを防止することができる。
【００８４】
なお、同様の作用効果は、図２９に示すように電圧形ＰＷＭコンバータ２５とＶＶＶＦインバータ１５との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を非接続にし、直流側負極電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間にインピーダンス要素７を挿入した構成（第２１の実施の形態）、また図３０に示すように電圧形ＰＷＭコンバータ２５とＶＶＶＦインバータ１５との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を非接続にし、直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間と負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間との両方に共にインピーダンス要素７を挿入した構成（第２２の実施の形態）にしても得ることができる。
【００８５】
【発明の効果】
以上のように請求項１又は２の発明によれば、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側と電圧形ＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素又はＬＣフィルタにより分離することによって、電圧形ＰＷＭインバータ高調波の影響によって電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動するのを抑制して電圧形ＰＷＭコンバータの直流電圧を安定化させ、電圧形ＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができ、また電圧形ＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑制することができて、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することができる。
【００８６】
請求項３又は４の発明によれば、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位を接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００８７】
請求項５の発明によれば、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側中間電位点の間にインピーダンス要素を接続することにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電位点から電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中間電位点へと流れる電流を減衰させ、電圧形３レベルＰＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を低減することができ、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００８８】
請求項６の発明によれば、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流側中間電位点と電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側中間電位点の間を切り離すことにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を除去することができ、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００８９】
請求項７の発明によれば、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流側と電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素により分離することにより、インピーダンス要素によって電圧形３レベルＰＷＭインバータから電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側に流れる交流電流成分を減衰させることができ、電圧形３レベルＰＷＭインバータ高調波の影響によって電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動するのを抑制することができ、この結果として、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができ、また電圧形３レベルＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧形３レベルＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑制することができて、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することもできる。
【００９０】
請求項８の発明によれば、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞれの最も高い直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方にインピーダンス要素を直列に接続し、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中間電位点の間を直接接続すると共に、当該直流側中間電位点を別のインピーダンス要素を介して接地することにより、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位を接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００９１】
請求項９の発明によれば、変圧器とコンデンサ及び電圧形ＰＷＭコンバータから成る各相は、等価的にＬＣ直列回路と考えることができ、ＬＣ回路のゲインは共振周波数付近で大きく、共振周波数から離れるに従い小さくなるため、共振周波数を電源の周波数付近に設定することにより、電圧形ＰＷＭコンバータから電源へ流れる電流高調波を減衰させることができる。また、変圧器の漏れインダクタンスによる電圧降下分をコンデンサによって補償することができ、電圧形ＰＷＭコンバータの電圧利用率を向上させることができる。さらに、変圧器と電圧形ＰＷＭコンバータとに直列に接続したコンデンサによって直流電流が変圧器に流れることを防止することができ、直流電流が変圧器に流れると変圧器が偏磁し、高調波を増加させるものであるのが、このコンデンサによりそのような変圧器の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することができる。
【００９２】
請求項１０の発明によれば、直流き電区間と交流き電区間において、電圧形ＰＷＭインバータに起因する高調波の影響をリアクトルによって低減することができ、また直流き電区間と交流き電区間とで同じリアクトルを併用することにより、コスト・スペース・重量などの負担を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２】上記の実施の形態において電圧形ＰＷＭコンバータ、電圧形ＰＷＭインバータとして採用することができる変換器の回路図。
【図３】上記の実施の形態において電圧形ＰＷＭコンバータ、電圧形ＰＷＭインバータとして採用することができる３レベル変換器の回路図。
【図４】上記の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータとして採用することができる３レベル変換器の回路図。
【図５】上記の実施の形態におけるインピーダンス要素として採用するリアクトルの回路図。
【図６】本発明の第３の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図７】本発明の第４の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図８】本発明の第５の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図９】本発明の第７の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図１０】本発明の第８の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図１１】上記の第８の実施の形態における変圧器と電圧形ＰＷＭコンバータの各相等価回路図。
【図１２】本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図１３】上記の第１０の実施の形態におけるＶＶＶＦ方式電圧形ＰＷＭインバータ（電圧形ＰＷＭインバータ周波数１００Ｈｚ）から電圧形ＰＷＭインバータの直流側へ流れる電流のＦＦＴ結果を示すグラフ。
【図１４】上記の第１０の実施の形態におけるＶＶＶＦ方式電圧形ＰＷＭインバータ（電圧形ＰＷＭインバータ周波数１４０Ｈｚ）から電圧形ＰＷＭインバータの直流側へ流れる電流のＦＦＴ結果を示すグラフ。
【図１５】本発明の第１１の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図１６】上記の第１１の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータに採用される変換器の回路図。
【図１７】上記の第１１の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータに採用される単相交流を入力とする３レベル変換器の回路図。
【図１８】上記の第１１の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータとして採用することができる３レベル変換器の他の例の回路図。
【図１９】上記の第１１の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータから電源へ流れる電流のＦＦＴ結果のグラフ。
【図２０】本発明の第１２の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２１】本発明の第１３の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２２】本発明の第１４の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２３】本発明の第１５の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２４】本発明の第１６の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２５】本発明の第１７の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２６】本発明の第１８の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２７】本発明の第１９の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２８】本発明の第２０の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２９】本発明の第２１の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図３０】本発明の第２２の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図３１】従来例の電力変換装置の回路ブロック図。
【図３２】電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮しない交流電車システムでの１次電流のＦＦＴ結果のグラフ。
【図３３】電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮した交流電車システムでの１次電流のＦＦＴ結果のグラフ。
【図３４】電圧形３レベルコンバータ、電圧形３レベルインバータを採用した電気車用電力変換装置の従来例の回路ブロック図。
【符号の説明】
１ ３相電源
２ 電圧形ＰＷＭコンバータ
３ 電圧形ＰＷＭインバータ
４ 負荷
５ コンデンサ
６ コンデンサ
７ インピーダンス要素
８ リアクトル
９ インピーダンス要素
１０ コンデンサ
１１ コンデンサ
１２ コンデンサ
１３ コンデンサ
１５ （可変電圧可変周波数出力方式：ＶＶＶＦ方式）電圧形ＰＷＭインバータ
１６ 単相電源
１７ 変圧器
１８ コンデンサ
１９ コンデンサ
２０ 変圧器
２１ （変圧器を模擬する）電圧源
２２ 漏れインダクタンス
２３ （電圧形ＰＷＭコンバータを模擬する）電圧源
２４ 変圧器
２５ （単相）電圧形ＰＷＭコンバータ
２６ 架線
２７ パンタグラフ
２８ 変圧器
２９ 車輪
３０ リアクトル
３１ スイッチ
３２ 電動機
３３ レール
４０ コンデンサ
４１ 抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータを有する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の技術として、例えば図３１に示すような、交流き電区間を走行する交流電気車の主回路ブロックに採用されている電力変換装置が知られている。交流電気車では、架線２６に流れる単相交流をパンタグラフ２７により集電し、主変圧器２８の１次側入力とする。主変圧器２８の２次側は、単相の電圧形ＰＷＭコンバータ２５に接続されている。図３１における電圧形ＰＷＭコンバータ２５は単相交流を入力とし、２つの直流側電位点ＶＰ、ＶＮを有している。電圧形ＰＷＭコンバータ２５からの出力である２つの直流側電位点ＶＰ、ＶＮは、電圧形ＰＷＭインバータ３へ入力される。この図３１における電圧形ＰＷＭインバータ３は、２つの直流側電位点ＶＰ、ＶＮを有し、３相の交流を出力する。電圧形ＰＷＭインバータ３により得られる３相交流により、負荷である電動機３２を駆動する。（なお、図３４に示すように、電圧形ＰＷＭコンバータ２５として、３つの直流側電位点を有する３レベルコンバータも存在する。また電圧形ＰＷＭインバータとしても、３つの直流側電位点を入力とする３レベルインバータが存在する。）
【０００３】
このような電力変換装置では、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３とが直流コンデンサ３４を共有する構成である。
【０００４】
交流電気車の主回路ブロックに採用されている電力変換装置を例に挙げたが、同様に電圧形ＰＷＭコンバータ・電圧形ＰＷＭインバータが組み合わされる電力変換装置は多数存在する。電源が単相交流である場合のほかに、３相交流であるシステムも、例えぱ、鉄鋼圧延ドライブシステムやエレベータ駆動システムのように様々な例がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ＰＷＭ制御方式の電力変換装置では低次高調波が少なく、高次高調波が多くなるという特徴を有している。電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータによるシステムの場合、電圧形ＰＷＭコンバータの高調波の影響とともに、電圧形ＰＷＭインバータの高調波の影響により、直流コンデンサが脈動する。これが原因となり、電圧形ＰＷＭコンバータから電源に流れる電流に、本来電圧形ＰＷＭコンバータでは発生し得ない高調波が重畳する。
【０００６】
図３２と図３３には、交流電気車の電力変換装置でのシミュレーションにおける１次電流の高調波ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の結果を示してある。図３２は、電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮しない場合であり、図３３は、電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮した場合である。図３３のシミュレーションに用いた電圧形ＰＷＭインバータは１パルスモードで動作中であり、電圧形ＰＷＭインバータ周波数は１２１．９Ｈｚである。この場合、直流側への脈動は、電圧形ＰＷＭインバータ周波数の６倍すなわち７３１．４Ｈｚの周波数となる。直流が同周波数で脈動する場合、１次電流への影響は同周波数±電源周波数（５０Ｈｚ：関東圏の場合）、すなわち６８１．４Ｈｚと７８１．４Ｈｚの高調波が重畳する。
【０００７】
鉄道の場合には、レールが信号設備の回路の一部として使用されている。高次高調波電流が電圧形ＰＷＭコンバータからレールに流れることで、同回路に妨害を与える可能性もある（［１］高調波対策技術 平成９年電気学会産業応用部門全国大会Ｓ．４−４）。その他の産業ドライブシステムにおいても、高調波抑制のガイドラインが設けられており、高調波の低減が望ましい（［２］高調波規制の概要 平成７年電気学会全国大会）。
【０００８】
本発明はこのような従来の技術的課題に鑑みてなされたもので、電圧形ＰＷＭコンバータ・電圧形ＰＷＭインバータから成る電力変換装置において、電圧形ＰＷＭコンバータから電源へと流れる電流に重畳する高調波の影響を低減する電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００９】
また本発明は、電圧形ＰＷＭインバータからの交流出力により負荷に電流ビートやトルクリプルといった現象が発生するのを抑制する電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の電力変換装置は、出力側に第１のコンデンサが接続される電圧形ＰＷＭコンバータと、入力側に第２のコンデンサが接続される電圧形ＰＷＭインバータとを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの間に直列に、配線による寄生インピーダンスではなく、前記電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動し、前記電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧と電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧との電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータから電圧形ＰＷＭインバータへあるいは電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータへ流れようとする電流を減衰させる大きさのインピーダンス要素を接続したものである。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１の電力変換装置において、前記インピーダンス要素として、ＬＣフィルタの構成要素となるリアクトルを接続したことを特徴とするものである。
【００１２】
請求項１又は２の発明の電力変換装置では、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側と電圧形ＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素又はＬＣフィルタにより分離している。通常、電圧形ＰＷＭインバータの高調波が電圧形ＰＷＭインバータ側の直流コンデンサへ流入することにより、電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動し、電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧の電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータへ流れるが、インピーダンス要素又はＬＣフィルタにより電流の大きさを減衰させることができ、電圧形ＰＷＭインバータ高調波の影響によって電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動するのを抑制することができる。この結果、電圧形ＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００１３】
また、電圧形ＰＷＭコンバータの整流に起因して、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側には電圧脈動が生じ、これにより、電圧形ＰＷＭインバータの相電流にビート現象が発生したり、電動機負荷を駆動する場合にトルク脈動が発生する。そこで、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側と電圧形ＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素又はＬＣフィルタにより分離することにより、電圧形ＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑制することができて、電圧形ＰＷＭインバータの交流出力の電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することができる。
【００１４】
請求項３の発明は、請求項２の電力変換装置において、前記インピーダンス要素の接続されていない側の直流側電位点間を接地したものである。
【００１５】
請求項４の発明は、請求項３の電力変換装置において、前記インピーダンスが前記最も高い直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方に接続されている場合、これらのいずれか一方の直流電位点間を別のインピーダンス要素を介して接地したものである。
【００１６】
請求項３及び４の発明の電力変換装置では、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位を接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００１７】
請求項５の発明は、電源としての単相交流又は３相交流を３つの電位点を有する直流に変換する電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、３つの電位点を有する直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、前記電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中間電位点の間に、配線による寄生インピーダンスではなく、前記電圧形ＰＷＭインバータの中間電位点から電圧形ＰＷＭコンバータの中間電位点へ流れる電流を減衰させる大きさのインピーダンス要素を直列に接続したものである。
【００１８】
請求項５の発明の電力変換装置では、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側中間電位点の間にインピーダンス要素を接続することにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電位点から電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中間電位点へと流れる電流を減衰させ、電圧形３レベルＰＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を低減することができる。電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧とのアンバランスは、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの電圧高調波となり、電源へ流れる電流の高調波の要因となるが、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中間電位点と電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電位点の間に挿入されたインピーダンス要素によって、電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度を安定化し、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００１９】
請求項６の発明の電力変換装置は、出力側に中間電位を有する第１のコンデンサが接続される電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、入力側に中間電圧を有する第２のコンデンサが接続される電圧形３レベルＰＷＭインバータとを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各両端端子間のみを接続したものである。
【００２０】
請求項６の発明の電力変換装置では、電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の第１のコンデンサと電圧形３レベルＰＷＭインバータ側の第２のコンデンサとの各両端端子間のみを接続することによって、それらの中間電位点間を切り離すことができ、電圧形３レベルＰＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を除去することができる。電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧とのアンバランスは電圧形３レベルＰＷＭコンバータの電圧高調波となり、電源へ流れる電流の高調波の要因となるが、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中間電位点と電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電位点との間を切り離すことによって、電圧形ＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度を安定化し、電圧形ＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項６の電力変換装置において、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各両端端子間の少なくともいずれか一方にインピーダンス要素を直列に接続したものである。
【００２２】
請求項７の発明の電力変換装置では、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流側と電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素により分離することにより、インピーダンス要素によって電圧形３レベルＰＷＭインバータから電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側に流れる交流電流成分を減衰させることができ、電圧形３レベルＰＷＭインバータ高調波の影響によって電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動するのを抑制することができる。この結果、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。また、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの整流に起因して、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流側には電圧脈動が生じ、これにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの相電流にビート現象が発生したり、電動機負荷を駆動する場合にトルク脈動が発生するが、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータとの間をインピーダンス要素により分離することにより、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧形３レベルＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑制することができて、電圧形３レベルＰＷＭインバータの交流出力の電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することができる。
【００２３】
請求項８の発明は、電源としての単相交流又は３相交流を３つの電位点を有する直流に変換する電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、３つの電位点を有する直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、前記電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとのそれぞれの最も高い直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方に、配線による寄生インピーダンスではなく、前記電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動し、前記電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧と電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧との電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータから電圧形ＰＷＭインバータへあるいは電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータへ流れようとする電流を減衰させる大きさのインピーダンス要素を直列に接続し、前記電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中間電位点の間を直接接続すると共に、当該直流側中間電位点を別のインピーダンス要素を介して接地したものであり、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位を接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００２４】
請求項９の発明は、電源としての単相交流又は３相交流と、該電源に接続された変圧器と、該変圧器に接続された電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、該電圧形３レベルＰＷＭコンバータにより変換された直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、前記変圧器と前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータの間にコンデンサを直列に接続し、前記変圧器の漏れインダクタンスと前記コンデンサとの共振周波数を前記電源の周波数付近に設定したものである。
【００２６】
請求項９の発明の電力変換装置では、変圧器とコンデンサ及び電圧形ＰＷＭコンバータから成る各相は、等価的にＬＣ直列回路と考えることができ、ＬＣ回路のゲインは共振周波数付近で大きく、共振周波数から離れるに従い小さくなるため、共振周波数を電源の周波数付近に設定することにより、電圧形ＰＷＭコンバータから電源へ流れる電流高調波を減衰させることができる。また、変圧器の漏れインダクタンスによる電圧降下分をコンデンサによって補償することができ、電圧形ＰＷＭコンバータの電圧利用率を向上させることができる。
【００２７】
さらに、変圧器と電圧形ＰＷＭコンバータとに直列に接続したコンデンサによって直流電流が変圧器に流れることを防止することができ、直流電流が変圧器に流れると変圧器が偏磁し、高調波を増加させるものであるのが、このコンデンサによりそのような変圧器の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することができる。
【００２８】
請求項１０の発明の電力変換装置は、架線から電力を集電するパンタグラフと、前記パンタグラフが集電した単相交流又は３相交流を変圧する変圧器と、該変圧器に接続された電圧形ＰＷＭコンバータと、前記パンタグラフの集電した直流電力を直接取り込むか、該電圧形ＰＷＭコンバータにより変換された直流を取り込むかを切換える切換装置と、該切換装置からの直流を単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形ＰＷＭインバータと、前記切換装置と電圧形ＰＷＭインバータの直流側との間に介挿されたリアクトルとを備え、前記架線に流れる電力を前記パンタグラフにより集電し、直流き電区間にあっては前記切換装置並びに前記リアクトルを介して前記電圧形ＰＷＭインバータに直流電力を供給し、交流き電区間にあっては前記変圧器を介して交流電力を前記電圧形ＰＷＭコンバータの出力側に接続されるコンデンサの出力端から前記切換装置並びに前記リアクトルを介して前記電圧形ＰＷＭインバータに直流電力を供給するものである。
【００２９】
請求項１０の発明の電力変換装置では、直流き電区間と交流き電区間において、電圧形ＰＷＭインバータに起因する高調波の影響をリアクトルによって低減することができる。また直流き電区間と交流き電区間とで同じリアクトルを併用することにより、コスト・スペース・重量などの負担を低減することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は、本発明の第１の実施の形態のブロック図である。３相交流電源１は、電圧形ＰＷＭコンバータ２へ接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２は、３相交流を入力とし、出力として２つの直流電位点ＶＰＣ、ＶＮＣを有している。電圧形であるため、直流出力側にはコンデンサ５が接続され、電圧の平滑化が図られている。
【００３１】
電圧形ＰＷＭインバータ３は、２つの直流電位点ＶＰＩ、ＶＮＩを入力とし、３相交流を出力する。電圧形であるため、直流入力側にコンデンサ６が接続され、電圧の平滑化が図られている。電圧形ＰＷＭインバータ３から出力される３相交流により、交流電動機のような３相負荷４に電力が供給される。
【００３２】
電圧形ＰＷＭコンバータ２の負極側電位点ＶＮＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の負極側電位点ＶＮＩとが直接接続されている。そして電圧形ＰＷＭコンバータ２の正極側電位点ＶＰＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰＩとの間には、インピーダンス要素７が接続されている。
【００３３】
上記電圧形ＰＷＭコンバータ２及び電圧形ＰＷＭインバータ３の具体的な回路構成を図２、図３及び図４を示す。図２に示す回路は、直流側電位点を２つ有する２レベル変換器であり、広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータ／インバータである。図３及び図４に示す回路は、直流側電位点を３つ有する３レベル変換器である。特に図３の回路は、中性点クランプ方式（ＮＰＣ）変換器として広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータ／インバータである。図４に示す変換器は電圧形ＰＷＭコンバータ２として用いられるものであり、図２に示した２レベル変換器の直流側を直列に接続し、交流側をそれぞれ変圧器２０の２次側に接続する構成をとるものである。
【００３４】
上記の第１の実施の形態の電力変換装置は、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との間にインピーダンス要素７を直列に接続した構成であり、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３それぞれのコンデンサ５，６をインピーダンス要素７により分離したことにより、次のような効果を奏する。
【００３５】
電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波が電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流コンデンサ６へ流入することによって電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧が脈動し、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧と電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧との電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータ２から電圧形ＰＷＭインバータ３へあるいは電圧形ＰＷＭインバータ３から電圧形ＰＷＭコンバータ２へ流れようとする。しかしながらインピーダンス要素７により、その電流の大きさを減衰させることができ、電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波の影響によって電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧が脈動するのを抑制することができる。この結果、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流電圧が安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００３６】
また、逆に、電圧形ＰＷＭコンバータ２の整流に起因して、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流側には、電源が３相の場合、電源周波数の６倍の周波数が重畳し、直流電圧が同周波数によって脈動する。これにより、電圧形ＰＷＭインバータ３の相電流にビート現象が発生したり、負荷４として電動機を駆動する場合にはトルク脈動が発生する。しかしながら本実施の形態のように、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３それぞれの直流コンデンサ５，６間をインピーダンス要素７によって分離することにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２の整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧に与える影響を抑制することができ、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することが可能となる。
【００３７】
なお、図５に示すように、インピーダンス要素７としてリアクトル８を接続することができる（第２の実施の形態）。この場合、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３それぞれのコンデンサ５，６をリアクトル８で分離することになり、リアクトルは低周波でインピーダンスが低く、高周波でインピーダンスが高いため、電圧形ＰＷＭインバータから発生する高調波の影響を効果的に抑制することができ、電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータに流れる高調波電流を減衰させ、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流電圧を安定化する。これにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。また逆に、第１の実施の形態と同様に、電圧形ＰＷＭコンバータ２の整流に起因する高調波が電圧形ＰＷＭインバータ３の直流側に及ぼす影響を効果的に低減することができて、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することが可能となる。
【００３８】
なお、インピーダンス要素７は、図１に示す第１の実施の形態のように正極電位点ＶＰＣ−ＶＰＩ間に挿入する他に、図６に示すように電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との負極電位点ＶＮＣ−ＶＮＩ間に挿入することができ（第３の実施の形態）、また図７に示すように同正極電位点ＰＣ−ＶＰＩ間、同負極電位点ＶＮＣ−ＶＮＩ間に共に挿入することもできる（第４の実施の形態）。このような構成によっても、第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。さらに、これらの実施の形態においても、第２の実施の形態と同様に図５に示したリアクトル８をインピーダンス要素７として用いることができ、これにより、第２の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００３９】
次に、本発明の第５実施の形態を図８に基づいて説明する。３相交流電源１は、電圧形ＰＷＭコンバータ２へ接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２は３相交流を入力とし、出力として３つの直流電位点ＶＰＣ、Ｖ０Ｃ、ＶＮＣを有している。電圧形であるため、直流側はコンデンサ１０，１１により分圧されている。電圧形ＰＷＭインバータ３は３つの直流電位点ＶＰＩ、Ｖ０Ｉ、ＶＮＩに接続され、３相交流を出力する。電圧形であるため、直流側はコンデンサ１２，１３により分圧されている。この電圧形ＰＷＭインバータ３から出力される３相交流により、交流電動機のような３相負荷４に電力が供給される。
【００４０】
電圧形ＰＷＭコンバータ２の正極側電位点ＶＰＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰＩとが直接接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２の負極側電位点ＶＮＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の負極側電位点ＶＮＩとも直接接続されている。そして電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉとの間には、インピーダンス要素７が接続されている。
【００４１】
第５の実施の形態の電力変換装置は、以上の構成によって電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉの間をインピーダンス要素７で分離することにより、次のような作用効果を奏する。電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉへ電流が流入することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３側の正側電圧（＝ＶＰＩ−Ｖ０Ｉ）と負側電圧（＝Ｖ０Ｉ−ＶＮＩ）とがアンバランスとなる。その脈動の周波数は電圧形ＰＷＭインバータ３の電圧形ＰＷＭ動作に依存する。三角波比較非同期方式のＰＷＭ制御においては、主に電圧形ＰＷＭインバータ周波数の３倍の周波数が支配的である。そこで、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間にインピーダンス要素７を接続することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉから電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃへと流れる電流を減衰させ、電圧形ＰＷＭインバータ３の正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を低減することができる。通常、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧とのアンバランスは電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧高調波となり、電源１へ流れる電流の高調波の要因となる。しかしながら電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉの間に挿入されたインピーダンス要素７によって、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧のバランス度が安定化し、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００４２】
なお、この第５の実施の形態で用いたインピーダンス要素７にも、図５に示したリアクトル８を用いることができる（第６の実施の形態）。これにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉとの間をリアクトル８で分離することができる。リアクトルは低周波でインピーダンスが低く、高周波でインピーダンスが高いため、電圧形ＰＷＭインバータ３から発生する高調波の影響を効果的に抑制することができ、電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉから電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃに流れる高調波電流が減衰するため、電圧形ＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００４３】
次に、本発明の第７の実施の形態を図９に基づいて説明する。３相交流電源１は、電圧形ＰＷＭコンバータ２へ接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２は、３相交流を入力とし、出力として３つの直流電位点ＶＰＣ、Ｖ０Ｃ、ＶＮＣを有している。電圧形であるため、直流側はコンデンサ１０，１１により分圧されている。電圧形ＰＷＭインバータ３は３つの直流電位点ＶＰＩ，Ｖ０Ｉ，ＶＮＩに接続され、３相交流を出力する。電圧形であるため、直流側はコンデンサ１２，１３により分圧されている。出力される３相交流により、３相負荷４に電力が供給される。
【００４４】
電圧形ＰＷＭコンバータ２の正極側電位点ＶＰＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰＩとが直接接続され、また電圧形ＰＷＭコンバータ２の負極側電位点ＶＮＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の負極側電位点ＶＮＩとが直接接続されている。そして電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータの中間電位点Ｖ０Ｉとの間は切り離されている。
【００４５】
以上の構成により、電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉの間を分離することができる。電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点へ電流が流入することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３側の正側電圧（＝ＶＰＩ−Ｖ０Ｉ）と負側電圧（＝Ｖ０Ｉ−ＶＮＩ）とがアンバランスとなる。その脈動の周波数は、電圧形ＰＷＭインバータの電圧形ＰＷＭ動作に依存する。一般に三角波比較非同期方式のＰＷＭ制御においては、主に電圧形ＰＷＭインバータ周波数の３倍の周波数が支配的である。そこで、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を切り離すことで、電圧形ＰＷＭインバータ３の正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形ＰＷＭコンバータ側の正側電圧（＝ＶＰＣ−Ｖ０Ｃ）と負側電圧（＝Ｖ０Ｃ−ＶＮＣ）のバランス度に与える影響を除去することができる。電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧とのアンバランスは、電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧高調波となり、電源１へ流れる電流の高調波の要因となるが、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を切り離すことにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧のバランス度を安定化し、電圧形ＰＷＭコンバータ３の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００４６】
次に、本発明の第８の実施の形態を図１０に基づいて説明する。３相交流電源１は変圧器１７へと入力される。変圧器１７の出力側に、各相それぞれにコンデンサ１８の一方の端子が直列に接続されている。各コンデンサ１８のもう一方の端子は電圧形ＰＷＭコンバータ２へと接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２は、出力として２つの直流電位点ＶＰ、ＶＮを有している。電圧形であるため、直流出力側にはコンデンサ１９が接続され、電圧の平滑化が図られている。電圧形ＰＷＭインバータ３は、２つの直流電位点ＶＰ、ＶＮを入力とし、３相交流を出力する。電圧形ＰＷＭインバータ３から出力された３相交流により、３相負荷４に電力を供給する。
【００４７】
以上の構成をとることにより、以下のような作用効果を得る。図１１には、図１０における３相変圧器１７、コンデンサ１８及び電圧形ＰＷＭコンバータ２の１相分を模擬する等価回路が示してある。変圧器１７は、電圧源２１と漏れインダクタンス２２とで表している。電圧形ＰＷＭコンバータ２は、電圧源２３で表している。この等価回路上のインピーダンスは、ＬＣ直列回路の共振周波数付近で大きく、共振周波数から離れるに従い小さくなる。共振周波数を電源の周波数付近に設定することにより、高調波成分でのゲインが小さくなるため、電圧形ＰＷＭコンバータ２から電源へ流れる電流高調波を減衰させることができる。
【００４８】
また、変圧器１７の漏れインダクタンスによる電圧降下分をコンデンサ１８により補償することで、電圧降下量を低減することができる。このため、電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧利用率を向上させることが可能となる。
【００４９】
さらに、変圧器１７と電圧形ＰＷＭコンバータ２との間に直列に接続したコンデンサ１８により、直流電流が変圧器１７へ流れることを防止することができる。直流電流が変圧器１７に流れると変圧器１７が偏磁し、高調波を増加させるが、コンデンサ１８により変圧器１７の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することが可能となる。
【００５０】
なお、変圧器１７の漏れインダクタンス及びコンデンサ１８は次のように設定するのが好ましい。図１１の１相分の等価回路において、ＬＣ直列回路の共振周波数Ｆは、変圧器１７の漏れインダクタンスをＬ、変圧器１７と電圧形ＰＷＭコンバータ２の間に直列に接続するコンデンサ１８のキャパシタンスをＣとすると、
【数１】
【００５１】
上記のように設定することにより、第９の実施の形態では第８の実施の形態の作用効果に加えて、以下の作用効果を得る。共振回路の特徴として、共振周波数付近の入出力ゲインは大きいが、共振周波数から離れた成分の入出力ゲインは小さいことがあげられる。そこで、ＬＣ回路の共振周波数を電源周波数に一致させることで、電源周波数以外の高調波成分に対するインピーダンスを増加させ、電流高調波を低減することが可能となる。また、ＬＣ回路の共振周波数を電源周波数に一致させることで、同周波数成分のインピーダンスを零とすることができる。このため、漏れインダクタンスＬによる電圧降下を補償し、電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧利用率を向上させることが可能となる。
【００５２】
さらに、変圧器１７と電圧形ＰＷＭコンバータ２に直列に接続したコンデンサ１８により、変圧器１７に直流電流が流れることを防止することができる。直流電流が変圧器１７に流れると、変圧器１７が偏磁し、高調波を増加させる。コンデンサ１８により変圧器１７の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することが可能となる。
【００５３】
次に、本発明の第１０実施の形態を図１２に基づいて説明する。図１２は、図１に示す第１の実施の形態において、電圧形ＰＷＭインバータ３が可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）出力の電圧形ＰＷＭインバータとしたものである。他の構成は、図１に示した第１の実施の形態と同様である。
【００５４】
以上の構成により、第１０の実施の形態では、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３のコンデンサ６とをインピーダンス要素７により分離している。電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波が電圧形ＰＷＭインバータ側の直流コンデンサ６へ流入することで、電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動する。電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧（＝ＶＰＣ−ＶＮＣ）と電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧（＝ＶＰＩ―ＶＮＩ）の電圧差により電流が電圧形ＰＷＭコンバータ２から電圧形ＰＷＭインバータ３へあるいは電圧形ＰＷＭインバータ３から電圧形ＰＷＭコンバータ２へ流れるが、インピーダンス要素７により、高調波電流の大きさを減衰させることができる。特に、電圧形ＰＷＭインバータ３が可変電圧可変出力（ＶＶＶＦ）のインバータである場合、変調率や周波数といった電圧形ＰＷＭインバータ３の動作状態に応じて高調波成分が変化する。図１３及び図１４は、ＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ３から直流コンデンサ６側へ流れる電流のシミュレーションにおけるＦＦＴ結果を示す。同シミュレーション時の電圧形ＰＷＭインバータの動作は、１パルスモードである。１パルスモードにおける直流高調波は、電圧形ＰＷＭインバータ周波数Ｆｉの６倍の整数倍ｎに現れる。
【００５５】
Ｆｉ×６ｎ
図１３では、電圧形ＰＷＭインバータ周波数Ｆｉ＝１００Ｈｚであるため、６００Ｈｚ，１２００Ｈｚ，１８００Ｈｚ，…の高調波が発生している。図１４では、電圧形ＰＷＭインバータ周波数Ｆｉ＝１４０Ｈｚであるため、８４０Ｈｚ，１６８０Ｈｚ，２５２０Ｈｚ，…の高調波が発生している。図１３及び図１４より、高調波周波数が電圧形ＰＷＭインバータ周波数とともに変化している様子が分かる。また、同シミュレーション結果は、１パルスモードでの結果を示すものであり、他のパルスモードの場合にはこの１パルスモードとは異なった高調波を発生する。このように高調波成分は、主回路方式やＰＷＭ制御方式、出力周波数に応じて変化する。ＶＶＶＦインバータの場合には、動作中に高調波成分が時々刻々と変化していくため、例えぱ、ノッチフィルタのようなある特定の周波数成分を抑制する方式では、あらゆる動作状態におけるインバータの影響を抑制することは困難である。本実施の形態においては、ＶＶＶＦインバータにより高調波成分が変化するようなシステムにおいても、高調波を減衰させる効果が期待できる。
【００５６】
以上により、本実施の形態では、ＶＶＶＦインバータ３の高調波の影響により電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧が脈動するのを抑制することができ、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流電圧が安定化されるために、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。
【００５７】
なお、第１０の実施の形態においても、図５に示した第２の実施の形態のようにインピーダンス要素７にリアクトル８を用いること、図６に示した第３の実施の形態のようにインピーダンス要素７を直流側負極電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間に接続し、あるいは図７に示した第４の実施の形態のように直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間と負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間との両方に接続することも可能であり、これによって、上記の第１０の実施の形態の作用効果に加えて、各実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００５８】
次に、本発明の第１１の実施の形態を図１５に基づいて説明する。図１５に示す第１１の実施の形態の電力変換装置は、図１に示した第１の実施の形態における３相交流電源１に代えて、単相電源１６を用いたことを特徴としている。電源１６が単相であるため、電圧形ＰＷＭコンバータも３相の電圧形ＰＷＭコンバータでなく、単相の電圧形ＰＷＭコンバータ２５を用いている。他の構成は図１に示した第１の実施の形態と同様である。
【００５９】
単相電圧形ＰＷＭコンバータ２５には、図１６、図１７又は図１８に示す回路構成のものを用いることができる。図１６のコンバータ回路は直流側電位点を２つ有する２レベル変換器であり、広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータである。図１７、図１８のコンバータ回路は、直流側電位点を３つ有する３レベル変換器である。特に図１７は中性点クランプ方式（ＮＰＣ）変換器として広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータである。図１８に示す回路構成の変換器は、図２に示す２レベル電圧形ＰＷＭコンバータの直流側を直列に接続し、交流側をそれぞれ変圧器２４の２次側に接続するものである。
【００６０】
以上の構成により、第１１の実施の形態の電力変換装置は、単相の電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３との間にインピーダンス要素７を直列に接続した構成となり、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３のコンデンサをインピーダンス要素７により分離している。これにより、次のような作用効果を得ることができる。
【００６１】
電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波が電圧形ＰＷＭインバータ側の直流コンデンサ６へ流入することで、電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動する。電圧形ＰＷＭコンバータ２５側と電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧の電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータ２５から電圧形ＰＷＭインバータ３へあるいは電圧形ＰＷＭインバータ３から電圧形ＰＷＭコンバータ２５へ流れるが、インピーダンス要素７により、電流の大きさを減衰させることができる。よって、電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波の影響により、電圧形ＰＷＭコンバータ２５側の直流電圧が脈動することを抑制することができ、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の直流電圧が安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。例えぱ、図１９には、従来技術例において示した図３５のシミュレーションと同様の条件で、本実施の形態の構成でシミュレーションした場合の電圧形ＰＷＭコンバータ２５から電源１６へと流れる電流のＦＦＴ結果を示している。従来例の図３５と比較して、電圧形ＰＷＭインバータ３の影響である高調波が抑制低減されていることが確認できる。
【００６２】
逆に、単相電圧形ＰＷＭコンバータ２５の整流に起因して、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の直流側には、電源１６が単相の場合、電源周波数の２倍の周波数が重畳し、電圧が同周波数により脈動することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３の相電流にビート現象が発生したり、電動機のような負荷４を駆動する場合にはトルク脈動が発生する。しかしながら、本実施の形態のように、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３のコンデンサ５，６間をインピーダンス要素７により分離することにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧に与える影響を抑制することができ、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することが可能となる。
【００６３】
なお、この第１１の実施の形態では、図５に示した第２の実施の形態のようにインピーダンス要素７にリアクトル８を用いること、図６に示した第３の実施の形態のようにインピーダンス要素７を直流側負極電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間に接続し、あるいは図７に示した第４の実施の形態のように直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間と負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間との両方に接続することが可能である。
【００６４】
次に、本発明の第１２の実施の形態を図２０に基づいて説明する。図２０に示す第１２の実施の形態の電力変換装置は、交直流電気車用の電力変換装置である。交直流電気車では、交流き電区間を走行する場合、架線２６に流れる単相の交流をパンタグラフ２７により集電し、変圧器２８の１次側端子の一方へ入力する。変圧器２８の一次側のもう一方の端子は、車輪２９を介してレール３０へ接続される。変圧器２８の２次側は、単相電圧形ＰＷＭコンバータ２５に接続されている。第１１の実施の形態と同様に、電圧形ＰＷＭコンバータ２５は単相交流を入力とし、２つの直流側電位点ＶＰＣ，ＶＮＣを有している。電圧形ＰＷＭコンバータ２５の負極側電位点ＶＮＣは、電圧形ＰＷＭインバータ３の負極側電位点ＶＮＩに接続されている。
【００６５】
本実施の形態における電圧形ＰＷＭインバータ３は２つの直流電位点ＶＰＩ，ＶＮＩを入力とし、３相の交流を出力するものである。電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰＩは、リアクトル３０を介してスイッチ３１の出力端子Ｃに接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２５の正極側電位点ＶＰＣはスイッチ３１の入力端子の一方Ｂへ接続されている。
【００６６】
交流き電区間である場合、スイッチ３１は電圧形ＰＷＭコンバータ２５の正極側電位点ＶＰＣとリアクトル３０が短絡するように、すなわち端子ＢＣが接するように開閉動作し、電圧形ＰＷＭインバータ３により得られる３相交流により、負荷である電動機３２を駆動する。
【００６７】
交直流電気車が直流き電区間を走行する場合、スイッチ３１は入力端子Ａとリアクトル３０に接続された出力端子Ｃとが短絡するように開閉動作し、架線２６に流れる直流をパンタグラフ２７により集電し、電圧形ＰＷＭインバータ３によって３相交流に変換し、電動機負荷３２を駆動する。
【００６８】
以上の構成により、交流き電区間と直流き電区間において、電圧形ＰＷＭインバータ３に起因する高調波の影響をリアクトル３０により、低減することができる。直流き電区間を走行する電気車においては、一般に直流電圧の安定化のために、リアクトル３０が従来より接続されている。同リアクトル３０を交流き電区間で、電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータ間に直列に接続することにより、交流き電区間において、電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波の影響により電圧形ＰＷＭコンバータ２５から電源へと流れる高調波を低減することができる。このようにして、スイッチ３１の切替動作によってリアクトル３０を交流き電区間と直流き電区間とで併用することにより、交流き電区間毎に別個のリアクトルを要するのに比べ、コスト・スぺース・重量等の負担を低減することが可能となる。
【００６９】
次に、本発明の第１３の実施の形態を図２１に基づいて説明する。図２０に示した第１２の実施の形態のほかに、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３とがどちらも、３つの直流側電位点ＶＰＣ，Ｖ０Ｃ，ＶＮＰ；ＶＰＩ，Ｖ０Ｉ，ＶＮＩを有する構成も存在する。この場合、図２１に示す回路構成にする。電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３が３つの直流側電位点を有する場合、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を切り離すことが回路の対称性より必要となる。この中間電位点間Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉを切り離すことで、電圧形ＰＷＭインバータ３の正側電圧と負側電圧のアンバランスが電圧形ＰＷＭコンバータの正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を除去することができるようになる。その他、作用効果に関しては、図２０に示した第１２の実施の形態に同じである。
【００７０】
次に、本発明の第１４の実施の形態を図２２に基づいて説明する。この実施の形態の電力変換装置は、図１５に示した第１１の実施の形態と同様の回路構成における電圧形ＰＷＭインバータ３に代えて、図１２に示した第１０の実施の形態と同様のＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５を採用し、また負荷として交流電動機３２に電力を供給する構成である。そして、電圧形ＰＷＭコンバータ２５、ＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５それぞれの直流回路のコンデンサ５，６間において、直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間、直流側負極電位点ＶＮＰ，ＶＮＩ間の両方をインピーダンス要素７によって接続している。なお、インピーダンス要素７は図５に示したようにリアクトル８を採用することができる。
【００７１】
この第１４の実施の形態によれば、電圧形ＰＷＭコンバータ２５、電圧形ＰＷＭインバータ１５各々にコンデンサ５，６を設けることでコンバータ、インバータ共に電圧形変換器としてより安定に動作できるとともに、電圧形ＰＷＭコンバータ２５側のコンデンサ５が交流成分に対して低インピーダンスとなり、交流成分をバイパスさせることにより、より電源１６側に流出する成分を減少させることができる。
【００７２】
なお、インピーダンス要素７は図２２のように正負両極に挿入しても、正側または負側の一方だけに挿入してもよい。そして一方だけに挿入する場合、インピーダンス要素７としてリアクトル８を用いる場合、正負両極に設ける２つのリアクトルのインダクタンス値の和に等しいインダクタンスのリアクトルを挿入することにより、同じ効果が得られる。
【００７３】
次に、本発明の第１５の実施の形態を図２３に基づいて説明する。第１５の実施の形態の電力変換装置は、図２２に示した第１４の実施の形態と同様、電圧形ＰＷＭコンバータ２５、ＶＶＶＦ方式電圧形ＰＷＭインバータ１５それぞれの直流側にコンデンサ５，６を設け、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ１５の直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間のみにインピーダンス要素７を挿入し、直流側負極電位点側は接地したことを特徴とする。インピーダンス要素７には他の実施の形態と同様にリアクトル８を用いることができる。
【００７４】
この第１５の実施の形態では、電源１６側に流れる交流成分のうち、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素７によって減衰し、電源１６側への流出が抑制される。同時に主回路の一端を接地することによって、主回路全体の電位が接地に対し安定するため、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００７５】
なお、第１５の実施の形態では直流側負極電位点側を接地したが、図２４に示したように、直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ側を接地し、直流側負極電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間にインピーダンス要素７を挿入する構成とすることもできる（第１６の実施の形態）。これによって、直流回路の正極（正極側電位点）側で電位が固定され、第１５の実施の形態と同様にコモンモードノイズを減少させる効果が得られる。
【００７６】
次に、本発明の第１７の実施の形態を図２５に基づいて説明する。第１７の実施の形態の電力変換装置は、図２２に示した第１４の実施の形態に対して、さらにＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５の直流側負極電位点ＶＮＩを接地抵抗４１を介して接地させたことを特徴とする。これによって、第１４の実施の形態の作用効果に加えて、主回路電位の安定化が図れる。
【００７７】
なお、接地点としては、電圧形ＰＷＭコンバータ２５側負極あるいは正極側を選んでも電位安定の効果は得られる。
【００７８】
次に、本発明の第１８の実施の形態を図２６に基づいて説明する。第１８の実施の形態の電力変換装置は、電圧形ＰＷＭコンバータ２５、ＶＶＶＦインバータ１５それぞれに図１７又は図１８に示したような３レベルコンバータを採用し、この電圧形３レベルＰＷＭコンバータ２５と３レベルＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５との間の直流リンクの正極側電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間、負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間それぞれに等しいインピーダンス要素７を挿入し、コンデンサ１０，１１の分圧点、いわゆる中性点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉを抵抗４１を介して接地した例である。なお、これらのインピーダンス要素７にはインダクタンスの等しいリアクトル８を用いることができる。
【００７９】
この第１８の実施の形態によれば、主回路動作、主回路電位変動とも中性点を中心に対称動作となり、ノイズ低減効果が得られる。
【００８０】
次に、本発明の第１９の実施の形態を図２７に基づいて説明する。第１９の実施の形態の電力変換装置は、図９に示した第７の実施の形態における３相交流用の電圧形ＰＷＭコンバータ２に代えて単相交流用の電圧形ＰＷＭコンバータ２５を用い、また電圧形ＰＷＭインバータ３に代えてＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５を用い、負荷に交流電動機３２を採用したことを特徴とする。
【００８１】
この第１９の実施の形態の場合、電圧形３レベルＰＷＭコンバータ２５、３レベルＶＶＶＦインバータ１５それぞれのコンデンサの分圧点間、つまり直流中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を非接続とすることにより、第７の実施の形態と同様にＶＶＶＦインバータ１５の中性点（中間電位点Ｖ０Ｉ）に発生するインバータ周波数の３倍の周波数の電位変動に伴う交流成分が電圧形ＰＷＭコンバータ２５側に流れるのを防止することができる。
【００８２】
次に、本発明の第２０の実施の形態を図２８に基づいて説明する。第２０の実施の形態の電力変換装置は、図２７に示した第１９の実施の形態に対して、さらに電圧形ＰＷＭコンバータ２５とＶＶＶＦ方式電圧形ＰＷＭインバータ１５との直流側正極電位点ＶＰＶ，ＶＰＩ間をインピーダンス要素７によって直列に接続したことを特徴とする。このインピーダンス要素７には、他の実施の形態と同様にリアクトル８を用いることができる。
【００８３】
これによって、ＶＶＶＦインバータ１５の直流側中間電位点Ｖ０Ｉの電位変動による交流成分及びＶＶＶＦインバータ１５の直流側正極電位点ＶＰＩ、負極側電位点ＶＮＩそれぞれに現れる電位変動による交流成分のいずれも電圧形ＰＷＭコンバータ２５側に流出するのを防止することができる。
【００８４】
なお、同様の作用効果は、図２９に示すように電圧形ＰＷＭコンバータ２５とＶＶＶＦインバータ１５との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を非接続にし、直流側負極電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間にインピーダンス要素７を挿入した構成（第２１の実施の形態）、また図３０に示すように電圧形ＰＷＭコンバータ２５とＶＶＶＦインバータ１５との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を非接続にし、直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間と負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間との両方に共にインピーダンス要素７を挿入した構成（第２２の実施の形態）にしても得ることができる。
【００８５】
【発明の効果】
以上のように請求項１又は２の発明によれば、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側と電圧形ＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素又はＬＣフィルタにより分離することによって、電圧形ＰＷＭインバータ高調波の影響によって電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動するのを抑制して電圧形ＰＷＭコンバータの直流電圧を安定化させ、電圧形ＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができ、また電圧形ＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑制することができて、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することができる。
【００８６】
請求項３又は４の発明によれば、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位を接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００８７】
請求項５の発明によれば、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側中間電位点の間にインピーダンス要素を接続することにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電位点から電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中間電位点へと流れる電流を減衰させ、電圧形３レベルＰＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を低減することができ、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００８８】
請求項６の発明によれば、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流側中間電位点と電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側中間電位点の間を切り離すことにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を除去することができ、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができる。
【００８９】
請求項７の発明によれば、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流側と電圧形３レベルＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素により分離することにより、インピーダンス要素によって電圧形３レベルＰＷＭインバータから電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側に流れる交流電流成分を減衰させることができ、電圧形３レベルＰＷＭインバータ高調波の影響によって電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動するのを抑制することができ、この結果として、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減することができ、また電圧形３レベルＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧形３レベルＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑制することができて、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制することもできる。
【００９０】
請求項８の発明によれば、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞれの最も高い直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方にインピーダンス要素を直列に接続し、電圧形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中間電位点の間を直接接続すると共に、当該直流側中間電位点を別のインピーダンス要素を介して接地することにより、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位を接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることができる。
【００９１】
請求項９の発明によれば、変圧器とコンデンサ及び電圧形ＰＷＭコンバータから成る各相は、等価的にＬＣ直列回路と考えることができ、ＬＣ回路のゲインは共振周波数付近で大きく、共振周波数から離れるに従い小さくなるため、共振周波数を電源の周波数付近に設定することにより、電圧形ＰＷＭコンバータから電源へ流れる電流高調波を減衰させることができる。また、変圧器の漏れインダクタンスによる電圧降下分をコンデンサによって補償することができ、電圧形ＰＷＭコンバータの電圧利用率を向上させることができる。さらに、変圧器と電圧形ＰＷＭコンバータとに直列に接続したコンデンサによって直流電流が変圧器に流れることを防止することができ、直流電流が変圧器に流れると変圧器が偏磁し、高調波を増加させるものであるのが、このコンデンサによりそのような変圧器の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することができる。
【００９２】
請求項１０の発明によれば、直流き電区間と交流き電区間において、電圧形ＰＷＭインバータに起因する高調波の影響をリアクトルによって低減することができ、また直流き電区間と交流き電区間とで同じリアクトルを併用することにより、コスト・スペース・重量などの負担を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２】上記の実施の形態において電圧形ＰＷＭコンバータ、電圧形ＰＷＭインバータとして採用することができる変換器の回路図。
【図３】上記の実施の形態において電圧形ＰＷＭコンバータ、電圧形ＰＷＭインバータとして採用することができる３レベル変換器の回路図。
【図４】上記の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータとして採用することができる３レベル変換器の回路図。
【図５】上記の実施の形態におけるインピーダンス要素として採用するリアクトルの回路図。
【図６】本発明の第３の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図７】本発明の第４の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図８】本発明の第５の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図９】本発明の第７の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図１０】本発明の第８の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図１１】上記の第８の実施の形態における変圧器と電圧形ＰＷＭコンバータの各相等価回路図。
【図１２】本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図１３】上記の第１０の実施の形態におけるＶＶＶＦ方式電圧形ＰＷＭインバータ（電圧形ＰＷＭインバータ周波数１００Ｈｚ）から電圧形ＰＷＭインバータの直流側へ流れる電流のＦＦＴ結果を示すグラフ。
【図１４】上記の第１０の実施の形態におけるＶＶＶＦ方式電圧形ＰＷＭインバータ（電圧形ＰＷＭインバータ周波数１４０Ｈｚ）から電圧形ＰＷＭインバータの直流側へ流れる電流のＦＦＴ結果を示すグラフ。
【図１５】本発明の第１１の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図１６】上記の第１１の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータに採用される変換器の回路図。
【図１７】上記の第１１の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータに採用される単相交流を入力とする３レベル変換器の回路図。
【図１８】上記の第１１の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータとして採用することができる３レベル変換器の他の例の回路図。
【図１９】上記の第１１の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバータから電源へ流れる電流のＦＦＴ結果のグラフ。
【図２０】本発明の第１２の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２１】本発明の第１３の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２２】本発明の第１４の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２３】本発明の第１５の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２４】本発明の第１６の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２５】本発明の第１７の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２６】本発明の第１８の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２７】本発明の第１９の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２８】本発明の第２０の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図２９】本発明の第２１の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図３０】本発明の第２２の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図。
【図３１】従来例の電力変換装置の回路ブロック図。
【図３２】電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮しない交流電車システムでの１次電流のＦＦＴ結果のグラフ。
【図３３】電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮した交流電車システムでの１次電流のＦＦＴ結果のグラフ。
【図３４】電圧形３レベルコンバータ、電圧形３レベルインバータを採用した電気車用電力変換装置の従来例の回路ブロック図。
【符号の説明】
１ ３相電源
２ 電圧形ＰＷＭコンバータ
３ 電圧形ＰＷＭインバータ
４ 負荷
５ コンデンサ
６ コンデンサ
７ インピーダンス要素
８ リアクトル
９ インピーダンス要素
１０ コンデンサ
１１ コンデンサ
１２ コンデンサ
１３ コンデンサ
１５ （可変電圧可変周波数出力方式：ＶＶＶＦ方式）電圧形ＰＷＭインバータ
１６ 単相電源
１７ 変圧器
１８ コンデンサ
１９ コンデンサ
２０ 変圧器
２１ （変圧器を模擬する）電圧源
２２ 漏れインダクタンス
２３ （電圧形ＰＷＭコンバータを模擬する）電圧源
２４ 変圧器
２５ （単相）電圧形ＰＷＭコンバータ
２６ 架線
２７ パンタグラフ
２８ 変圧器
２９ 車輪
３０ リアクトル
３１ スイッチ
３２ 電動機
３３ レール
４０ コンデンサ
４１ 抵抗
Claims (10)
- 出力側に第１のコンデンサが接続される電圧形ＰＷＭコンバータと、入力側に第２のコンデンサが接続される電圧形ＰＷＭインバータとを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの間に直列に、配線による寄生インピーダンスではなく、前記電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動し、前記電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧と電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧との電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータから電圧形ＰＷＭインバータへあるいは電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータへ流れようとする電流を減衰させる大きさのインピーダンス要素を接続したことを特徴とする電力変換装置。
- 前記インピーダンス要素として、ＬＣフィルタの構成要素となるリアクトルを接続したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記インピーダンス要素の接続されていない側の直流側電位点間を接地したことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
- 前記インピーダンス要素が前記最も高い直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方に接続されている場合、これらのいずれか一方の直流電位点間を別のインピーダンス要素を介して接地したことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
- 電源としての単相交流又は３相交流を３つの電位点を有する直流に変換する電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、３つの電位点を有する直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、
前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータと前記電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中間電位点の間に、配線による寄生インピーダンスではなく、前記電圧形ＰＷＭインバータの中間電位点から電圧形ＰＷＭコンバータの中間電位点へ流れる電流を減衰させる大きさのインピーダンス要素を直列に接続したことを特徴とする電力変換装置。 - 出力側に中間電位を有する第１のコンデンサが接続される電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、入力側に中間電圧を有する第２のコンデンサが接続される電圧形３レベルＰＷＭインバータとを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各両端端子間のみを接続したことを特徴とする電力変換装置。
- 前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各両端端子間の少なくともいずれか一方にインピーダンス要素を直列に接続したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
- 電源としての単相交流又は３相交流を３つの電位点を有する直流に変換する電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、３つの電位点を有する直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、
前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータと前記電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞれの最も高い直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方に、配線による寄生インピーダンスではなく、前記電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動し、前記電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧と電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧との電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭコンバータから電圧形ＰＷＭインバータへあるいは電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータへ流れようとする電流を減衰させる大きさのインピーダンス要素を直列に接続し、前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータと前記電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中間電位点の間を直接接続すると共に、当該直流側中間電位点を別のインピーダンス要素を介して接地したことを特徴とする電力変換装置。 - 電源としての単相交流又は３相交流と、該電源に接続された変圧器と、該変圧器に接続された電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、該電圧形３レベルＰＷＭコンバータにより変換された直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、前記変圧器と前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータの間にコンデンサを直列に接続し、前記変圧器の漏れインダクタンスと前記コンデンサとの共振周波数を前記電源の周波数付近に設定したことを特徴とする電力変換装置。
- 架線から電力を集電するパンタグラフと、前記パンタグラフが集電した単相交流又は３相交流を変圧する変圧器と、該変圧器に接続された電圧形ＰＷＭコンバータと、前記パンタグラフの集電した直流電力を直接取り込むか、該電圧形ＰＷＭコンバータにより変換された直流を取り込むかを切換える切換装置と、該切換装置からの直流を単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧形ＰＷＭインバータと、前記切換装置と電圧形ＰＷＭインバータの直流側との間に介挿されたリアクトルとを備え、
前記架線に流れる電力を前記パンタグラフにより集電し、直流き電区間にあっては前記切換装置並びに前記リアクトルを介して前記電圧形ＰＷＭインバータに直流電力を供給し、交流き電区間にあっては前記変圧器を介して交流電力を前記電圧形ＰＷＭコンバータの出力側に接続されるコンデンサの出力端から前記切換装置並びに前記リアクトルを介して前記電圧形ＰＷＭインバータに直流電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15812898A JP3585733B2 (ja) | 1998-06-05 | 1998-06-05 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15812898A JP3585733B2 (ja) | 1998-06-05 | 1998-06-05 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11355909A JPH11355909A (ja) | 1999-12-24 |
| JP3585733B2 true JP3585733B2 (ja) | 2004-11-04 |
Family
ID=15664908
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15812898A Expired - Lifetime JP3585733B2 (ja) | 1998-06-05 | 1998-06-05 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3585733B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3821270B2 (ja) * | 2000-06-08 | 2006-09-13 | 富士電機システムズ株式会社 | Ｐｗｍ整流装置 |
| KR100483807B1 (ko) * | 2002-05-08 | 2005-04-20 | 한국철도기술연구원 | 회생용 3레벨 피더블유엠 컨버터를 이용한 전동차직류전원 공급 시스템 |
| KR100491864B1 (ko) * | 2002-05-08 | 2005-05-27 | 한국철도기술연구원 | 회생용 2레벨 피더블유엠 컨버터를 이용한 전동차직류전원 공급 시스템 |
| WO2008146381A1 (ja) * | 2007-05-31 | 2008-12-04 | Mitsubishi Electric Corporation | 電力変換装置 |
| JP5067424B2 (ja) * | 2007-05-31 | 2012-11-07 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US8345453B2 (en) | 2007-09-21 | 2013-01-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion apparatus for electric vehicle |
| JP4880762B2 (ja) * | 2008-09-26 | 2012-02-22 | 株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ | 電力変換装置 |
| KR101468151B1 (ko) * | 2013-04-03 | 2014-12-05 | 주식회사 해성굿쓰리 | 승강기에 안정화된 3상 전력을 공급하기 위한 위상변환기 |
| CN106465531B (zh) * | 2014-05-14 | 2019-06-07 | 三菱电机株式会社 | 控制单元 |
| JP6928863B2 (ja) | 2017-03-02 | 2021-09-01 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 充電装置、及び車載電源装置 |
| JP6884029B2 (ja) * | 2017-05-09 | 2021-06-09 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置及び電力変換装置の診断方法 |
| CN116032138B (zh) * | 2023-03-29 | 2023-07-07 | 深圳市首航新能源股份有限公司 | 驱动方法、驱动装置、逆变电路与逆变器 |
-
1998
- 1998-06-05 JP JP15812898A patent/JP3585733B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11355909A (ja) | 1999-12-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP2160828B1 (en) | Four pole neutral-point clamped three phase converter with zero common mode voltage output | |
| Menzies et al. | Five-level GTO inverters for large induction motor drives | |
| US9701208B2 (en) | Inverter | |
| JP3361047B2 (ja) | 車両用電源装置 | |
| JP3585733B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Wei et al. | Comparison and mitigation of common mode voltage in power converter topologies | |
| Lakhimsetty et al. | A four-level open-end winding induction motor drive with a nested rectifier–inverter combination with two DC power supplies | |
| WO2014140414A1 (en) | Arrangement, frequency converter and elevator system | |
| US8228693B2 (en) | DC filter and voltage source converter station comprising such filter | |
| Hill et al. | A frequency domain model for 3 kV DC traction DC-side resonance identification | |
| EP1906517A2 (en) | Systems and methods for balancing of DC link in three level PWM power conversion equipment | |
| EP2631104B2 (en) | DC-link decoupling circuit for parallel inverters | |
| JPH11122953A (ja) | 電圧形インバータ | |
| EP3723265A1 (en) | Dc bus capacitor balancing for three-level, six-phase voltage source converters | |
| Maeda et al. | A hybrid single-phase power active filter for high order harmonics compensation in converter-fed high speed trains | |
| Bhasker et al. | Modeling of modular multilevel converter for grid application | |
| JP2004007991A (ja) | 電気車の駆動装置 | |
| JPH09103078A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2020171156A (ja) | 電力変換装置、鉄道車両、および鉄道車両の生産方法 | |
| JP3695485B2 (ja) | ６相／１２相整流形インバータ装置 | |
| JPH0919161A (ja) | 交流電気車駆動用電力変換装置 | |
| Matikainen | A method to reduce common mode noise in frequency converter drives | |
| CN113824347A (zh) | 一种基于三相ac/dc型电力电子变压器的同相供电系统 | |
| Bhaskar et al. | Capacitor voltage balancing in back-to-back modular multilevel converter | |
| Le et al. | A Modified Topology of Modular Multilevel Converters for Low Frequency Operation |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040316 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040513 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040608 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040623 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040720 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040804 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070813 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080813 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090813 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090813 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100813 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100813 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110813 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110813 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120813 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120813 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130813 Year of fee payment: 9 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |