JPH11355909A

JPH11355909A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH11355909A
Application number: JP10158128A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Yuki; 和明結城; Mitsuhiro Numazaki; 光浩沼崎; Rei Miyazaki; 玲宮崎
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-06-05
Filing date: 1998-06-05
Publication date: 1999-12-24
Anticipated expiration: 2018-06-05
Also published as: JP3585733B2

Abstract

(57)【要約】【課題】電圧形ＰＷＭコンバータ・電圧形ＰＷＭイン
バータから成る電力変換装置において、電圧形ＰＷＭコ
ンバータから電源へと流れる電流に重畳する高調波の影
響を低減する。【解決手段】電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷ
Ｍインバータ３のコンデンサ５，６をインピーダンス要
素７により分離する。通常、電圧形ＰＷＭインバータ３
の高調波が電圧形ＰＷＭインバータ２側の直流コンデン
サ５へ流入することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３
側の直流電圧が脈動し、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電
圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧の電圧差分の電流
が電圧形ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータ
へ流れるが、インピーダンス要素７により電流の大きさ
を減衰させ、電圧形ＰＷＭインバータ高調波の影響によ
って電圧形ＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動するの
を抑制する。この結果、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直
流電圧が安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータの交流電
源１側に流れる電流に含まれる高調波を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電圧形ＰＷＭコン
バータと電圧形ＰＷＭインバータを有する電力変換装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の技術として、例えば図３１に示す
ような、交流き電区間を走行する交流電気車の主回路ブ
ロックに採用されている電力変換装置が知られている。
交流電気車では、架線２６に流れる単相交流をパンタグ
ラフ２７により集電し、主変圧器２８の１次側入力とす
る。主変圧器２８の２次側は、単相の電圧形ＰＷＭコン
バータ２５に接続されている。図３１における電圧形Ｐ
ＷＭコンバータ２５は単相交流を入力とし、２つの直流
側電位点ＶＰ、ＶＮを有している。電圧形ＰＷＭコンバ
ータ２５からの出力である２つの直流側電位点ＶＰ、Ｖ
Ｎは、電圧形ＰＷＭインバータ３へ入力される。この図
３１における電圧形ＰＷＭインバータ３は、２つの直流
側電位点ＶＰ、ＶＮを有し、３相の交流を出力する。電
圧形ＰＷＭインバータ３により得られる３相交流によ
り、負荷である電動機３２を駆動する。（なお、図３４
に示すように、電圧形ＰＷＭコンバータ２５として、３
つの直流側電位点を有する３レベルコンバータも存在す
る。また電圧形ＰＷＭインバータとしても、３つの直流
側電位点を入力とする３レベルインバータが存在す
る。）

【０００３】このような電力変換装置では、電圧形ＰＷ
Ｍコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３とが直流
コンデンサ３４を共有する構成である。

【０００４】交流電気車の主回路ブロックに採用されて
いる電力変換装置を例に挙げたが、同様に電圧形ＰＷＭ
コンバータ・電圧形ＰＷＭインバータが組み合わされる
電力変換装置は多数存在する。電源が単相交流である場
合のほかに、３相交流であるシステムも、例えぱ、鉄鋼
圧延ドライブシステムやエレベータ駆動システムのよう
に様々な例がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ＰＷＭ制御方式の電力
変換装置では低次高調波が少なく、高次高調波が多くな
るという特徴を有している。電圧形ＰＷＭコンバータと
電圧形ＰＷＭインバータによるシステムの場合、電圧形
ＰＷＭコンバータの高調波の影響とともに、電圧形ＰＷ
Ｍインバータの高調波の影響により、直流コンデンサが
脈動する。これが原因となり、電圧形ＰＷＭコンバータ
から電源に流れる電流に、本来電圧形ＰＷＭコンバータ
では発生し得ない高調波が重畳する。

【０００６】図３２と図３３には、交流電気車の電力変
換装置でのシミュレーションにおける１次電流の高調波
ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）の結果を示してあ
る。図３２は、電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮し
ない場合であり、図３３は、電圧形ＰＷＭインバータの
影響を考慮した場合である。図３３のシミュレーション
に用いた電圧形ＰＷＭインバータは１パルスモードで動
作中であり、電圧形ＰＷＭインバータ周波数は１２１．
９Ｈｚである。この場合、直流側への脈動は、電圧形Ｐ
ＷＭインバータ周波数の６倍すなわち７３１．４Ｈｚの
周波数となる。直流が同周波数で脈動する場合、１次電
流への影響は同周波数±電源周波数（５０Ｈｚ：関東圏
の場合）、すなわち６８１．４Ｈｚと７８１．４Ｈｚの
高調波が重畳する。

【０００７】鉄道の場合には、レールが信号設備の回路
の一部として使用されている。高次高調波電流が電圧形
ＰＷＭコンバータからレールに流れることで、同回路に
妨害を与える可能性もある（［１］高調波対策技術平
成９年電気学会産業応用部門全国大会Ｓ．４−４）。そ
の他の産業ドライブシステムにおいても、高調波抑制の
ガイドラインが設けられており、高調波の低減が望まし
い（［２］高調波規制の概要平成７年電気学会全国大
会）。

【０００８】本発明はこのような従来の技術的課題に鑑
みてなされたもので、電圧形ＰＷＭコンバータ・電圧形
ＰＷＭインバータから成る電力変換装置において、電圧
形ＰＷＭコンバータから電源へと流れる電流に重畳する
高調波の影響を低減する電力変換装置を提供することを
目的とする。

【０００９】また本発明は、電圧形ＰＷＭインバータか
らの交流出力により負荷に電流ビートやトルクリプルと
いった現象が発生するのを抑制する電力変換装置を提供
することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明の電力変
換装置は、出力側に第１のコンデンサが接続される電圧
形ＰＷＭコンバータと、入力側に第２のコンデンサが接
続される電圧形ＰＷＭインバータとを備え、前記第１の
コンデンサと前記第２のコンデンサの間に直列にインピ
ーダンス要素を接続したものである。

【００１１】請求項２の発明の電力変換装置は、交流電
力を入力として直流電力に変換する電圧形ＰＷＭコンバ
ータと、この電圧形ＰＷＭコンバータ出力端子間に接続
された第１のコンデンサと、この第１のコンデンサ端子
間に接続されるＬＣフィルタと、このＬＣフィルタのコ
ンデンサ端子間に接続される電圧形ＰＷＭインバータと
を備えたものである。

【００１２】請求項１又は２の発明の電力変換装置で
は、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側と電圧形ＰＷＭイ
ンバータの直流側とをインピーダンス要素又はＬＣフィ
ルタにより分離している。通常、電圧形ＰＷＭインバー
タの高調波が電圧形ＰＷＭインバータ側の直流コンデン
サへ流入することにより、電圧形ＰＷＭインバータ側の
直流電圧が脈動し、電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形Ｐ
ＷＭインバータ側の直流電圧の電圧差分の電流が電圧形
ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータへ流れる
が、インピーダンス要素又はＬＣフィルタにより電流の
大きさを減衰させることができ、電圧形ＰＷＭインバー
タ高調波の影響によって電圧形ＰＷＭコンバータ側の直
流電圧が脈動するのを抑制することができる。この結
果、電圧形ＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、
電圧形ＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれ
る高調波を低減することができる。

【００１３】また、電圧形ＰＷＭコンバータの整流に起
因して、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側には電圧脈動
が生じ、これにより、電圧形ＰＷＭインバータの相電流
にビート現象が発生したり、電動機負荷を駆動する場合
にトルク脈動が発生する。そこで、電圧形ＰＷＭコンバ
ータの直流側と電圧形ＰＷＭインバータの直流側とをイ
ンピーダンス要素又はＬＣフィルタにより分離すること
により、電圧形ＰＷＭコンバータの整流に起因する影響
が電圧形ＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑
制することができて、電圧形ＰＷＭインバータの交流出
力の電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制する
ことができる。

【００１４】請求項３の発明は、請求項２の電力変換装
置において、前記インピーダンス要素の接続されていな
い側の直流側電位点間を接地したものである。

【００１５】請求項４の発明は、請求項３の電力変換装
置において、前記インピーダンスが前記最も高い直流電
位点間と最も低い直流電位点間との双方に接続されてい
る場合、これらのいずれか一方の直流電位点間を別のイ
ンピーダンス要素を介して接地したものである。

【００１６】請求項３及び４の発明の電力変換装置で
は、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピー
ダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位を
接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ
成分も減少させることができる。

【００１７】請求項５の発明は、電源としての単相交流
又は３相交流を３つの電位点を有する直流に変換する電
圧形３レベルＰＷＭコンバータと、３つの電位点を有す
る直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負
荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータよ
り成る電力変換装置において、前記電圧形ＰＷＭコンバ
ータと電圧形ＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中
間電位点の間にインピーダンス要素を直列に接続したも
のである。

【００１８】請求項５の発明の電力変換装置では、電圧
形３レベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭイ
ンバータの直流側中間電位点の間にインピーダンス要素
を接続することにより、電圧形３レベルＰＷＭインバー
タの中間電位点から電圧形３レベルＰＷＭコンバータの
中間電位点へと流れる電流を減衰させ、電圧形３レベル
ＰＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランス
の影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧
と負側電圧のバランス度に与える影響を低減することが
できる。電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧
と負側電圧とのアンバランスは、電圧形３レベルＰＷＭ
コンバータの電圧高調波となり、電源へ流れる電流の高
調波の要因となるが、電圧形３レベルＰＷＭコンバータ
の中間電位点と電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間
電位点の間に挿入されたインピーダンス要素によって、
電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電
圧のバランス度を安定化し、電圧形３レベルＰＷＭコン
バータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減す
ることができる。

【００１９】請求項６の発明の電力変換装置は、出力側
に中間電位を有する第１のコンデンサが接続される電圧
形３レベルＰＷＭコンバータと、入力側に中間電圧を有
する第２のコンデンサが接続される電圧形３レベルＰＷ
Ｍインバータとを備え、前記第１のコンデンサと前記第
２のコンデンサの各両端端子間のみを接続したものであ
る。

【００２０】請求項６の発明の電力変換装置では、電圧
形３レベルＰＷＭコンバータ側の第１のコンデンサと電
圧形３レベルＰＷＭインバータ側の第２のコンデンサと
の各両端端子間のみを接続することによって、それらの
中間電位点間を切り離すことができ、電圧形３レベルＰ
ＷＭインバータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの
影響が電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と
負側電圧のバランス度に与える影響を除去することがで
きる。電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と
負側電圧とのアンバランスは電圧形３レベルＰＷＭコン
バータの電圧高調波となり、電源へ流れる電流の高調波
の要因となるが、電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中
間電位点と電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電位
点との間を切り離すことによって、電圧形ＰＷＭコンバ
ータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度を安定化し、
電圧形ＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含まれ
る高調波を低減することができる。

【００２１】請求項７の発明は、請求項６の電力変換装
置において、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデ
ンサの各両端端子間の少なくともいずれか一方にインピ
ーダンス要素を直列に接続したものである。

【００２２】請求項７の発明の電力変換装置では、電圧
形３レベルＰＷＭコンバータの直流側と電圧形３レベル
ＰＷＭインバータの直流側とをインピーダンス要素によ
り分離することにより、インピーダンス要素によって電
圧形３レベルＰＷＭインバータから電圧形３レベルＰＷ
Ｍコンバータ側に流れる交流電流成分を減衰させること
ができ、電圧形３レベルＰＷＭインバータ高調波の影響
によって電圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の直流電圧
が脈動するのを抑制することができる。この結果、電圧
形３レベルＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、
電圧形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流
に含まれる高調波を低減することができる。また、電圧
形３レベルＰＷＭコンバータの整流に起因して、電圧形
３レベルＰＷＭコンバータの直流側には電圧脈動が生
じ、これにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの相
電流にビート現象が発生したり、電動機負荷を駆動する
場合にトルク脈動が発生するが、電圧形３レベルＰＷＭ
コンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータとの間を
インピーダンス要素により分離することにより、電圧形
３レベルＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧
形３レベルＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を
抑制することができて、電圧形３レベルＰＷＭインバー
タの交流出力の電流ビートやトルクリプルといった現象
を抑制することができる。

【００２３】請求項８の発明は、電源としての単相交流
又は３相交流を３つの電位点を有する直流に変換する電
圧形３レベルＰＷＭコンバータと、３つの電位点を有す
る直流を入力とし、単相交流又は３相交流に変換して負
荷に電力を供給する電圧形３レベルＰＷＭインバータよ
り成る電力変換装置において、前記電圧形ＰＷＭコンバ
ータと電圧形ＰＷＭインバータとのそれぞれの最も高い
直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方にインピ
ーダンス要素を直列に接続し、前記電圧形ＰＷＭコンバ
ータと電圧形ＰＷＭインバータとのそれぞれの直流側中
間電位点の間を直接接続すると共に、当該直流側中間電
位点を別のインピーダンス要素を介して接地したもので
あり、いわゆるノーマルモードの交流成分電流はインピ
ーダンス要素によって減衰させ、かつ主回路全体の電位
を接地に対して安定させ、いわゆるコモンモードのノイ
ズ成分も減少させることができる。

【００２４】請求項９の発明は、電源としての単相交流
又は３相交流と、該電源に接続された変圧器と、該変圧
器に接続された電圧形ＰＷＭコンバータと、該電圧形Ｐ
ＷＭコンバータにより変換された直流を入力とし、単相
交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧
形ＰＷＭインバータより成る電力変換装置において、前
記変圧器と前記電圧形ＰＷＭコンバータの間にコンデン
サを直列に接続したものである。

【００２５】請求項１０の発明は、請求項９の電力変換
装置において、前記変圧器の漏れインダクタンスと、前
記変圧器と前記電圧形ＰＷＭコンバータの間に直列に接
続されたコンデンサとの共振周波数を前記電源の周波数
付近と設定したものである。

【００２６】請求項９又は１０の発明の電力変換装置で
は、変圧器とコンデンサ及び電圧形ＰＷＭコンバータか
ら成る各相は、等価的にＬＣ直列回路と考えることがで
き、ＬＣ回路のゲインは共振周波数付近で大きく、共振
周波数から離れるに従い小さくなるため、共振周波数を
電源の周波数付近に設定することにより、電圧形ＰＷＭ
コンバータから電源へ流れる電流高調波を減衰させるこ
とができる。また、変圧器の漏れインダクタンスによる
電圧降下分をコンデンサによって補償することができ、
電圧形ＰＷＭコンバータの電圧利用率を向上させること
ができる。

【００２７】さらに、変圧器と電圧形ＰＷＭコンバータ
とに直列に接続したコンデンサによって直流電流が変圧
器に流れることを防止することができ、直流電流が変圧
器に流れると変圧器が偏磁し、高調波を増加させるもの
であるのが、このコンデンサによりそのような変圧器の
偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することができる。

【００２８】請求項１１の発明の電力変換装置は、架線
に流れる電力をパンタグラフにより集電し、直流き電区
間にあっては切換装置並びにリアクトルを介して電圧形
ＰＷＭインバータに直流電力を供給し、交流き電区間に
あっては変圧器を介して交流電力を電圧形ＰＷＭコンバ
ータの出力側に接続されるコンデンサの出力端から前記
切換装置並びに前記リアクトルを介して前記電圧形ＰＷ
Ｍインバータに直流電力を供給するものである。

【００２９】請求項１１の発明の電力変換装置では、直
流き電区間と交流き電区間において、電圧形ＰＷＭイン
バータに起因する高調波の影響をリアクトルによって低
減することができる。また直流き電区間と交流き電区間
とで同じリアクトルを併用することにより、コスト・ス
ペース・重量などの負担を低減することができる。

【００３０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて詳説する。図１は、本発明の第１の実施の形態
のブロック図である。３相交流電源１は、電圧形ＰＷＭ
コンバータ２へ接続されている。電圧形ＰＷＭコンバー
タ２は、３相交流を入力とし、出力として２つの直流電
位点ＶＰＣ、ＶＮＣを有している。電圧形であるため、
直流出力側にはコンデンサ５が接続され、電圧の平滑化
が図られている。

【００３１】電圧形ＰＷＭインバータ３は、２つの直流
電位点ＶＰＩ、ＶＮＩを入力とし、３相交流を出力す
る。電圧形であるため、直流入力側にコンデンサ６が接
続され、電圧の平滑化が図られている。電圧形ＰＷＭイ
ンバータ３から出力される３相交流により、交流電動機
のような３相負荷４に電力が供給される。

【００３２】電圧形ＰＷＭコンバータ２の負極側電位点
ＶＮＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の負極側電位点ＶＮ
Ｉとが直接接続されている。そして電圧形ＰＷＭコンバ
ータ２の正極側電位点ＶＰＣと電圧形ＰＷＭインバータ
３の正極側電位点ＶＰＩとの間には、インピーダンス要
素７が接続されている。

【００３３】上記電圧形ＰＷＭコンバータ２及び電圧形
ＰＷＭインバータ３の具体的な回路構成を図２、図３及
び図４を示す。図２に示す回路は、直流側電位点を２つ
有する２レベル変換器であり、広く知られた電圧形ＰＷ
Ｍコンバータ／インバータである。図３及び図４に示す
回路は、直流側電位点を３つ有する３レベル変換器であ
る。特に図３の回路は、中性点クランプ方式（ＮＰＣ）
変換器として広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータ／イ
ンバータである。図４に示す変換器は電圧形ＰＷＭコン
バータ２として用いられるものであり、図２に示した２
レベル変換器の直流側を直列に接続し、交流側をそれぞ
れ変圧器２０の２次側に接続する構成をとるものであ
る。

【００３４】上記の第１の実施の形態の電力変換装置
は、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバー
タ３との間にインピーダンス要素７を直列に接続した構
成であり、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭイ
ンバータ３それぞれのコンデンサ５，６をインピーダン
ス要素７により分離したことにより、次のような効果を
奏する。

【００３５】電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波が電圧
形ＰＷＭインバータ３側の直流コンデンサ６へ流入する
ことによって電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧が
脈動し、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧と電圧
形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧との電圧差分の電流
が電圧形ＰＷＭコンバータ２から電圧形ＰＷＭインバー
タ３へあるいは電圧形ＰＷＭインバータ３から電圧形Ｐ
ＷＭコンバータ２へ流れようとする。しかしながらイン
ピーダンス要素７により、その電流の大きさを減衰させ
ることができ、電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波の影
響によって電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧が脈
動するのを抑制することができる。この結果、電圧形Ｐ
ＷＭコンバータ２の直流電圧が安定化され、電圧形ＰＷ
Ｍコンバータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波
を低減することが可能となる。

【００３６】また、逆に、電圧形ＰＷＭコンバータ２の
整流に起因して、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流側に
は、電源が３相の場合、電源周波数の６倍の周波数が重
畳し、直流電圧が同周波数によって脈動する。これによ
り、電圧形ＰＷＭインバータ３の相電流にビート現象が
発生したり、負荷４として電動機を駆動する場合にはト
ルク脈動が発生する。しかしながら本実施の形態のよう
に、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバー
タ３それぞれの直流コンデンサ５，６間をインピーダン
ス要素７によって分離することにより、電圧形ＰＷＭコ
ンバータ２の整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバ
ータ３側の直流電圧に与える影響を抑制することがで
き、電流ビートやトルクリプルといった現象を抑制する
ことが可能となる。

【００３７】なお、図５に示すように、インピーダンス
要素７としてリアクトル８を接続することができる（第
２の実施の形態）。この場合、電圧形ＰＷＭコンバータ
２と電圧形ＰＷＭインバータ３それぞれのコンデンサ
５，６をリアクトル８で分離することになり、リアクト
ルは低周波でインピーダンスが低く、高周波でインピー
ダンスが高いため、電圧形ＰＷＭインバータから発生す
る高調波の影響を効果的に抑制することができ、電圧形
ＰＷＭインバータから電圧形ＰＷＭコンバータに流れる
高調波電流を減衰させ、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直
流電圧を安定化する。これにより、電圧形ＰＷＭコンバ
ータ２の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減す
ることが可能となる。また逆に、第１の実施の形態と同
様に、電圧形ＰＷＭコンバータ２の整流に起因する高調
波が電圧形ＰＷＭインバータ３の直流側に及ぼす影響を
効果的に低減することができて、電流ビートやトルクリ
プルといった現象を抑制することが可能となる。

【００３８】なお、インピーダンス要素７は、図１に示
す第１の実施の形態のように正極電位点ＶＰＣ−ＶＰＩ
間に挿入する他に、図６に示すように電圧形ＰＷＭコン
バータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との負極電位点Ｖ
ＮＣ−ＶＮＩ間に挿入することができ（第３の実施の形
態）、また図７に示すように同正極電位点ＰＣ−ＶＰＩ
間、同負極電位点ＶＮＣ−ＶＮＩ間に共に挿入すること
もできる（第４の実施の形態）。このような構成によっ
ても、第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることが
できる。さらに、これらの実施の形態においても、第２
の実施の形態と同様に図５に示したリアクトル８をイン
ピーダンス要素７として用いることができ、これによ
り、第２の実施の形態と同様の作用効果を得ることがで
きる。

【００３９】次に、本発明の第５実施の形態を図８に基
づいて説明する。３相交流電源１は、電圧形ＰＷＭコン
バータ２へ接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２
は３相交流を入力とし、出力として３つの直流電位点Ｖ
ＰＣ、Ｖ０Ｃ、ＶＮＣを有している。電圧形であるた
め、直流側はコンデンサ１０，１１により分圧されてい
る。電圧形ＰＷＭインバータ３は３つの直流電位点ＶＰ
Ｉ、Ｖ０Ｉ、ＶＮＩに接続され、３相交流を出力する。
電圧形であるため、直流側はコンデンサ１２，１３によ
り分圧されている。この電圧形ＰＷＭインバータ３から
出力される３相交流により、交流電動機のような３相負
荷４に電力が供給される。

【００４０】電圧形ＰＷＭコンバータ２の正極側電位点
ＶＰＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰ
Ｉとが直接接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２
の負極側電位点ＶＮＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の負
極側電位点ＶＮＩとも直接接続されている。そして電圧
形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷ
Ｍインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉとの間には、インピ
ーダンス要素７が接続されている。

【００４１】第５の実施の形態の電力変換装置は、以上
の構成によって電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点
Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉ
の間をインピーダンス要素７で分離することにより、次
のような作用効果を奏する。電圧形ＰＷＭインバータ３
の中間電位点Ｖ０Ｉへ電流が流入することにより、電圧
形ＰＷＭインバータ３側の正側電圧（＝ＶＰＩ−Ｖ０
Ｉ）と負側電圧（＝Ｖ０Ｉ−ＶＮＩ）とがアンバランス
となる。その脈動の周波数は電圧形ＰＷＭインバータ３
の電圧形ＰＷＭ動作に依存する。三角波比較非同期方式
のＰＷＭ制御においては、主に電圧形ＰＷＭインバータ
周波数の３倍の周波数が支配的である。そこで、電圧形
ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバータ３との中
間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間にインピーダンス要素７を接
続することにより、電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電
位点Ｖ０Ｉから電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点
Ｖ０Ｃへと流れる電流を減衰させ、電圧形ＰＷＭインバ
ータ３の正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電
圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧のバラ
ンス度に与える影響を低減することができる。通常、電
圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側電圧とのア
ンバランスは電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧高調波と
なり、電源１へ流れる電流の高調波の要因となる。しか
しながら電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃ
と電圧形ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉの間に
挿入されたインピーダンス要素７によって、電圧形ＰＷ
Ｍコンバータ２側の正側電圧と負側電圧のバランス度が
安定化し、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる
電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。

【００４２】なお、この第５の実施の形態で用いたイン
ピーダンス要素７にも、図５に示したリアクトル８を用
いることができる（第６の実施の形態）。これにより、
電圧形ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形
ＰＷＭインバータ３の中間電位点Ｖ０Ｉとの間をリアク
トル８で分離することができる。リアクトルは低周波で
インピーダンスが低く、高周波でインピーダンスが高い
ため、電圧形ＰＷＭインバータ３から発生する高調波の
影響を効果的に抑制することができ、電圧形ＰＷＭイン
バータ３の中間電位点Ｖ０Ｉから電圧形ＰＷＭコンバー
タ２の中間電位点Ｖ０Ｃに流れる高調波電流が減衰する
ため、電圧形ＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化さ
れ、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる電流に
含まれる高調波を低減することが可能となる。

【００４３】次に、本発明の第７の実施の形態を図９に
基づいて説明する。３相交流電源１は、電圧形ＰＷＭコ
ンバータ２へ接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ
２は、３相交流を入力とし、出力として３つの直流電位
点ＶＰＣ、Ｖ０Ｃ、ＶＮＣを有している。電圧形である
ため、直流側はコンデンサ１０，１１により分圧されて
いる。電圧形ＰＷＭインバータ３は３つの直流電位点Ｖ
ＰＩ，Ｖ０Ｉ，ＶＮＩに接続され、３相交流を出力す
る。電圧形であるため、直流側はコンデンサ１２，１３
により分圧されている。出力される３相交流により、３
相負荷４に電力が供給される。

【００４４】電圧形ＰＷＭコンバータ２の正極側電位点
ＶＰＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の正極側電位点ＶＰ
Ｉとが直接接続され、また電圧形ＰＷＭコンバータ２の
負極側電位点ＶＮＣと電圧形ＰＷＭインバータ３の負極
側電位点ＶＮＩとが直接接続されている。そして電圧形
ＰＷＭコンバータ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭ
インバータの中間電位点Ｖ０Ｉとの間は切り離されてい
る。

【００４５】以上の構成により、電圧形ＰＷＭコンバー
タ２の中間電位点Ｖ０Ｃと電圧形ＰＷＭインバータ３の
中間電位点Ｖ０Ｉの間を分離することができる。電圧形
ＰＷＭインバータ３の中間電位点へ電流が流入すること
により、電圧形ＰＷＭインバータ３側の正側電圧（＝Ｖ
ＰＩ−Ｖ０Ｉ）と負側電圧（＝Ｖ０Ｉ−ＶＮＩ）とがア
ンバランスとなる。その脈動の周波数は、電圧形ＰＷＭ
インバータの電圧形ＰＷＭ動作に依存する。一般に三角
波比較非同期方式のＰＷＭ制御においては、主に電圧形
ＰＷＭインバータ周波数の３倍の周波数が支配的であ
る。そこで、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭ
インバータ３との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を切り離
すことで、電圧形ＰＷＭインバータ３の正側電圧と負側
電圧のアンバランスの影響が電圧形ＰＷＭコンバータ側
の正側電圧（＝ＶＰＣ−Ｖ０Ｃ）と負側電圧（＝Ｖ０Ｃ
−ＶＮＣ）のバランス度に与える影響を除去することが
できる。電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と負側
電圧とのアンバランスは、電圧形ＰＷＭコンバータ２の
電圧高調波となり、電源１へ流れる電流の高調波の要因
となるが、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭイ
ンバータ３との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を切り離す
ことにより、電圧形ＰＷＭコンバータ２側の正側電圧と
負側電圧のバランス度を安定化し、電圧形ＰＷＭコンバ
ータ３の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減す
ることが可能となる。

【００４６】次に、本発明の第８の実施の形態を図１０
に基づいて説明する。３相交流電源１は変圧器１７へと
入力される。変圧器１７の出力側に、各相それぞれにコ
ンデンサ１８の一方の端子が直列に接続されている。各
コンデンサ１８のもう一方の端子は電圧形ＰＷＭコンバ
ータ２へと接続されている。電圧形ＰＷＭコンバータ２
は、出力として２つの直流電位点ＶＰ、ＶＮを有してい
る。電圧形であるため、直流出力側にはコンデンサ１９
が接続され、電圧の平滑化が図られている。電圧形ＰＷ
Ｍインバータ３は、２つの直流電位点ＶＰ、ＶＮを入力
とし、３相交流を出力する。電圧形ＰＷＭインバータ３
から出力された３相交流により、３相負荷４に電力を供
給する。

【００４７】以上の構成をとることにより、以下のよう
な作用効果を得る。図１１には、図１０における３相変
圧器１７、コンデンサ１８及び電圧形ＰＷＭコンバータ
２の１相分を模擬する等価回路が示してある。変圧器１
７は、電圧源２１と漏れインダクタンス２２とで表して
いる。電圧形ＰＷＭコンバータ２は、電圧源２３で表し
ている。この等価回路上のインピーダンスは、ＬＣ直列
回路の共振周波数付近で大きく、共振周波数から離れる
に従い小さくなる。共振周波数を電源の周波数付近に設
定することにより、高調波成分でのゲインが小さくなる
ため、電圧形ＰＷＭコンバータ２から電源へ流れる電流
高調波を減衰させることができる。

【００４８】また、変圧器１７の漏れインダクタンスに
よる電圧降下分をコンデンサ１８により補償すること
で、電圧降下量を低減することができる。このため、電
圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧利用率を向上させること
が可能となる。

【００４９】さらに、変圧器１７と電圧形ＰＷＭコンバ
ータ２との間に直列に接続したコンデンサ１８により、
直流電流が変圧器１７へ流れることを防止することがで
きる。直流電流が変圧器１７に流れると変圧器１７が偏
磁し、高調波を増加させるが、コンデンサ１８により変
圧器１７の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制すること
が可能となる。

【００５０】なお、変圧器１７の漏れインダクタンス及
びコンデンサ１８は次のように設定するのが好ましい。
図１１の１相分の等価回路において、ＬＣ直列回路の共
振周波数Ｆは、変圧器１７の漏れインダクタンスをＬ、
変圧器１７と電圧形ＰＷＭコンバータ２の間に直列に接
続するコンデンサ１８のキャパシタンスをＣとすると、

【数１】で表される。ここで、共振周波数Ｆが電源周波数に一致
するように、変圧器１７の漏れインダクタンスＬとコン
デンサ１８のキャパシタンスＣとを設定する（第９の実
施の形態）。

【００５１】上記のように設定することにより、第９の
実施の形態では第８の実施の形態の作用効果に加えて、
以下の作用効果を得る。共振回路の特徴として、共振周
波数付近の入出力ゲインは大きいが、共振周波数から離
れた成分の入出力ゲインは小さいことがあげられる。そ
こで、ＬＣ回路の共振周波数を電源周波数に一致させる
ことで、電源周波数以外の高調波成分に対するインピー
ダンスを増加させ、電流高調波を低減することが可能と
なる。また、ＬＣ回路の共振周波数を電源周波数に一致
させることで、同周波数成分のインピーダンスを零とす
ることができる。このため、漏れインダクタンスＬによ
る電圧降下を補償し、電圧形ＰＷＭコンバータ２の電圧
利用率を向上させることが可能となる。

【００５２】さらに、変圧器１７と電圧形ＰＷＭコンバ
ータ２に直列に接続したコンデンサ１８により、変圧器
１７に直流電流が流れることを防止することができる。
直流電流が変圧器１７に流れると、変圧器１７が偏磁
し、高調波を増加させる。コンデンサ１８により変圧器
１７の偏磁を抑制し、高調波の増加を抑制することが可
能となる。

【００５３】次に、本発明の第１０実施の形態を図１２
に基づいて説明する。図１２は、図１に示す第１の実施
の形態において、電圧形ＰＷＭインバータ３が可変電圧
可変周波数（ＶＶＶＦ）出力の電圧形ＰＷＭインバータ
としたものである。他の構成は、図１に示した第１の実
施の形態と同様である。

【００５４】以上の構成により、第１０の実施の形態で
は、電圧形ＰＷＭコンバータ２と電圧形ＰＷＭインバー
タ３のコンデンサ６とをインピーダンス要素７により分
離している。電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波が電圧
形ＰＷＭインバータ側の直流コンデンサ６へ流入するこ
とで、電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動す
る。電圧形ＰＷＭコンバータ２側の直流電圧（＝ＶＰＣ
−ＶＮＣ）と電圧形ＰＷＭインバータ３側の直流電圧
（＝ＶＰＩ―ＶＮI）の電圧差により電流が電圧形ＰＷ
Ｍコンバータ２から電圧形ＰＷＭインバータ３へあるい
は電圧形ＰＷＭインバータ３から電圧形ＰＷＭコンバー
タ２へ流れるが、インピーダンス要素７により、高調波
電流の大きさを減衰させることができる。特に、電圧形
ＰＷＭインバータ３が可変電圧可変出力（ＶＶＶＦ）の
インバータである場合、変調率や周波数といった電圧形
ＰＷＭインバータ３の動作状態に応じて高調波成分が変
化する。図１３及び図１４は、ＶＶＶＦ方式の電圧形Ｐ
ＷＭインバータ３から直流コンデンサ６側へ流れる電流
のシミュレーションにおけるＦＦＴ結果を示す。同シミ
ュレーション時の電圧形ＰＷＭインバータの動作は、１
パルスモードである。１パルスモードにおける直流高調
波は、電圧形ＰＷＭインバータ周波数Ｆｉの６倍の整数
倍ｎに現れる。

【００５５】Ｆｉ×６ｎ図１３では、電圧形ＰＷＭイン
バータ周波数Ｆｉ＝１００Ｈｚであるため、６００Ｈ
ｚ，１２００Ｈｚ，１８００Ｈｚ，…の高調波が発生し
ている。図１４では、電圧形ＰＷＭインバータ周波数Ｆ
ｉ＝１４０Ｈｚであるため、８４０Ｈｚ，１６８０Ｈ
ｚ，２５２０Ｈｚ，…の高調波が発生している。図１３
及び図１４より、高調波周波数が電圧形ＰＷＭインバー
タ周波数とともに変化している様子が分かる。また、同
シミュレーション結果は、１パルスモードでの結果を示
すものであり、他のパルスモードの場合にはこの１パル
スモードとは異なった高調波を発生する。このように高
調波成分は、主回路方式やＰＷＭ制御方式、出力周波数
に応じて変化する。ＶＶＶＦインバータの場合には、動
作中に高調波成分が時々刻々と変化していくため、例え
ぱ、ノッチフィルタのようなある特定の周波数成分を抑
制する方式では、あらゆる動作状態におけるインバータ
の影響を抑制することは困難である。本実施の形態にお
いては、ＶＶＶＦインバータにより高調波成分が変化す
るようなシステムにおいても、高調波を減衰させる効果
が期待できる。

【００５６】以上により、本実施の形態では、ＶＶＶＦ
インバータ３の高調波の影響により電圧形ＰＷＭコンバ
ータ２側の直流電圧が脈動するのを抑制することがで
き、電圧形ＰＷＭコンバータ２の直流電圧が安定化され
るために、電圧形ＰＷＭコンバータ２の交流側に流れる
電流に含まれる高調波を低減することが可能となる。

【００５７】なお、第１０の実施の形態においても、図
５に示した第２の実施の形態のようにインピーダンス要
素７にリアクトル８を用いること、図６に示した第３の
実施の形態のようにインピーダンス要素７を直流側負極
電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間に接続し、あるいは図７に示し
た第４の実施の形態のように直流側正極電位点ＶＰＣ，
ＶＰＩ間と負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間との両方に接
続することも可能であり、これによって、上記の第１０
の実施の形態の作用効果に加えて、各実施の形態と同様
の作用効果を得ることができる。

【００５８】次に、本発明の第１１の実施の形態を図１
５に基づいて説明する。図１５に示す第１１の実施の形
態の電力変換装置は、図１に示した第１の実施の形態に
おける３相交流電源１に代えて、単相電源１６を用いた
ことを特徴としている。電源１６が単相であるため、電
圧形ＰＷＭコンバータも３相の電圧形ＰＷＭコンバータ
でなく、単相の電圧形ＰＷＭコンバータ２５を用いてい
る。他の構成は図１に示した第１の実施の形態と同様で
ある。

【００５９】単相電圧形ＰＷＭコンバータ２５には、図
１６、図１７又は図１８に示す回路構成のものを用いる
ことができる。図１６のコンバータ回路は直流側電位点
を２つ有する２レベル変換器であり、広く知られた電圧
形ＰＷＭコンバータである。図１７、図１８のコンバー
タ回路は、直流側電位点を３つ有する３レベル変換器で
ある。特に図１７は中性点クランプ方式（ＮＰＣ）変換
器として広く知られた電圧形ＰＷＭコンバータである。
図１８に示す回路構成の変換器は、図２に示す２レベル
電圧形ＰＷＭコンバータの直流側を直列に接続し、交流
側をそれぞれ変圧器２４の２次側に接続するものであ
る。

【００６０】以上の構成により、第１１の実施の形態の
電力変換装置は、単相の電圧形ＰＷＭコンバータ２５と
電圧形ＰＷＭインバータ３との間にインピーダンス要素
７を直列に接続した構成となり、電圧形ＰＷＭコンバー
タ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３のコンデンサをイン
ピーダンス要素７により分離している。これにより、次
のような作用効果を得ることができる。

【００６１】電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波が電圧
形ＰＷＭインバータ側の直流コンデンサ６へ流入するこ
とで、電圧形ＰＷＭインバータ側の直流電圧が脈動す
る。電圧形ＰＷＭコンバータ２５側と電圧形ＰＷＭイン
バータ３側の直流電圧の電圧差分の電流が電圧形ＰＷＭ
コンバータ２５から電圧形ＰＷＭインバータ３へあるい
は電圧形ＰＷＭインバータ３から電圧形ＰＷＭコンバー
タ２５へ流れるが、インピーダンス要素７により、電流
の大きさを減衰させることができる。よって、電圧形Ｐ
ＷＭインバータ３の高調波の影響により、電圧形ＰＷＭ
コンバータ２５側の直流電圧が脈動することを抑制する
ことができ、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の直流電圧が
安定化され、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の交流側に流
れる電流に含まれる高調波を低減することが可能とな
る。例えぱ、図１９には、従来技術例において示した図
３５のシミュレーションと同様の条件で、本実施の形態
の構成でシミュレーションした場合の電圧形ＰＷＭコン
バータ２５から電源１６へと流れる電流のＦＦＴ結果を
示している。従来例の図３５と比較して、電圧形ＰＷＭ
インバータ３の影響である高調波が抑制低減されている
ことが確認できる。

【００６２】逆に、単相電圧形ＰＷＭコンバータ２５の
整流に起因して、電圧形ＰＷＭコンバータ２５の直流側
には、電源１６が単相の場合、電源周波数の２倍の周波
数が重畳し、電圧が同周波数により脈動することによ
り、電圧形ＰＷＭインバータ３の相電流にビート現象が
発生したり、電動機のような負荷４を駆動する場合には
トルク脈動が発生する。しかしながら、本実施の形態の
ように、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭイ
ンバータ３のコンデンサ５，６間をインピーダンス要素
７により分離することにより、電圧形ＰＷＭコンバータ
２５の整流に起因する影響が電圧形ＰＷＭインバータ３
側の直流電圧に与える影響を抑制することができ、電流
ビートやトルクリプルといった現象を抑制することが可
能となる。

【００６３】なお、この第１１の実施の形態では、図５
に示した第２の実施の形態のようにインピーダンス要素
７にリアクトル８を用いること、図６に示した第３の実
施の形態のようにインピーダンス要素７を直流側負極電
位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間に接続し、あるいは図７に示した
第４の実施の形態のように直流側正極電位点ＶＰＣ，Ｖ
ＰＩ間と負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間との両方に接続
することが可能である。

【００６４】次に、本発明の第１２の実施の形態を図２
０に基づいて説明する。図２０に示す第１２の実施の形
態の電力変換装置は、交直流電気車用の電力変換装置で
ある。交直流電気車では、交流き電区間を走行する場
合、架線２６に流れる単相の交流をパンタグラフ２７に
より集電し、変圧器２８の１次側端子の一方へ入力す
る。変圧器２８の一次側のもう一方の端子は、車輪２９
を介してレール３０へ接続される。変圧器２８の２次側
は、単相電圧形ＰＷＭコンバータ２５に接続されてい
る。第１１の実施の形態と同様に、電圧形ＰＷＭコンバ
ータ２５は単相交流を入力とし、２つの直流側電位点Ｖ
ＰＣ，ＶＮＣを有している。電圧形ＰＷＭコンバータ２
５の負極側電位点ＶＮＣは、電圧形ＰＷＭインバータ３
の負極側電位点ＶＮＩに接続されている。

【００６５】本実施の形態における電圧形ＰＷＭインバ
ータ３は２つの直流電位点ＶＰＩ，ＶＮＩを入力とし、
３相の交流を出力するものである。電圧形ＰＷＭインバ
ータ３の正極側電位点ＶＰＩは、リアクトル３０を介し
てスイッチ３１の出力端子Ｃに接続されている。電圧形
ＰＷＭコンバータ２５の正極側電位点ＶＰＣはスイッチ
３１の入力端子の一方Ｂへ接続されている。

【００６６】交流き電区間である場合、スイッチ３１は
電圧形ＰＷＭコンバータ２５の正極側電位点ＶＰＣとリ
アクトル３０が短絡するように、すなわち端子ＢＣが接
するように開閉動作し、電圧形ＰＷＭインバータ３によ
り得られる３相交流により、負荷である電動機３２を駆
動する。

【００６７】交直流電気車が直流き電区間を走行する場
合、スイッチ３１は入力端子Ａとリアクトル３０に接続
された出力端子Ｃとが短絡するように開閉動作し、架線
２６に流れる直流をパンタグラフ２７により集電し、電
圧形ＰＷＭインバータ３によって３相交流に変換し、電
動機負荷３２を駆動する。

【００６８】以上の構成により、交流き電区間と直流き
電区間において、電圧形ＰＷＭインバータ３に起因する
高調波の影響をリアクトル３０により、低減することが
できる。直流き電区間を走行する電気車においては、一
般に直流電圧の安定化のために、リアクトル３０が従来
より接続されている。同リアクトル３０を交流き電区間
で、電圧形ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータ
間に直列に接続することにより、交流き電区間におい
て、電圧形ＰＷＭインバータ３の高調波の影響により電
圧形ＰＷＭコンバータ２５から電源へと流れる高調波を
低減することができる。このようにして、スイッチ３１
の切替動作によってリアクトル３０を交流き電区間と直
流き電区間とで併用することにより、交流き電区間毎に
別個のリアクトルを要するのに比べ、コスト・スぺース
・重量等の負担を低減することが可能となる。

【００６９】次に、本発明の第１３の実施の形態を図２
１に基づいて説明する。図２０に示した第１２の実施の
形態のほかに、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形Ｐ
ＷＭインバータ３とがどちらも、３つの直流側電位点Ｖ
ＰＣ，Ｖ０Ｃ，ＶＮＰ；ＶＰＩ，Ｖ０Ｉ，ＶＮＩを有す
る構成も存在する。この場合、図２１に示す回路構成に
する。電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭイン
バータ３が３つの直流側電位点を有する場合、電圧形Ｐ
ＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭインバータ３の中間
電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を切り離すことが回路の対称性
より必要となる。この中間電位点間Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉを切
り離すことで、電圧形ＰＷＭインバータ３の正側電圧と
負側電圧のアンバランスが電圧形ＰＷＭコンバータの正
側電圧と負側電圧のバランス度に与える影響を除去する
ことができるようになる。その他、作用効果に関して
は、図２０に示した第１２の実施の形態に同じである。

【００７０】次に、本発明の第１４の実施の形態を図２
２に基づいて説明する。この実施の形態の電力変換装置
は、図１５に示した第１１の実施の形態と同様の回路構
成における電圧形ＰＷＭインバータ３に代えて、図１２
に示した第１０の実施の形態と同様のＶＶＶＦ方式の電
圧形ＰＷＭインバータ１５を採用し、また負荷として交
流電動機３２に電力を供給する構成である。そして、電
圧形ＰＷＭコンバータ２５、ＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷ
Ｍインバータ１５それぞれの直流回路のコンデンサ５，
６間において、直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間、直
流側負極電位点ＶＮＰ，ＶＮＩ間の両方をインピーダン
ス要素７によって接続している。なお、インピーダンス
要素７は図５に示したようにリアクトル８を採用するこ
とができる。

【００７１】この第１４の実施の形態によれば、電圧形
ＰＷＭコンバータ２５、電圧形ＰＷＭインバータ１５各
々にコンデンサ５，６を設けることでコンバータ、イン
バータ共に電圧形変換器としてより安定に動作できると
ともに、電圧形ＰＷＭコンバータ２５側のコンデンサ５
が交流成分に対して低インピーダンスとなり、交流成分
をバイパスさせることにより、より電源１６側に流出す
る成分を減少させることができる。

【００７２】なお、インピーダンス要素７は図２２のよ
うに正負両極に挿入しても、正側または負側の一方だけ
に挿入してもよい。そして一方だけに挿入する場合、イ
ンピーダンス要素７としてリアクトル８を用いる場合、
正負両極に設ける２つのリアクトルのインダクタンス値
の和に等しいインダクタンスのリアクトルを挿入するこ
とにより、同じ効果が得られる。

【００７３】次に、本発明の第１５の実施の形態を図２
３に基づいて説明する。第１５の実施の形態の電力変換
装置は、図２２に示した第１４の実施の形態と同様、電
圧形ＰＷＭコンバータ２５、ＶＶＶＦ方式電圧形ＰＷＭ
インバータ１５それぞれの直流側にコンデンサ５，６を
設け、電圧形ＰＷＭコンバータ２５と電圧形ＰＷＭイン
バータ１５の直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間のみに
インピーダンス要素７を挿入し、直流側負極電位点側は
接地したことを特徴とする。インピーダンス要素７には
他の実施の形態と同様にリアクトル８を用いることがで
きる。

【００７４】この第１５の実施の形態では、電源１６側
に流れる交流成分のうち、いわゆるノーマルモードの交
流成分電流はインピーダンス要素７によって減衰し、電
源１６側への流出が抑制される。同時に主回路の一端を
接地することによって、主回路全体の電位が接地に対し
安定するため、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減
少させることができる。

【００７５】なお、第１５の実施の形態では直流側負極
電位点側を接地したが、図２４に示したように、直流側
正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ側を接地し、直流側負極電位
点ＶＮＣ，ＶＮＩ間にインピーダンス要素７を挿入する
構成とすることもできる（第１６の実施の形態）。これ
によって、直流回路の正極（正極側電位点）側で電位が
固定され、第１５の実施の形態と同様にコモンモードノ
イズを減少させる効果が得られる。

【００７６】次に、本発明の第１７の実施の形態を図２
５に基づいて説明する。第１７の実施の形態の電力変換
装置は、図２２に示した第１４の実施の形態に対して、
さらにＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭインバータ１５の直
流側負極電位点ＶＮＩを接地抵抗４１を介して接地させ
たことを特徴とする。これによって、第１４の実施の形
態の作用効果に加えて、主回路電位の安定化が図れる。

【００７７】なお、接地点としては、電圧形ＰＷＭコン
バータ２５側負極あるいは正極側を選んでも電位安定の
効果は得られる。

【００７８】次に、本発明の第１８の実施の形態を図２
６に基づいて説明する。第１８の実施の形態の電力変換
装置は、電圧形ＰＷＭコンバータ２５、ＶＶＶＦインバ
ータ１５それぞれに図１７又は図１８に示したような３
レベルコンバータを採用し、この電圧形３レベルＰＷＭ
コンバータ２５と３レベルＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭ
インバータ１５との間の直流リンクの正極側電位点ＶＰ
Ｃ，ＶＰＩ間、負極側電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間それぞれ
に等しいインピーダンス要素７を挿入し、コンデンサ１
０，１１の分圧点、いわゆる中性点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉを抵
抗４１を介して接地した例である。なお、これらのイン
ピーダンス要素７にはインダクタンスの等しいリアクト
ル８を用いることができる。

【００７９】この第１８の実施の形態によれば、主回路
動作、主回路電位変動とも中性点を中心に対称動作とな
り、ノイズ低減効果が得られる。

【００８０】次に、本発明の第１９の実施の形態を図２
７に基づいて説明する。第１９の実施の形態の電力変換
装置は、図９に示した第７の実施の形態における３相交
流用の電圧形ＰＷＭコンバータ２に代えて単相交流用の
電圧形ＰＷＭコンバータ２５を用い、また電圧形ＰＷＭ
インバータ３に代えてＶＶＶＦ方式の電圧形ＰＷＭイン
バータ１５を用い、負荷に交流電動機３２を採用したこ
とを特徴とする。

【００８１】この第１９の実施の形態の場合、電圧形３
レベルＰＷＭコンバータ２５、３レベルＶＶＶＦインバ
ータ１５それぞれのコンデンサの分圧点間、つまり直流
中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を非接続とすることによ
り、第７の実施の形態と同様にＶＶＶＦインバータ１５
の中性点（中間電位点Ｖ０Ｉ）に発生するインバータ周
波数の３倍の周波数の電位変動に伴う交流成分が電圧形
ＰＷＭコンバータ２５側に流れるのを防止することがで
きる。

【００８２】次に、本発明の第２０の実施の形態を図２
８に基づいて説明する。第２０の実施の形態の電力変換
装置は、図２７に示した第１９の実施の形態に対して、
さらに電圧形ＰＷＭコンバータ２５とＶＶＶＦ方式電圧
形ＰＷＭインバータ１５との直流側正極電位点ＶＰＶ，
ＶＰＩ間をインピーダンス要素７によって直列に接続し
たことを特徴とする。このインピーダンス要素７には、
他の実施の形態と同様にリアクトル８を用いることがで
きる。

【００８３】これによって、ＶＶＶＦインバータ１５の
直流側中間電位点Ｖ０Ｉの電位変動による交流成分及び
ＶＶＶＦインバータ１５の直流側正極電位点ＶＰＩ、負
極側電位点ＶＮＩそれぞれに現れる電位変動による交流
成分のいずれも電圧形ＰＷＭコンバータ２５側に流出す
るのを防止することができる。

【００８４】なお、同様の作用効果は、図２９に示すよ
うに電圧形ＰＷＭコンバータ２５とＶＶＶＦインバータ
１５との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を非接続にし、直
流側負極電位点ＶＮＣ，ＶＮＩ間にインピーダンス要素
７を挿入した構成（第２１の実施の形態）、また図３０
に示すように電圧形ＰＷＭコンバータ２５とＶＶＶＦイ
ンバータ１５との中間電位点Ｖ０Ｃ，Ｖ０Ｉ間を非接続
にし、直流側正極電位点ＶＰＣ，ＶＰＩ間と負極側電位
点ＶＮＣ，ＶＮＩ間との両方に共にインピーダンス要素
７を挿入した構成（第２２の実施の形態）にしても得る
ことができる。

【００８５】

【発明の効果】以上のように請求項１又は２の発明によ
れば、電圧形ＰＷＭコンバータの直流側と電圧形ＰＷＭ
インバータの直流側とをインピーダンス要素又はＬＣフ
ィルタにより分離することによって、電圧形ＰＷＭイン
バータ高調波の影響によって電圧形ＰＷＭコンバータ側
の直流電圧が脈動するのを抑制して電圧形ＰＷＭコンバ
ータの直流電圧を安定化させ、電圧形ＰＷＭコンバータ
の交流側に流れる電流に含まれる高調波を低減すること
ができ、また電圧形ＰＷＭコンバータの整流に起因する
影響が電圧形ＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響
を抑制することができて、電流ビートやトルクリプルと
いった現象を抑制することができる。

【００８６】請求項３又は４の発明によれば、いわゆる
ノーマルモードの交流成分電流はインピーダンス要素に
よって減衰させ、かつ主回路全体の電位を接地に対して
安定させ、いわゆるコモンモードのノイズ成分も減少さ
せることができる。

【００８７】請求項５の発明によれば、電圧形３レベル
ＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータの
直流側中間電位点の間にインピーダンス要素を接続する
ことにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの中間電
位点から電圧形３レベルＰＷＭコンバータの中間電位点
へと流れる電流を減衰させ、電圧形３レベルＰＷＭイン
バータの正側電圧と負側電圧のアンバランスの影響が電
圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の正側電圧と負側電圧
のバランス度に与える影響を低減することができ、電圧
形３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含
まれる高調波を低減することができる。

【００８８】請求項６の発明によれば、電圧形３レベル
ＰＷＭコンバータの直流側中間電位点と電圧形３レベル
ＰＷＭインバータの直流側中間電位点の間を切り離すこ
とにより、電圧形３レベルＰＷＭインバータの正側電圧
と負側電圧のアンバランスの影響が電圧形３レベルＰＷ
Ｍコンバータ側の正側電圧と負側電圧のバランス度に与
える影響を除去することができ、電圧形３レベルＰＷＭ
コンバータの交流側に流れる電流に含まれる高調波を低
減することができる。

【００８９】請求項７の発明によれば、電圧形３レベル
ＰＷＭコンバータの直流側と電圧形３レベルＰＷＭイン
バータの直流側とをインピーダンス要素により分離する
ことにより、インピーダンス要素によって電圧形３レベ
ルＰＷＭインバータから電圧形３レベルＰＷＭコンバー
タ側に流れる交流電流成分を減衰させることができ、電
圧形３レベルＰＷＭインバータ高調波の影響によって電
圧形３レベルＰＷＭコンバータ側の直流電圧が脈動する
のを抑制することができ、この結果として、電圧形３レ
ベルＰＷＭコンバータの直流電圧が安定化され、電圧形
３レベルＰＷＭコンバータの交流側に流れる電流に含ま
れる高調波を低減することができ、また電圧形３レベル
ＰＷＭコンバータの整流に起因する影響が電圧形３レベ
ルＰＷＭインバータ側直流電圧に与える影響を抑制する
ことができて、電流ビートやトルクリプルといった現象
を抑制することもできる。

【００９０】請求項８の発明によれば、電圧形３レベル
ＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータよ
り成る電力変換装置において、電圧形３レベルＰＷＭコ
ンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞ
れの最も高い直流電位点間と最も低い直流電位点間との
双方にインピーダンス要素を直列に接続し、電圧形３レ
ベルＰＷＭコンバータと電圧形３レベルＰＷＭインバー
タとのそれぞれの直流側中間電位点の間を直接接続する
と共に、当該直流側中間電位点を別のインピーダンス要
素を介して接地することにより、いわゆるノーマルモー
ドの交流成分電流はインピーダンス要素によって減衰さ
せ、かつ主回路全体の電位を接地に対して安定させ、い
わゆるコモンモードのノイズ成分も減少させることがで
きる。

【００９１】請求項９又は１０の発明によれば、変圧器
とコンデンサ及び電圧形ＰＷＭコンバータから成る各相
は、等価的にＬＣ直列回路と考えることができ、ＬＣ回
路のゲインは共振周波数付近で大きく、共振周波数から
離れるに従い小さくなるため、共振周波数を電源の周波
数付近に設定することにより、電圧形ＰＷＭコンバータ
から電源へ流れる電流高調波を減衰させることができ
る。また、変圧器の漏れインダクタンスによる電圧降下
分をコンデンサによって補償することができ、電圧形Ｐ
ＷＭコンバータの電圧利用率を向上させることができ
る。さらに、変圧器と電圧形ＰＷＭコンバータとに直列
に接続したコンデンサによって直流電流が変圧器に流れ
ることを防止することができ、直流電流が変圧器に流れ
ると変圧器が偏磁し、高調波を増加させるものであるの
が、このコンデンサによりそのような変圧器の偏磁を抑
制し、高調波の増加を抑制することができる。

【００９２】請求項１１の発明によれば、直流き電区間
と交流き電区間において、電圧形ＰＷＭインバータに起
因する高調波の影響をリアクトルによって低減すること
ができ、また直流き電区間と交流き電区間とで同じリア
クトルを併用することにより、コスト・スペース・重量
などの負担を低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の回
路ブロック図。

【図２】上記の実施の形態において電圧形ＰＷＭコンバ
ータ、電圧形ＰＷＭインバータとして採用することがで
きる変換器の回路図。

【図３】上記の実施の形態において電圧形ＰＷＭコンバ
ータ、電圧形ＰＷＭインバータとして採用することがで
きる３レベル変換器の回路図。

【図４】上記の実施の形態における電圧形ＰＷＭコンバ
ータとして採用することができる３レベル変換器の回路
図。

【図５】上記の実施の形態におけるインピーダンス要素
として採用するリアクトルの回路図。

【図６】本発明の第３の実施の形態の電力変換装置の回
路ブロック図。

【図７】本発明の第４の実施の形態の電力変換装置の回
路ブロック図。

【図８】本発明の第５の実施の形態の電力変換装置の回
路ブロック図。

【図９】本発明の第７の実施の形態の電力変換装置の回
路ブロック図。

【図１０】本発明の第８の実施の形態の電力変換装置の
回路ブロック図。

【図１１】上記の第８の実施の形態における変圧器と電
圧形ＰＷＭコンバータの各相等価回路図。

【図１２】本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図１３】上記の第１０の実施の形態におけるＶＶＶＦ
方式電圧形ＰＷＭインバータ（電圧形ＰＷＭインバータ
周波数１００Ｈｚ）から電圧形ＰＷＭインバータの直流
側へ流れる電流のＦＦＴ結果を示すグラフ。

【図１４】上記の第１０の実施の形態におけるＶＶＶＦ
方式電圧形ＰＷＭインバータ（電圧形ＰＷＭインバータ
周波数１４０Ｈｚ）から電圧形ＰＷＭインバータの直流
側へ流れる電流のＦＦＴ結果を示すグラフ。

【図１５】本発明の第１１の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図１６】上記の第１１の実施の形態における電圧形Ｐ
ＷＭコンバータに採用される変換器の回路図。

【図１７】上記の第１１の実施の形態における電圧形Ｐ
ＷＭコンバータに採用される単相交流を入力とする３レ
ベル変換器の回路図。

【図１８】上記の第１１の実施の形態における電圧形Ｐ
ＷＭコンバータとして採用することができる３レベル変
換器の他の例の回路図。

【図１９】上記の第１１の実施の形態における電圧形Ｐ
ＷＭコンバータから電源へ流れる電流のＦＦＴ結果のグ
ラフ。

【図２０】本発明の第１２の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図２１】本発明の第１３の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図２２】本発明の第１４の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図２３】本発明の第１５の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図２４】本発明の第１６の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図２５】本発明の第１７の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図２６】本発明の第１８の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図２７】本発明の第１９の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図２８】本発明の第２０の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図２９】本発明の第２１の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図３０】本発明の第２２の実施の形態の電力変換装置
の回路ブロック図。

【図３１】従来例の電力変換装置の回路ブロック図。

【図３２】電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮しない
交流電車システムでの１次電流のＦＦＴ結果のグラフ。

【図３３】電圧形ＰＷＭインバータの影響を考慮した交
流電車システムでの１次電流のＦＦＴ結果のグラフ。

【図３４】電圧形３レベルコンバータ、電圧形３レベル
インバータを採用した電気車用電力変換装置の従来例の
回路ブロック図。

【符号の説明】

１３相電源２電圧形ＰＷＭコンバータ３電圧形ＰＷＭインバータ４負荷５コンデンサ６コンデンサ７インピーダンス要素８リアクトル９インピーダンス要素１０コンデンサ１１コンデンサ１２コンデンサ１３コンデンサ１５（可変電圧可変周波数出力方式：ＶＶＶＦ方式）
電圧形ＰＷＭインバータ１６単相電源１７変圧器１８コンデンサ１９コンデンサ２０変圧器２１（変圧器を模擬する）電圧源２２漏れインダクタンス２３（電圧形ＰＷＭコンバータを模擬する）電圧源２４変圧器２５（単相）電圧形ＰＷＭコンバータ２６架線２７パンタグラフ２８変圧器２９車輪３０リアクトル３１スイッチ３２電動機３３レール４０コンデンサ４１抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力側に第１のコンデンサが接続される
電圧形ＰＷＭコンバータと、入力側に第２のコンデンサ
が接続される電圧形ＰＷＭインバータとを備え、前記第
１のコンデンサと前記第２のコンデンサの間に直列にイ
ンピーダンス要素を接続したことを特徴とする電力変換
装置。
【請求項２】交流電力を入力として直流電力に変換す
る電圧形ＰＷＭコンバータと、この電圧形ＰＷＭコンバ
ータ出力端子間に接続された第１のコンデンサと、この
第１のコンデンサ端子間に接続されるＬＣフィルタと、
このＬＣフィルタのコンデンサ端子間に接続される電圧
形ＰＷＭインバータとを備えて成る電力変換装置。
【請求項３】前記インピーダンス要素の接続されてい
ない側の直流側電位点間を接地したことを特徴とする請
求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】前記インピーダンス要素が前記最も高い
直流電位点間と最も低い直流電位点間との双方に接続さ
れている場合、これらのいずれか一方の直流電位点間を
別のインピーダンス要素を介して接地したことを特徴と
する請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】電源としての単相交流又は３相交流を３
つの電位点を有する直流に変換する電圧形３レベルＰＷ
Ｍコンバータと、３つの電位点を有する直流を入力と
し、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給
する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換
装置において、前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータと
前記電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞれの直
流側中間電位点の間にインピーダンス要素を直列に接続
したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】出力側に中間電位を有する第１のコンデ
ンサが接続される電圧形３レベルＰＷＭコンバータと、
入力側に中間電圧を有する第２のコンデンサが接続され
る電圧形３レベルＰＷＭインバータとを備え、前記第１
のコンデンサと前記第２のコンデンサの各両端端子間の
みを接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】前記第１のコンデンサと前記第２のコン
デンサの各両端端子間の少なくともいずれか一方にイン
ピーダンス要素を直列に接続したことを特徴とする請求
項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】電源としての単相交流又は３相交流を３
つの電位点を有する直流に変換する電圧形３レベルＰＷ
Ｍコンバータと、３つの電位点を有する直流を入力と
し、単相交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給
する電圧形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換
装置において、前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータと前記電圧形３レ
ベルＰＷＭインバータとのそれぞれの最も高い直流電位
点間と最も低い直流電位点間との双方にインピーダンス
要素を直列に接続し、前記電圧形３レベルＰＷＭコンバ
ータと前記電圧形３レベルＰＷＭインバータとのそれぞ
れの直流側中間電位点の間を直接接続すると共に、当該
直流側中間電位点を別のインピーダンス要素を介して接
地したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】電源としての単相交流又は３相交流と、
該電源に接続された変圧器と、該変圧器に接続された電
圧形３レベルＰＷＭコンバータと、該電圧形３レベルＰ
ＷＭコンバータにより変換された直流を入力とし、単相
交流又は３相交流に変換して負荷に電力を供給する電圧
形３レベルＰＷＭインバータより成る電力変換装置にお
いて、前記変圧器と前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータの間
にコンデンサを直列に接続したことを特徴とする電力変
換装置。
【請求項１０】前記変圧器の漏れインダクタンスと、
前記変圧器と前記電圧形３レベルＰＷＭコンバータの間
に直列に接続されたコンデンサとの共振周波数を前記電
源の周波数付近に設定したことを特徴とする請求項９に
記載の電力変換装置。
【請求項１１】架線に流れる電力をパンタグラフによ
り集電し、直流き電区間にあっては切換装置並びにリア
クトルを介して電圧形ＰＷＭインバータに直流電力を供
給し、交流き電区間にあっては変圧器を介して交流電力
を電圧形ＰＷＭコンバータの出力側に接続されるコンデ
ンサの出力端から前記切換装置並びに前記リアクトルを
介して前記電圧形ＰＷＭインバータに直流電力を供給す
ることを特徴とする電力変換装置。